Movatterモバイル変換

[0]ホーム
URL:

WO2017064848A1 - Electric power conversion device and power conditioner using same - Google Patents

Electric power conversion device and power conditioner using sameDownload PDF

Info

Publication number
WO2017064848A1
WO2017064848A1PCT/JP2016/004484JP2016004484WWO2017064848A1WO 2017064848 A1WO2017064848 A1WO 2017064848A1JP 2016004484 WJP2016004484 WJP 2016004484WWO 2017064848 A1WO2017064848 A1WO 2017064848A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
point
output
connection point
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2016/004484
Other languages
French (fr)
Japanese (ja)
Inventor
和憲 木寺
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co LtdfiledCriticalPanasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority to JP2017545089ApriorityCriticalpatent/JP6455793B2/en
Publication of WO2017064848A1publicationCriticalpatent/WO2017064848A1/en
Anticipated expirationlegal-statusCritical
Ceasedlegal-statusCriticalCurrent

Links

Images

Classifications

Definitions

Landscapes

Abstract

Provided is an electric power conversion device that can further improve electric power conversion efficiency. Also provided is a power conditioner that uses the electric power conversion device. According to the present invention, a first bidirectional switch (13) is electrically connected between a first connection point (201) that is a connection point between a first switching element (Q1) and a second switching element (Q2) and a second connection point (202) that is a connection point between a seventh switching element (Q7) and an eighth switching element (Q8). A second bidirectional switch (14) is electrically connected between a third connection point (203) that is a connection point between a third switching element (Q3) and a fourth switching element (Q4) and a fourth connection point (204) that is a connection point between a fifth switching element (Q5) and a sixth switching element (Q6). An electric power conversion device (1) that also comprises first, second, third, and fourth protection diodes (D101-D104).

Description

Translated fromJapanese
電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナPower converter and power conditioner using the same

　本発明は、電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナに関する。The present invention relates to a power conversion device and a power conditioner using the same.

　近年、住宅用の太陽光発電装置や燃料電池、蓄電装置などの普及に伴い、これらの直流電源の出力を交流に変換する電力変換装置として、多様な回路が提案され、提供されている。例えば特許文献１，２には、直流電圧源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成する電力変換装置（特許文献１では「マルチレベル電力変換装置」、特許文献２では「コンバータ回路」）が開示されている。In recent years, with the spread of residential solar power generation devices, fuel cells, power storage devices, and the like, various circuits have been proposed and provided as power conversion devices that convert the output of these DC power sources into AC. For example,Patent Documents 1 and 2 disclose a power converter that generates an AC output converted from a DC voltage source into a plurality of voltage levels (“Multi-level power converter” inPatent Document 1 and “Converter Circuit” in Patent Document 2). Is disclosed.

　特許文献１の記載によれば、電力変換装置は、５レベルの電圧を出力する５レベルインバータであって、２個の直流キャパシタと、２個のフライングキャパシタと、１０個のスイッチング素子とを備えている。この電力変換装置は、２個の直流キャパシタの直列回路に直流電圧Ｅが印加された状態で、各直流キャパシタの電圧がＥ／２となり、各フライングキャパシタの電圧がＥ／４となるように各スイッチング素子を制御することで、５レベルの電圧を出力する。According to the description ofPatent Document 1, the power conversion device is a 5-level inverter that outputs a 5-level voltage, and includes two DC capacitors, two flying capacitors, and 10 switching elements. ing. In this power converter, in the state where the DC voltage E is applied to the series circuit of two DC capacitors, the voltage of each DC capacitor becomes E / 2 and the voltage of each flying capacitor becomes E / 4. By controlling the switching element, a five-level voltage is output.

　ところで、上述した特許文献１，２に記載の電力変換装置では、上述したように５レベル（５段階）の電圧を出力する際、直流電圧源から入力される電流は、１０個のスイッチング素子のうち６個もの素子を通過することになる。したがって、この電力変換装置では、スイッチング素子の導通損失（ロス）の和が比較的大きく、電力変換効率のさらなる向上が望まれている。By the way, in the power converters described inPatent Documents 1 and 2 described above, as described above, when outputting a voltage of five levels (five steps), the current input from the DC voltage source is equal to ten switching elements. Of these, 6 elements pass through. Therefore, in this power conversion device, the sum of conduction loss (loss) of the switching elements is relatively large, and further improvement in power conversion efficiency is desired.

特開２０１４－６４４３１号公報（段落〔０００２〕～〔０００６〕、図１６，１７）Japanese Patent Laying-Open No. 2014-64431 (paragraphs [0002] to [0006], FIGS. 16 and 17)特許第４３６９４２５号公報Japanese Patent No. 4369425

　本発明は上記事由に鑑みてなされており、電力変換効率のさらなる向上を図ることができる電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナを提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above reasons, and an object thereof is to provide a power conversion device capable of further improving the power conversion efficiency and a power conditioner using the power conversion device.

　本発明の一態様に係る電力変換装置は、第１変換回路と第２変換回路とを備え、第１の双方向スイッチと、第２の双方向スイッチと、第１～４の保護ダイオードとをさらに備えている。前記第１変換回路と前記第２変換回路とは、直流電源の高電位側にある第１入力点と前記直流電源の低電位側にある第２入力点との間に、電気的に並列に接続されている。前記第１変換回路は、第１～４のスイッチング素子と、第１キャパシタとを有している。前記第１～４のスイッチング素子は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、第４のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続されている。前記第１キャパシタは、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続されている。前記第１変換回路は、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点を第１出力点とする。前記第２変換回路は、第５～８のスイッチング素子と、第２キャパシタとを有している。前記第５～８のスイッチング素子は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第５のスイッチング素子、第６のスイッチング素子、第７のスイッチング素子、第８のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続されている。前記第２キャパシタは、前記第６のスイッチング素子及び前記第７のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続されている。前記第２変換回路は、前記第６のスイッチング素子と前記第７のスイッチング素子との接続点を第２出力点とする。前記第１の双方向スイッチは、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点である第１接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点である第２接続点との間に電気的に接続されている。前記第２の双方向スイッチは、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点である第３接続点と前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点である第４接続点との間に電気的に接続されている。前記第１の保護ダイオードは、前記第１入力点と前記第１出力点との間において、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第１出力点から前記第１入力点へ流れる電流を通過させる。前記第２の保護ダイオードは、前記第２入力点と前記第１出力点との間において、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２入力点から前記第１出力点へ流れる電流を通過させる。前記第３の保護ダイオードは、前記第１入力点と前記第２出力点との間において、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２出力点から前記第１入力点へ流れる電流を通過させる。前記第４の保護ダイオードは、前記第２入力点と前記第２出力点との間において、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２入力点から前記第２出力点へ流れる電流を通過させる。前記電力変換装置は、前記第１出力点と前記第２出力点との間に出力電圧を生じるように構成される。A power conversion device according to an aspect of the present invention includes a first conversion circuit and a second conversion circuit, and includes a first bidirectional switch, a second bidirectional switch, and first to fourth protection diodes. It has more. The first conversion circuit and the second conversion circuit are electrically in parallel between a first input point on the high potential side of the DC power supply and a second input point on the low potential side of the DC power supply. It is connected. The first conversion circuit includes first to fourth switching elements and a first capacitor. The first to fourth switching elements include a first switching element, a second switching element, and a third switching element from the first input point side between the first input point and the second input point. In this order, the fourth switching elements are electrically connected in series. The first capacitor is electrically connected in parallel with a series circuit of the second switching element and the third switching element. The first conversion circuit uses a connection point between the second switching element and the third switching element as a first output point. The second conversion circuit includes fifth to eighth switching elements and a second capacitor. The fifth to eighth switching elements include a fifth switching element, a sixth switching element, and a seventh switching element from the first input point side between the first input point and the second input point. In this order, the eighth switching elements are electrically connected in series. The second capacitor is electrically connected in parallel with a series circuit of the sixth switching element and the seventh switching element. The second conversion circuit uses a connection point between the sixth switching element and the seventh switching element as a second output point. The first bidirectional switch is a connection point between a first connection point, which is a connection point between the first switching element and the second switching element, and a connection point between the seventh switching element and the eighth switching element. The second connection point is electrically connected. The second bidirectional switch is a connection point of a third connection point that is a connection point of the third switching element and the fourth switching element, and a connection point of the fifth switching element and the sixth switching element. It is electrically connected to the fourth connection point. The first protection diode is electrically connected in parallel with a series circuit of the first switching element and the second switching element between the first input point and the first output point, A current flowing from the first output point to the first input point is passed. The second protection diode is electrically connected in parallel with a series circuit of the third switching element and the fourth switching element between the second input point and the first output point, A current flowing from the second input point to the first output point is passed. The third protection diode is electrically connected in parallel with a series circuit of the fifth switching element and the sixth switching element between the first input point and the second output point, A current flowing from the second output point to the first input point is passed. The fourth protection diode is electrically connected in parallel with a series circuit of the seventh switching element and the eighth switching element between the second input point and the second output point. A current flowing from the second input point to the second output point is passed. The power converter is configured to generate an output voltage between the first output point and the second output point.

　本発明の一態様に係るパワーコンディショナは、上記の電力変換装置と、前記第１出力点及び前記第２出力点と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備える。A power conditioner according to an aspect of the present invention includes the power conversion device described above and a disconnector electrically connected between the first output point and the second output point and a system power supply.

図１は実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment.図２Ａは実施形態に係る電力変換装置の第１のモードの説明図、図２Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第２のモードの説明図である。FIG. 2A is an explanatory diagram of a first mode of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 2B is an explanatory diagram of a second mode of the power conversion device according to the embodiment.図３Ａは実施形態に係る電力変換装置の第３のモードの説明図、図３Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第４のモードの説明図である。FIG. 3A is an explanatory diagram of a third mode of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 3B is an explanatory diagram of a fourth mode of the power conversion device according to the embodiment.図４Ａは実施形態に係る電力変換装置の第５のモードの説明図、図４Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第６のモードの説明図である。4A is an explanatory diagram of a fifth mode of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 4B is an explanatory diagram of a sixth mode of the power conversion device according to the embodiment.図５Ａは実施形態に係る電力変換装置の第７のモードの説明図、図５Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第８のモードの説明図である。FIG. 5A is an explanatory diagram of a seventh mode of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 5B is an explanatory diagram of an eighth mode of the power conversion device according to the embodiment.図６は実施形態に係る電力変換装置の出力電圧の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of an output voltage of the power conversion device according to the embodiment.図７は実施形態に係るパワーコンディショナの構成を示す概略図である。FIG. 7 is a schematic diagram illustrating a configuration of a power conditioner according to the embodiment.図８は実施形態に係る電力変換装置の出力電圧と出力電流との関係を示す波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram showing the relationship between the output voltage and the output current of the power converter according to the embodiment.図９Ａは実施形態に係る電力変換装置の第１，２のモード間のデッドタイムの説明図、図９Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第１，３のモード間のデッドタイムの説明図である。9A is an explanatory diagram of a dead time between the first and second modes of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 9B is an explanatory diagram of a dead time between the first and third modes of the power conversion device according to the embodiment. is there.図１０Ａは実施形態に係る電力変換装置の第２，４のモード間のデッドタイムの説明図、図１０Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第３，４のモード間のデッドタイムの説明図である。10A is an explanatory diagram of a dead time between the second and fourth modes of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 10B is an explanatory diagram of a dead time between the third and fourth modes of the power conversion device according to the embodiment. is there.図１１Ａは比較例の電力変換装置の第１，３のモード間のデッドタイムの説明図、図１１Ｂは比較例の電力変換装置の第３のモードの説明図である。FIG. 11A is an explanatory diagram of a dead time between the first and third modes of the power converter of the comparative example, and FIG. 11B is an explanatory diagram of a third mode of the power converter of the comparative example.図１２Ａは実施形態に係る電力変換装置の第１，２のモード間のデッドタイムの説明図、図１２Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第１，３のモード間のデッドタイムの説明図である。12A is an explanatory diagram of a dead time between the first and second modes of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 12B is an explanatory diagram of a dead time between the first and third modes of the power conversion device according to the embodiment. is there.図１３Ａは実施形態に係る電力変換装置の第２，４のモード間のデッドタイムの説明図、図１３Ｂは実施形態に係る電力変換装置の第３，４のモード間のデッドタイムの説明図である。FIG. 13A is an explanatory diagram of a dead time between the second and fourth modes of the power conversion device according to the embodiment, and FIG. 13B is an explanatory diagram of a dead time between the third and fourth modes of the power conversion device according to the embodiment. is there.

　以下の実施形態は、電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナに関し、とくに直流電源からの電力を変換する電力変換装置、及びそれを用いたパワーコンディショナに関する。The following embodiments relate to a power converter and a power conditioner using the power converter, and more particularly to a power converter that converts power from a DC power source and a power conditioner using the power converter.

　（１）概要
　本実施形態に係る電力変換装置１は、図１に示すように、第１変換回路１１と第２変換回路１２とを備え、第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とをさらに備えている。また、電力変換装置１は、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４をさらに備えている。(1) Outline As shown in FIG. 1, thepower conversion device 1 according to the present embodiment includes afirst conversion circuit 11 and asecond conversion circuit 12, and includes a firstbidirectional switch 13 and a second bidirectional circuit. And aswitch 14. Thepower conversion device 1 further includes first to fourth protection diodes D101 to D104.

　第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、直流電源１００の高電位側にある第１入力点１０１と直流電源１００の低電位側にある第２入力点１０２との間に、電気的に並列に接続されている。Thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12 are electrically connected between afirst input point 101 on the high potential side of theDC power supply 100 and asecond input point 102 on the low potential side of theDC power supply 100. Connected in parallel.

　第１変換回路１１は、第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、第１キャパシタＣ１とを有している。ここで、第１変換回路１１は、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３との接続点を第１出力点１０３とする。Thefirst conversion circuit 11 includes first to fourth switching elements Q1 to Q4 and a first capacitor C1. Here, thefirst conversion circuit 11 sets a connection point between the second switching element Q <b> 2 and the third switching element Q <b> 3 as thefirst output point 103.

　第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に直列に接続されている。第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、第１入力点１０１側から第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のスイッチング素子Ｑ３、第４のスイッチング素子Ｑ４の順で、直列に接続されている。第１キャパシタＣ１は、第２のスイッチング素子Ｑ２及び第３のスイッチング素子Ｑ３の直列回路と、電気的に並列に接続されている。The first to fourth switching elements Q1 to Q4 are electrically connected in series between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. The first to fourth switching elements Q1 to Q4 are arranged in the order of the first switching element Q1, the second switching element Q2, the third switching element Q3, and the fourth switching element Q4 from thefirst input point 101 side. Connected in series. The first capacitor C1 is electrically connected in parallel with the series circuit of the second switching element Q2 and the third switching element Q3.

　第２変換回路１２は、第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８と、第２キャパシタＣ２とを有している。ここで、第２変換回路１２は、第６のスイッチング素子Ｑ６と第７のスイッチング素子Ｑ７との接続点を第２出力点１０４とする。Thesecond conversion circuit 12 has fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 and a second capacitor C2. Here, thesecond conversion circuit 12 sets a connection point between the sixth switching element Q6 and the seventh switching element Q7 as thesecond output point 104.

　第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に直列に接続されている。第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８は、第１入力点１０１側から第５のスイッチング素子Ｑ５、第６のスイッチング素子Ｑ６、第７のスイッチング素子Ｑ７、第８のスイッチング素子Ｑ８の順で、直列に接続されている。第２キャパシタＣ２は、第６のスイッチング素子Ｑ６及び第７のスイッチング素子Ｑ７の直列回路と、電気的に並列に接続されている。The fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 are electrically connected in series between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. The fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 are arranged in the order of the fifth switching element Q5, the sixth switching element Q6, the seventh switching element Q7, and the eighth switching element Q8 from thefirst input point 101 side. Connected in series. The second capacitor C2 is electrically connected in parallel with the series circuit of the sixth switching element Q6 and the seventh switching element Q7.

　第１の双方向スイッチ１３は、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点である第１接続点２０１と第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の接続点である第２接続点２０２との間に電気的に接続されている。The firstbidirectional switch 13 is a connection point between afirst connection point 201 that is a connection point between the first switching element Q1 and the second switching element Q2, and a connection point between the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8. It is electrically connected to a certainsecond connection point 202.

　第２の双方向スイッチ１４は、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の接続点である第３接続点２０３と第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の接続点である第４接続点２０４との間に電気的に接続されている。The secondbidirectional switch 14 is a connection point between the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4, thethird connection point 203 and the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6. It is electrically connected to a certainfourth connection point 204.

　第１の保護ダイオードＤ１０１は、第１入力点１０１と第１出力点１０３との間において、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の直列回路と電気的に並列に接続されている。第１の保護ダイオードＤ１０１は、第１出力点１０３から第１入力点１０１へ流れる電流を通過させる。The first protection diode D101 is electrically connected in parallel with the series circuit of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 between thefirst input point 101 and thefirst output point 103. . The first protection diode D101 allows a current flowing from thefirst output point 103 to thefirst input point 101 to pass therethrough.

　第２の保護ダイオードＤ１０２は、第２入力点１０２と第１出力点１０３との間において、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の直列回路と電気的に並列に接続されている。第２の保護ダイオードＤ１０２は、第２入力点１０２から第１出力点１０３へ流れる電流を通過させる。The second protection diode D102 is electrically connected in parallel with the series circuit of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 between thesecond input point 102 and thefirst output point 103. . The second protection diode D102 allows a current flowing from thesecond input point 102 to thefirst output point 103 to pass therethrough.

　第３の保護ダイオードＤ１０３は、第１入力点１０１と第２出力点１０４との間において、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の直列回路と電気的に並列に接続されている。第３の保護ダイオードＤ１０３は、第２出力点１０４から第１入力点１０１へ流れる電流を通過させる。The third protection diode D103 is electrically connected in parallel with the series circuit of the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 between thefirst input point 101 and thesecond output point 104. . The third protection diode D103 allows a current flowing from thesecond output point 104 to thefirst input point 101 to pass therethrough.

　第４の保護ダイオードＤ１０４は、第２入力点１０２と第２出力点１０４との間において、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の直列回路と電気的に並列に接続されている。第４の保護ダイオードＤ１０４は、第２入力点１０２から第２出力点１０４へ流れる電流を通過させる。The fourth protection diode D104 is electrically connected in parallel with the series circuit of the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8 between thesecond input point 102 and thesecond output point 104. . The fourth protection diode D104 allows a current flowing from thesecond input point 102 to thesecond output point 104 to pass therethrough.

　そして、電力変換装置１は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に出力電圧を生じるように構成される。Thepower converter 1 is configured to generate an output voltage between thefirst output point 103 and thesecond output point 104.

　（２）詳細
　以下、本実施形態に係る電力変換装置１、及びそれを用いたパワーコンディショナ２０（図７参照）について詳しく説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は、下記実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。(2) Details Hereinafter, thepower conversion device 1 according to the present embodiment and the power conditioner 20 (see FIG. 7) using thepower conversion device 1 will be described in detail. However, the configuration described below is only an example of the present invention, and the present invention is not limited to the following embodiment, and the technical idea according to the present invention is not deviated from this embodiment. Various changes can be made in accordance with the design or the like as long as they are not.

　本実施形態では、パワーコンディショナ２０が、直流電源１００としての太陽光発電装置に電気的に接続して使用される住宅用のパワーコンディショナである場合を例示するが、パワーコンディショナ２０の用途を限定する趣旨ではない。パワーコンディショナ２０は、例えば家庭用燃料電池、蓄電装置など、太陽光発電装置以外の直流電源１００に電気的に接続して使用されてもよい。また、例えば店舗、工場、又は事務所などの非住宅にパワーコンディショナ２０が用いられてもよい。さらに、電力変換装置１についても、その用途をパワーコンディショナ２０に限定する趣旨ではなく、電力変換装置１は、パワーコンディショナ２０以外に用いられてもよい。In the present embodiment, the case where thepower conditioner 20 is a residential power conditioner that is used by being electrically connected to a photovoltaic power generation device serving as theDC power source 100 is exemplified. However, the use of thepower conditioner 20 is illustrated. It is not intended to limit. Thepower conditioner 20 may be used by being electrically connected to aDC power source 100 other than a solar power generation device, such as a household fuel cell or a power storage device. For example, thepower conditioner 20 may be used in a non-residential such as a store, a factory, or an office. Furthermore, thepower converter 1 is not intended to limit the application to thepower conditioner 20, and thepower converter 1 may be used other than thepower conditioner 20.

　（２．１）電力変換装置の構成
　本実施形態の電力変換装置１は、図１に示すように、直流電源１００に電気的に接続される。ここでは電力変換装置１は接続箱を介して直流電源１００に接続される。(2.1) Configuration of Power Converter Thepower converter 1 of the present embodiment is electrically connected to aDC power source 100 as shown in FIG. Here, thepower converter 1 is connected to theDC power source 100 via a connection box.

　本実施形態の電力変換装置１は、変換回路１０と、制御部６とを備えている。また、電力変換装置１は、フィルタ回路５をさらに備えている。Thepower conversion device 1 of this embodiment includes aconversion circuit 10 and acontrol unit 6. Further, thepower conversion device 1 further includes afilter circuit 5.

　変換回路１０は、第１変換回路１１、第２変換回路１２、第１の双方向スイッチ１３、第２の双方向スイッチ１４、及び第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４を含んでいる。Theconversion circuit 10 includes afirst conversion circuit 11, asecond conversion circuit 12, a firstbidirectional switch 13, a secondbidirectional switch 14, and first to fourth protection diodes D101 to D104.

　第１入力点１０１及び第２入力点１０２は電力変換装置１における一対の入力端子に相当する。一対の入力端子（第１入力点１０１及び第２入力点１０２）間には直流電源１００が電気的に接続される。Thefirst input point 101 and thesecond input point 102 correspond to a pair of input terminals in thepower conversion device 1. ADC power source 100 is electrically connected between the pair of input terminals (thefirst input point 101 and the second input point 102).

　また、第１変換回路１１の第１出力点１０３及び第２変換回路１２の第２出力点１０４は、それぞれフィルタ回路５を介して第３出力点１０５及び第４出力点１０６に電気的に接続されている。本実施形態では、これら第３出力点１０５及び第４出力点１０６が電力変換装置１における一対の出力端子に相当する。Thefirst output point 103 of thefirst conversion circuit 11 and thesecond output point 104 of thesecond conversion circuit 12 are electrically connected to thethird output point 105 and thefourth output point 106 through thefilter circuit 5, respectively. Has been. In the present embodiment, thethird output point 105 and thefourth output point 106 correspond to a pair of output terminals in thepower conversion device 1.

　本実施形態において、電力変換装置１の出力電圧は交流電圧であり、第３出力点１０５及び第４出力点１０６は、系統電源（商用電力系統）７に電気的に接続される。さらに、第３出力点１０５及び第４出力点１０６には、交流電力の供給を受けて動作する負荷８が電気的に接続される。In the present embodiment, the output voltage of thepower converter 1 is an AC voltage, and thethird output point 105 and thefourth output point 106 are electrically connected to the system power source (commercial power system) 7. Furthermore, aload 8 that operates by receiving supply of AC power is electrically connected to thethird output point 105 and thefourth output point 106.

　具体的には、電力変換装置１の一対の出力端子は、分電盤に設けられた連系ブレーカに電気的に接続されることにより、負荷８及び系統電源７に接続される。すなわち、電力変換装置１は、直流電源１００から入力される直流電力を交流電力に変換し、該交流電力を一対の出力端子（第３出力点１０５及び第４出力点１０６）から負荷８及び系統電源７へ出力する。図１において、系統電源７はＵ相、Ｗ相を持つ単相３線式であるが、この例に限らず系統電源７は単相２線式であってもよい。Specifically, the pair of output terminals of thepower conversion device 1 are connected to theload 8 and thesystem power supply 7 by being electrically connected to an interconnection breaker provided in the distribution board. That is, thepower conversion device 1 converts the DC power input from theDC power source 100 into AC power, and the AC power is transferred from the pair of output terminals (thethird output point 105 and the fourth output point 106) to theload 8 and the system. Output topower supply 7. In FIG. 1, thesystem power supply 7 is a single-phase three-wire system having a U-phase and a W-phase, but is not limited to this example, and thesystem power supply 7 may be a single-phase two-wire system.

　次に、電力変換装置１の各部の構成について詳しく説明する。Next, the configuration of each part of thepower conversion device 1 will be described in detail.

　電力変換装置１は、直流電源１００に接続された一対の入力端子のうち、直流電源１００の高電位（正極）側の入力端子を第１入力点１０１とし、直流電源１００の低電位（負極）側の入力端子を第２入力点１０２とする。そのため、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間には、直流電源１００から出力される直流電圧が、入力電圧として印加されることになる。Thepower conversion apparatus 1 uses the input terminal on the high potential (positive electrode) side of theDC power supply 100 among the pair of input terminals connected to theDC power supply 100 as thefirst input point 101, and the low potential (negative electrode) of theDC power supply 100. The input terminal on the side is thesecond input point 102. Therefore, a DC voltage output from theDC power supply 100 is applied as an input voltage between thefirst input point 101 and thesecond input point 102.

　ここで、直流電源１００の低電位側の入力端子（第２入力点１０２）は、電力変換装置１の回路グランドであって、その電位は０〔Ｖ〕であると仮定する。そうすると、直流電源１００の出力電圧Ｅ〔Ｖ〕を用いて、第１入力点１０１の電位はＥ〔Ｖ〕で表されることになる。Here, it is assumed that the input terminal (second input point 102) on the low potential side of theDC power supply 100 is the circuit ground of thepower converter 1, and the potential thereof is 0 [V]. Then, using the output voltage E [V] of theDC power supply 100, the potential of thefirst input point 101 is represented by E [V].

　第１変換回路１１は、上述したように第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に直列に接続された第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、第１キャパシタＣ１とを有している。第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々は、ここでは一例としてデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられている。As described above, thefirst conversion circuit 11 includes the first to fourth switching elements Q1 to Q4 connected in series between thefirst input point 101 and thesecond input point 102, and the first capacitor C1. is doing. For example, a depletion type n-channel MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) is used here as each of the first to fourth switching elements Q1-Q4.

　第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインは第１入力点１０１に電気的に接続されている。第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインは第１のスイッチング素子Ｑ１のソースに電気的に接続されている。第３のスイッチング素子Ｑ３のドレインは第２のスイッチング素子Ｑ２のソースに電気的に接続されている。第４のスイッチング素子Ｑ４のドレインは第３のスイッチング素子Ｑ３のソースに電気的に接続されている。さらに第４のスイッチング素子Ｑ４のソースは、第２入力点１０２に電気的に接続されている。The drain of the first switching element Q1 is electrically connected to thefirst input point 101. The drain of the second switching element Q2 is electrically connected to the source of the first switching element Q1. The drain of the third switching element Q3 is electrically connected to the source of the second switching element Q2. The drain of the fourth switching element Q4 is electrically connected to the source of the third switching element Q3. Further, the source of the fourth switching element Q 4 is electrically connected to thesecond input point 102.

　ここで、第２のスイッチング素子Ｑ２のソースと第３のスイッチング素子Ｑ３のドレインとの接続点は第１出力点１０３に相当する。さらに、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースと第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点は第１接続点２０１に相当し、第３のスイッチング素子Ｑ３のソースと第４のスイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点は第３接続点２０３に相当する。Here, the connection point between the source of the secondswitching element Q 2 and the drain of the thirdswitching element Q 3 corresponds to thefirst output point 103. Further, the connection point between the source of the first switching element Q1 and the drain of the second switching element Q2 corresponds to thefirst connection point 201, and the source of the third switching element Q3 and the drain of the fourth switching element Q4. The connection point to corresponds to thethird connection point 203.

　第１キャパシタＣ１は、一端が第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン（第１接続点２０１）に電気的に接続され、他端が第３のスイッチング素子Ｑ３のソース（第３接続点２０３）に電気的に接続されている。言い換えれば、第１キャパシタＣ１は、一端が第１のスイッチング素子Ｑ１を介して第１入力点１０１に電気的に接続され、他端が第４のスイッチング素子Ｑ４を介して第２入力点１０２に電気的に接続されている。One end of the first capacitor C1 is electrically connected to the drain (first connection point 201) of the second switching element Q2, and the other end is electrically connected to the source (third connection point 203) of the third switching element Q3. Connected. In other words, the first capacitor C1 has one end electrically connected to thefirst input point 101 via the first switching element Q1 and the other end connected to thesecond input point 102 via the fourth switching element Q4. Electrically connected.

　第２変換回路１２は、上述したように第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に直列に接続された第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８と、第２キャパシタＣ２とを有している。ここで、第２変換回路１２は、基本的には第１変換回路１１と同様の構成であって、第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８がそれぞれ第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に相当し、第２キャパシタＣ２が第１キャパシタＣ１に相当する。第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８の各々は、第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。As described above, thesecond conversion circuit 12 includes the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 connected in series between thefirst input point 101 and thesecond input point 102, and the second capacitor C2. is doing. Here, thesecond conversion circuit 12 has basically the same configuration as thefirst conversion circuit 11, and the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 are replaced with the first to fourth switching elements Q1 to Q4, respectively. The second capacitor C2 corresponds to the first capacitor C1. As each of the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8, a depletion type n-channel MOSFET is used in the same manner as each of the first to fourth switching elements Q1 to Q4.

　すなわち、第５のスイッチング素子Ｑ５のドレインは第１入力点１０１に電気的に接続されている。第６のスイッチング素子Ｑ６のドレインは第５のスイッチング素子Ｑ５のソースに電気的に接続されている。第７のスイッチング素子Ｑ７のドレインは第６のスイッチング素子Ｑ６のソースに電気的に接続されている。第８のスイッチング素子Ｑ８のドレインは第７のスイッチング素子Ｑ７のソースに電気的に接続されている。さらに第８のスイッチング素子Ｑ８のソースは、第２入力点１０２に電気的に接続されている。That is, the drain of the fifth switching element Q5 is electrically connected to thefirst input point 101. The drain of the sixth switching element Q6 is electrically connected to the source of the fifth switching element Q5. The drain of the seventh switching element Q7 is electrically connected to the source of the sixth switching element Q6. The drain of the eighth switching element Q8 is electrically connected to the source of the seventh switching element Q7. Further, the source of the eighth switching element Q8 is electrically connected to thesecond input point 102.

　ここで、第６のスイッチング素子Ｑ６のソースと第７のスイッチング素子Ｑ７のドレインとの接続点は第２出力点１０４に相当する。さらに、第５のスイッチング素子Ｑ５のソースと第６のスイッチング素子Ｑ６のドレインとの接続点は第４接続点２０４に相当し、第７のスイッチング素子Ｑ７のソースと第８のスイッチング素子Ｑ８のドレインとの接続点は第２接続点２０２に相当する。Here, the connection point between the source of the sixth switching element Q6 and the drain of the seventh switching element Q7 corresponds to thesecond output point 104. Further, the connection point between the source of the fifth switching element Q5 and the drain of the sixth switching element Q6 corresponds to thefourth connection point 204, and the source of the seventh switching element Q7 and the drain of the eighth switching element Q8. The connection point is equivalent to thesecond connection point 202.

　第２キャパシタＣ２は、一端が第６のスイッチング素子Ｑ６のドレイン（第４接続点２０４）に電気的に接続され、他端が第７のスイッチング素子Ｑ７のソース（第２接続点２０２）に電気的に接続されている。言い換えれば、第２キャパシタＣ２は、一端が第５のスイッチング素子Ｑ５を介して第１入力点１０１に電気的に接続され、他端が第８のスイッチング素子Ｑ８を介して第２入力点１０２に電気的に接続されている。The second capacitor C2 has one end electrically connected to the drain (fourth connection point 204) of the sixth switching element Q6 and the other end electrically connected to the source (second connection point 202) of the seventh switching element Q7. Connected. In other words, the second capacitor C2 has one end electrically connected to thefirst input point 101 via the fifth switching element Q5 and the other end connected to thesecond input point 102 via the eighth switching element Q8. Electrically connected.

　第２キャパシタＣ２の回路定数（キャパシタンス）と第１キャパシタＣ１の回路定数（キャパシタンス）とは同値である。The circuit constant (capacitance) of the second capacitor C2 and the circuit constant (capacitance) of the first capacitor C1 are the same value.

　また、図１において、第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８には第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８がそれぞれ一対一で逆並列に接続されている。これら第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８は、それぞれ第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の寄生ダイオードである。つまり、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードは第１のダイオードＤ１を構成し、同様に、第２，３…のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３…の寄生ダイオードはそれぞれ第２，３…のダイオードＤ２，Ｄ３…を構成する。例えば第１のダイオードＤ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン側をカソード、ソース側をアノードとする向きに接続されている。In FIG. 1, the first to eighth switching elements Q1 to Q8 are connected to the first to eighth diodes D1 to D8 in a one-to-one manner and in antiparallel. These first to eighth diodes D1 to D8 are parasitic diodes of the first to eighth switching elements Q1 to Q8, respectively. That is, the parasitic diode of the first switching element Q1 constitutes the first diode D1, and similarly, the parasitic diodes of the second, third,... Switching elements Q2, Q3,. D3... For example, the first diode D1 is connected in such a direction that the drain side of the first switching element Q1 is a cathode and the source side is an anode.

　このように構成される第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、電気的に並列に接続されている。つまり、第１変換回路１１と第２変換回路１２とは、直流電源１００の両端間に並列に接続されている。Thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12 configured as described above are electrically connected in parallel between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. That is, thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12 are connected in parallel between both ends of theDC power supply 100.

　第１の双方向スイッチ１３は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第１接続点２０１は、第１の双方向スイッチ１３を介して第２変換回路１２の第２接続点２０２に電気的に接続されている。ここでは、第１の双方向スイッチ１３は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間において、電気的に直列に接続された第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とを有している。第９のスイッチング素子Ｑ９及び第１０のスイッチング素子Ｑ１０は、第１接続点２０１側から第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０の順に接続されている。The firstbidirectional switch 13 is electrically connected between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. That is, thefirst connection point 201 of thefirst conversion circuit 11 is electrically connected to thesecond connection point 202 of thesecond conversion circuit 12 via the firstbidirectional switch 13. Here, the firstbidirectional switch 13 includes a ninth switching element Q9 and a tenth switching element Q10 electrically connected in series between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. have. The ninth switching element Q9 and the tenth switching element Q10 are connected in the order of the ninth switching element Q9 and the tenth switching element Q10 from thefirst connection point 201 side.

　具体的に説明すると、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の各々は、第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の各々と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。第９のスイッチング素子Ｑ９のソースは第１接続点２０１に接続され、第９のスイッチング素子Ｑ９のドレインは第１０のスイッチング素子Ｑ１０のドレインに接続されている。第１０のスイッチング素子Ｑ１０のソースは第２接続点２０２に接続されている。要するに、第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とは、ドレイン同士が互いに接続されるように、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間において逆直列に接続されている。More specifically, each of the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10 is a depletion type n-channel MOSFET, like each of the first to eighth switching elements Q1 to Q8. The source of the ninth switching element Q9 is connected to thefirst connection point 201, and the drain of the ninth switching element Q9 is connected to the drain of the tenth switching element Q10. The source of the tenth switching element Q <b> 10 is connected to thesecond connection point 202. In short, the ninth switching element Q9 and the tenth switching element Q10 are connected in anti-series between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202 so that the drains are connected to each other. .

　第２の双方向スイッチ１４は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第３接続点２０３は、第２の双方向スイッチ１４を介して第２変換回路１２の第４接続点２０４に電気的に接続されている。ここでは、第２の双方向スイッチ１４は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間において、電気的に直列に接続された第１２のスイッチング素子Ｑ１２と第１１のスイッチング素子Ｑ１１とを有している。第１１のスイッチング素子Ｑ１１及び第１２のスイッチング素子Ｑ１２は、第３接続点２０３側から第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１の順に接続されている。The secondbidirectional switch 14 is electrically connected between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204. That is, thethird connection point 203 of thefirst conversion circuit 11 is electrically connected to thefourth connection point 204 of thesecond conversion circuit 12 via the secondbidirectional switch 14. Here, the secondbidirectional switch 14 includes the twelfth switching element Q12 and the eleventh switching element Q11 electrically connected in series between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204. have. The eleventh switching element Q11 and the twelfth switching element Q12 are connected in order of the twelfth switching element Q12 and the eleventh switching element Q11 from thethird connection point 203 side.

　具体的に説明すると、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各々は、第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の各々と同様にデプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。第１１のスイッチング素子Ｑ１１のソースは第４接続点２０４に接続され、第１１のスイッチング素子Ｑ１１のドレインは第１２のスイッチング素子Ｑ１２のドレインに接続されている。第１２のスイッチング素子Ｑ１２のソースは第３接続点２０３に接続されている。要するに、第１１のスイッチング素子Ｑ１１と第１２のスイッチング素子Ｑ１２とは、ドレイン同士が互いに接続されるように、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間において逆直列に接続されている。More specifically, each of the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 is a depletion type n-channel MOSFET, similar to each of the first to eighth switching elements Q1 to Q8. The source of the eleventh switching element Q11 is connected to thefourth connection point 204, and the drain of the eleventh switching element Q11 is connected to the drain of the twelfth switching element Q12. The source of the twelfth switching element Q12 is connected to thethird connection point 203. In short, the eleventh switching element Q11 and the twelfth switching element Q12 are connected in anti-series between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204 so that the drains are connected to each other. .

　また、第９～１２のスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２には、第９～１２のダイオードＤ９～Ｄ１２がそれぞれ逆並列に接続されている。これら第９～１２のダイオードＤ９～Ｄ１２は、それぞれ第９～１２のスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２の寄生ダイオードである。つまり、第９のスイッチング素子Ｑ９の寄生ダイオードは第９のダイオードＤ９を構成し、同様に、第１０，１１，１２のスイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードはそれぞれ第１０，１１，１２のダイオードＤ１０，Ｄ１１，Ｄ１２を構成する。例えば第９のダイオードＤ９は、第９のスイッチング素子Ｑ９のドレイン側をカソード、ソース側をアノードとする向きに接続されている。Also, ninth to twelfth diodes D9 to D12 are connected in antiparallel to the ninth to twelfth switching elements Q9 to Q12, respectively. The ninth to twelfth diodes D9 to D12 are parasitic diodes of the ninth to twelfth switching elements Q9 to Q12, respectively. That is, the parasitic diode of the ninth switching element Q9 forms a ninth diode D9, and similarly, the parasitic diodes of the tenth, eleventh and twelfth switching elements Q10, Q11 and Q12 are the tenth, eleventh and twelfth parasitic diodes, respectively. Diodes D10, D11, and D12 are configured. For example, the ninth diode D9 is connected in such a direction that the drain side of the ninth switching element Q9 is a cathode and the source side is an anode.

　本実施形態においては、第１の双方向スイッチ１３は、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されている。第１の双方向スイッチ１３の全オフ状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を遮断する状態である。第１の双方向スイッチ１３の全オン状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を通過させる状態である。第２の双方向スイッチ１４も同様に、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されている。第２の双方向スイッチ１４の全オフ状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を遮断する状態である。第２の双方向スイッチ１４の全オン状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を通過させる状態である。In the present embodiment, the firstbidirectional switch 13 is configured to be able to switch between an operation state including an all-off state and an all-on state. The all-off state of the firstbidirectional switch 13 is a state in which a bidirectional current is interrupted between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. The all-on state of the firstbidirectional switch 13 is a state in which bidirectional current passes between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. Similarly, the secondbidirectional switch 14 is configured to be able to switch the operation state including the all-off state and the all-on state. The all-off state of the secondbidirectional switch 14 is a state in which bidirectional current is interrupted between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204. The all-on state of the secondbidirectional switch 14 is a state in which bidirectional current passes between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204.

　また、本実施形態では、第１の双方向スイッチ１３の動作状態は、第２接続点２０２から第１接続点２０１へ流れる電流を遮断し、かつ第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいる。第２の双方向スイッチ１４の動作状態は、第３接続点２０３から第４接続点２０４へ流れる電流を遮断し、かつ第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいる。In the present embodiment, the operating state of the firstbidirectional switch 13 blocks the current flowing from thesecond connection point 202 to thefirst connection point 201, and from thefirst connection point 201 to thesecond connection point 202. It further includes a half-on state for passing a flowing current. The operating state of the secondbidirectional switch 14 is a half-on state that interrupts the current flowing from thethird connection point 203 to thefourth connection point 204 and passes the current flowing from thefourth connection point 204 to thethird connection point 203. It further includes a state.

　そのため、本実施形態の電力変換装置１は、第１の双方向スイッチ１３を全オン状態とすることにより、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。また、本実施形態の電力変換装置１は、第２の双方向スイッチ１４を全オン状態とすることにより、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。Therefore, in thepower conversion device 1 of the present embodiment, bidirectional current can pass between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202 by setting the firstbidirectional switch 13 to the all-on state. Can create a unique state. Moreover, thepower converter device 1 of this embodiment can pass a bidirectional | two-way electric current between the3rd connection point 203 and the4th connection point 204 by making the 2ndbidirectional switch 14 all the ON states. Can create a unique state.

　すなわち、第１の双方向スイッチ１３は、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０がいずれもオフの状態で全オフ状態となり、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０がいずれもオンの状態で全オン状態となる。さらに、第１の双方向スイッチ１３は、第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオンでかつ第９のスイッチング素子Ｑ９がオフの状態には、第９のダイオードＤ９によって電流の向きが一方向に制限される半オン状態となる。That is, the firstbidirectional switch 13 is turned off when the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10 are both off, and the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10 are both on. All are turned on. Further, in the firstbidirectional switch 13, when the tenth switching element Q10 is on and the ninth switching element Q9 is off, the direction of the current is limited to one direction by the ninth diode D9. Semi-on state.

　また、第２の双方向スイッチ１４は、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がいずれもオフの状態で全オフ状態となり、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がいずれもオンの状態で全オン状態となる。さらに、第２の双方向スイッチ１４は、第１２のスイッチング素子Ｑ１２がオンでかつ第１１のスイッチング素子Ｑ１１がオフの状態には、第１１のダイオードＤ１１によって電流の向きが一方向に制限される半オン状態となる。Further, the secondbidirectional switch 14 is fully turned off when the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 are both off, and the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 are both on. All are turned on. Furthermore, in the secondbidirectional switch 14, when the twelfth switching element Q12 is on and the eleventh switching element Q11 is off, the direction of the current is limited to one direction by the eleventh diode D11. Semi-on state.

　このように、本実施形態における双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）は、全オフ状態、全オン状態、及び半オン状態からなる３つの動作状態を切替可能である。As described above, the bidirectional switch in the present embodiment (each of the firstbidirectional switch 13 and the second bidirectional switch 14) has three operation states consisting of a full-off state, a full-on state, and a half-on state. Can be switched.

　上記構成を言い換えれば、第１の双方向スイッチ１３は、第１キャパシタＣ１の正極側の端子と第２キャパシタＣ２の負極側の端子との間に電気的に接続されている。第２の双方向スイッチ１４は、第１キャパシタＣ１の負極側の端子と第２キャパシタＣ２の正極側の端子との間に電気的に接続されている。つまり、第１変換回路１１の第１キャパシタＣ１と第２変換回路１２の第２キャパシタＣ２とは、第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４を介して、たすき掛け状に接続されている。In other words, the firstbidirectional switch 13 is electrically connected between the positive terminal of the first capacitor C1 and the negative terminal of the second capacitor C2. The secondbidirectional switch 14 is electrically connected between the negative terminal of the first capacitor C1 and the positive terminal of the second capacitor C2. In other words, the first capacitor C1 of thefirst conversion circuit 11 and the second capacitor C2 of thesecond conversion circuit 12 are connected in a crossed manner via the firstbidirectional switch 13 and the secondbidirectional switch 14. Has been.

　第１の保護ダイオードＤ１０１及び第２の保護ダイオードＤ１０２は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、第１変換回路１１と電気的に並列に接続されている。第１の保護ダイオードＤ１０１及び第２の保護ダイオードＤ１０２は、第１入力点１０１側から第１の保護ダイオードＤ１０１、第２の保護ダイオードＤ１０２の順に接続されている。第１の保護ダイオードＤ１０１のカソードは第１入力点１０１に接続され、第１の保護ダイオードＤ１０１のアノードは第２の保護ダイオードＤ１０２のカソードに接続されている。第２の保護ダイオードＤ１０２のアノードは第２入力点１０２に接続されている。第１の保護ダイオードＤ１０１と第２の保護ダイオードＤ１０２との接続点は、第１出力点１０３に接続されている。The first protection diode D101 and the second protection diode D102 are electrically connected in parallel with thefirst conversion circuit 11 between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. The first protection diode D101 and the second protection diode D102 are connected in order of the first protection diode D101 and the second protection diode D102 from thefirst input point 101 side. The cathode of the first protection diode D101 is connected to thefirst input point 101, and the anode of the first protection diode D101 is connected to the cathode of the second protection diode D102. The anode of the second protection diode D102 is connected to thesecond input point 102. A connection point between the first protection diode D101 and the second protection diode D102 is connected to thefirst output point 103.

　要するに、第１の保護ダイオードＤ１０１は、第１出力点１０３から第１入力点１０１へ流れる電流を通過させるように、第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２の直列回路と電気的に並列に接続されている。第２の保護ダイオードＤ１０２は、第２入力点１０２から第１出力点１０３へ流れる電流を通過させるように、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４の直列回路と電気的に並列に接続されている。In short, the first protection diode D101 is electrically connected to the series circuit of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 so as to pass a current flowing from thefirst output point 103 to thefirst input point 101. Connected in parallel. The second protection diode D102 is electrically in parallel with the series circuit of the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 so as to pass the current flowing from thesecond input point 102 to thefirst output point 103. It is connected.

　また、第３の保護ダイオードＤ１０３及び第４の保護ダイオードＤ１０４は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間において、第２変換回路１２と電気的に並列に接続されている。第３の保護ダイオードＤ１０３及び第４の保護ダイオードＤ１０４は、第１入力点１０１側から第３の保護ダイオードＤ１０３、第４の保護ダイオードＤ１０４の順に接続されている。第３の保護ダイオードＤ１０３のカソードは第１入力点１０１に接続され、第３の保護ダイオードＤ１０３のアノードは第４の保護ダイオードＤ１０４のカソードに接続されている。第４の保護ダイオードＤ１０４のアノードは第２入力点１０２に接続されている。第３の保護ダイオードＤ１０３と第４の保護ダイオードＤ１０４との接続点は、第２出力点１０４に接続されている。Also, the third protection diode D103 and the fourth protection diode D104 are electrically connected in parallel with thesecond conversion circuit 12 between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. The third protection diode D103 and the fourth protection diode D104 are connected in order of the third protection diode D103 and the fourth protection diode D104 from thefirst input point 101 side. The cathode of the third protection diode D103 is connected to thefirst input point 101, and the anode of the third protection diode D103 is connected to the cathode of the fourth protection diode D104. The anode of the fourth protection diode D104 is connected to the second input point. A connection point between the thirdprotection diode D 103 and the fourthprotection diode D 104 is connected to thesecond output point 104.

　要するに、第３の保護ダイオードＤ１０３は、第２出力点１０４から第１入力点１０１へ流れる電流を通過させるように、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６の直列回路と電気的に並列に接続されている。第４の保護ダイオードＤ１０４は、第２入力点１０２から第２出力点１０４へ流れる電流を通過させるように、第７のスイッチング素子Ｑ７及び第８のスイッチング素子Ｑ８の直列回路と電気的に並列に接続されている。In short, the third protection diode D103 is electrically connected to the series circuit of the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 so as to pass the current flowing from thesecond output point 104 to thefirst input point 101. Connected in parallel. The fourth protection diode D104 is electrically in parallel with the series circuit of the seventh switching element Q7 and the eighth switching element Q8 so as to pass the current flowing from thesecond input point 102 to thesecond output point 104. It is connected.

　第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、ファストリカバリダイオード（ＦＲＤ：Fast Recovery Diode）である。ファストリカバリダイオードは、一般的な整流用ダイオードに比べて優れたリカバリ特性（逆回復特性）を持つダイオードである。ここでいうリカバリ特性は、ダイオードに与えられるバイアスが順方向バイアスから逆方向バイアスに変化した際のダイオードの特性であって、逆回復電流（Ｉｒｒ）、逆回復時間（ｔｒｒ）、又は逆回復電荷（Ｑｒｒ）などで表される。逆回復電流は、バイアスが順方向バイアスから逆方向バイアスに変化したときに、ダイオードを逆方向に（カソードからアノードへ）流れる電流である。逆回復時間は、バイアスが順方向バイアスから逆方向バイアスに変化したときに、ダイオードがオフするのに要する時間、つまりダイオードを流れる電流（逆方向電流）が所定値に達するのに要する時間である。逆回復電荷は、逆回復電流の時間積分値である。そして、逆回復電流、逆回復時間、及び逆回復電荷が小さい（又は短い）程、リカバリ特性は良くなる。Each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 is a fast recovery diode (FRD). The fast recovery diode is a diode having a recovery characteristic (reverse recovery characteristic) superior to a general rectifying diode. The recovery characteristic here is a characteristic of the diode when the bias applied to the diode is changed from the forward bias to the reverse bias, and the reverse recovery current (Irr), the reverse recovery time (trr), or the reverse recovery charge. (Qrr) or the like. The reverse recovery current is a current that flows through the diode in the reverse direction (from the cathode to the anode) when the bias changes from the forward bias to the reverse bias. The reverse recovery time is the time required for the diode to turn off when the bias changes from the forward bias to the reverse bias, that is, the time required for the current flowing through the diode (reverse current) to reach a predetermined value. . The reverse recovery charge is a time integral value of the reverse recovery current. The smaller the (or shorter) reverse recovery current, reverse recovery time, and reverse recovery charge, the better the recovery characteristics.

　ところで、上記構成の変換回路１０においては、第１，４，５，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ８の各々には、とくに高耐圧かつ低オン抵抗であることが求められる。そこで、本実施形態では、トレンチゲート型のＭＯＳＦＥＴが第１，４，５，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８の各々に用いられている。この種のＭＯＳＦＥＴにおいては、寄生ダイオードのリカバリ特性が、一般的なＭＯＳＦＥＴに比べて悪くなる。つまり、第１，４，５，８のダイオードＤ１，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ８の各々のリカバリ特性は比較的悪くなる。By the way, in theconversion circuit 10 having the above configuration, each of the first, fourth, fifth, and eighth switching elements Q1, Q4, Q5, and Q8 is required to have a particularly high breakdown voltage and a low on-resistance. Therefore, in this embodiment, a trench gate type MOSFET is used for each of the first, fourth, fifth, and eighth switching elements Q1, Q4, Q5, and Q8. In this type of MOSFET, the recovery characteristic of the parasitic diode is worse than that of a general MOSFET. That is, the recovery characteristics of the first, fourth, fifth, and eighth diodes D1, D4, D5, and D8 are relatively poor.

　本実施形態では、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、少なくとも第１，４，５，８のダイオードＤ１，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ８の各々よりもリカバリ特性が良い。例えばリカバリ時間については、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、第１，４，５，８のダイオードＤ１，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ８の各々の１０分の１～１００分の１程度である。さらに本実施形態では、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、第２，３，６，７のダイオードＤ２，Ｄ３，Ｄ６，Ｄ７の各々よりもリカバリ特性が良い。In this embodiment, each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 has at least a better recovery characteristic than each of the first, fourth, fifth, and eighth diodes D1, D4, D5, and D8. For example, regarding the recovery time, each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 is about 1/10 to 1 / 100th of each of the first, fourth, fifth, and eighth diodes D1, D4, D5, and D8. It is. Further, in the present embodiment, each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 has better recovery characteristics than each of the second, third, sixth, and seventh diodes D2, D3, D6, and D7.

　第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８、及び第９～１２のスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２の各々のゲートは、制御部６に電気的に接続されている。制御部６は、第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第１変換回路１１を制御する。また、制御部６は、第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第２変換回路１２を制御する。また、制御部６は、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第１の双方向スイッチ１３を制御する。また、制御部６は、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン／オフを個別に切り替え可能であって、これにより第２の双方向スイッチ１４を制御する。The gates of the first to eighth switching elements Q1 to Q8 and the ninth to twelfth switching elements Q9 to Q12 are electrically connected to thecontrol unit 6. Thecontrol unit 6 can individually switch on / off the first to fourth switching elements Q1 to Q4, and thereby controls thefirst conversion circuit 11. Thecontrol unit 6 can individually switch on / off the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8, thereby controlling thesecond conversion circuit 12. Thecontroller 6 can individually switch on / off the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10, and thereby controls the firstbidirectional switch 13. Thecontroller 6 can individually switch on / off the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12, and thereby controls the secondbidirectional switch 14.

　制御部６は、第１変換回路１１、第２変換回路１２、第１の双方向スイッチ１３、及び第２の双方向スイッチ１４のそれぞれについて設けられていてもよい。Thecontrol unit 6 may be provided for each of thefirst conversion circuit 11, thesecond conversion circuit 12, the firstbidirectional switch 13, and the secondbidirectional switch 14.

　本実施形態では、制御部６は、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２に駆動信号を与えるドライブ回路６１と、ドライブ回路６１に信号を与えるマイクロコンピュータ（マイコン）６２と、検出回路６３とを有している。In the present embodiment, thecontrol unit 6 includes adrive circuit 61 that supplies drive signals to the first to twelfth switching elements Q1 to Q12, amicrocomputer 62 that supplies signals to thedrive circuit 61, and adetection circuit 63. Have.

　ドライブ回路６１は、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２の各々の制御端子（ゲート）に対して駆動信号を与えることにより、各素子を駆動（制御）するように構成されている。マイクロコンピュータ６２は、ドライブ回路６１にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を与えることにより、ドライブ回路６１を制御するように構成されている。すなわち、制御部６は、マイクロコンピュータ６２からの指示に応じてドライブ回路６１が生成する駆動信号によって、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２を個別に制御する。Thedrive circuit 61 is configured to drive (control) each element by giving a drive signal to each control terminal (gate) of each of the first to twelfth switching elements Q1 to Q12. Themicrocomputer 62 is configured to control thedrive circuit 61 by giving a PWM (Pulse Width Modulation) signal to thedrive circuit 61. That is, thecontrol unit 6 individually controls the first to twelfth switching elements Q1 to Q12 by a drive signal generated by thedrive circuit 61 in response to an instruction from themicrocomputer 62.

　検出回路６３は、第１キャパシタＣ１の両端電圧及び第２キャパシタＣ２の両端電圧の大きさを検出するように構成されている。検出回路６３の検出結果を用いた制御部６の動作については後述する。Thedetection circuit 63 is configured to detect the magnitude of the voltage across the first capacitor C1 and the voltage across the second capacitor C2. The operation of thecontrol unit 6 using the detection result of thedetection circuit 63 will be described later.

　ここにおいて、ドライブ回路６１は、２つ以上のスイッチング素子が同時にオンして、短絡電流が流れることを防止する短絡防止回路としての機能を兼ね備えていることが好ましい。すなわち、特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンすると、例えば第１入力点１０１と第２入力点１０２との間が短絡し、直流電源１００からの電流が短絡電流となってスイッチング素子に流れる可能性がある。そこで、ドライブ回路６１は、このような特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンしないように構成されることが好ましい。例えば、ドライブ回路６１は、特定の組み合わせのスイッチング素子のゲートに入力される駆動信号が同時にＨレベル（High Level）になると、駆動信号を強制的にＬレベル（Low Level）に落とすことにより、特定の組み合わせのスイッチング素子を同時にオンさせないように構成される。Here, it is preferable that thedrive circuit 61 also has a function as a short-circuit prevention circuit that prevents two or more switching elements from being simultaneously turned on to prevent a short-circuit current from flowing. That is, when switching elements of a specific combination are simultaneously turned on, for example, thefirst input point 101 and thesecond input point 102 may be short-circuited, and the current from theDC power supply 100 may flow as a short-circuit current to the switching element. There is. Therefore, it is preferable that thedrive circuit 61 is configured such that such specific combination of switching elements does not turn on at the same time. For example, thedrive circuit 61 is specified by forcibly dropping the drive signal to the L level (Low Level) when the drive signals input to the gates of the switching elements of the specific combination simultaneously become the H level (High Level). The switching elements of the combination are configured so as not to be turned on simultaneously.

　フィルタ回路５は、図１に示すように、一対のインダクタＬ１，Ｌ２と、第３キャパシタＣ３とを有している。一方のインダクタＬ１は、第１出力点１０３と第３出力点１０５との間に電気的に接続されている。他方のインダクタＬ２は、第２出力点１０４と第４出力点１０６との間に電気的に接続されている。ただし、インダクタＬ１，Ｌ２は、第１出力点１０３及び第２出力点１０４の少なくとも一方と出力端子（第３出力点１０５、第４出力点１０６）との間に電気的に接続されていればよく、インダクタＬ１，Ｌ２のいずれかは省略されていてもよい。つまり、インダクタＬ１が第１出力点１０３と第３出力点１０５との間に電気的に接続されているのみか、インダクタＬ２が第２出力点１０４と第４出力点１０６との間に電気的に接続されているのみでもよい。As shown in FIG. 1, thefilter circuit 5 has a pair of inductors L1 and L2 and a third capacitor C3. One inductor L <b> 1 is electrically connected between thefirst output point 103 and thethird output point 105. Theother inductor L 2 is electrically connected between thesecond output point 104 and thefourth output point 106. However, if the inductors L1 and L2 are electrically connected between at least one of thefirst output point 103 and thesecond output point 104 and the output terminal (thethird output point 105 and the fourth output point 106). Any one of the inductors L1 and L2 may be omitted. That is, the inductor L1 is only electrically connected between thefirst output point 103 and thethird output point 105, or the inductor L2 is electrically connected between thesecond output point 104 and thefourth output point 106. It may be only connected to.

　第３キャパシタＣ３は、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に電気的に接続されている。言い換えれば、フィルタ回路５は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に電気的に接続された、インダクタＬ１、第３キャパシタＣ３、及びインダクタＬ２の直列回路である。The third capacitor C3 is electrically connected between thethird output point 105 and thefourth output point 106. In other words, thefilter circuit 5 is a series circuit of an inductor L1, a third capacitor C3, and an inductor L2, which are electrically connected between thefirst output point 103 and thesecond output point 104.

　（２．２）電力変換装置の基本動作
　上述した構成の電力変換装置１の基本動作について、図２Ａ，２Ｂ，３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂを参照して簡単に説明する。図中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付されたスイッチング素子はオン状態の素子を表している。(2.2) Basic Operation of Power Converter The basic operation of thepower converter 1 having the above-described configuration will be briefly described with reference to FIGS. 2A, 2B, 3A, 3B, 4A, 4B, 5A, and 5B. In the figure, a thick line arrow represents a current path, and a switching element with a dotted circle represents an on-state element.

　ここでいう電力変換装置１の基本動作とは、始動期間が経過した後の電力変換装置１の動作である。ここでいう始動期間は、直流電源１００より電力の供給が開始してから第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の両方が基準電圧に充電されるまでの期間である。つまり、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の両方が基準電圧に充電された状態からの電力変換装置１の動作を、電力変換装置１の基本動作とする。Here, the basic operation of thepower conversion device 1 is the operation of thepower conversion device 1 after the start-up period has elapsed. The starting period here is a period from when the supply of power from theDC power supply 100 is started until both the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are charged to the reference voltage. That is, the operation of thepower conversion device 1 from a state where both the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are charged to the reference voltage is defined as a basic operation of thepower conversion device 1.

　第１キャパシタＣ１についての基準電圧は、直流電源１００から第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される印加電圧の１／４の大きさの電圧である。第２キャパシタＣ２についての基準電圧も、同様に直流電源１００から第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される印加電圧の１／４の大きさの電圧である。The reference voltage for the first capacitor C1 is a voltage that is 1/4 of the applied voltage applied from theDC power supply 100 between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. Similarly, the reference voltage for the second capacitor C <b> 2 is a voltage that is ¼ of the applied voltage applied between thefirst input point 101 and thesecond input point 102 from theDC power supply 100.

　以下では、直流電源１００の出力電圧がＥ〔Ｖ〕であって、第１入力点１０１の電位はＥ〔Ｖ〕、第２入力点１０２の電位は０〔Ｖ〕であると仮定する。ここで、基準電圧に充電された第１キャパシタＣ１と第２キャパシタＣ２との各々の両端電圧はＥ／４〔Ｖ〕となる。以下では、第１出力点１０３と第２出力点１０４との電位差、つまり第１出力点１０３－第２出力点１０４間に生じる電圧を、電力変換装置１の出力電圧Ｖ２として説明する。第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に発生する出力電圧Ｖ２を、「第２出力電圧Ｖ２」ともいう。Hereinafter, it is assumed that the output voltage of theDC power supply 100 is E [V], the potential of thefirst input point 101 is E [V], and the potential of thesecond input point 102 is 0 [V]. Here, the voltage across each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 charged to the reference voltage is E / 4 [V]. Hereinafter, the potential difference between thefirst output point 103 and thesecond output point 104, that is, the voltage generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 will be described as the output voltage V2 of thepower converter 1. The output voltage V2 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is also referred to as “second output voltage V2”.

　第３出力点１０５及び第４出力点１０６は系統電源７に電気的に接続されているため、第３出力点１０５と第４出力点１０６との電位差、つまり第３出力点１０５－第４出力点１０６間に生じる出力電圧Ｖ１は、系統電源７の出力電圧に等しくなる。第１出力点１０３と第３出力点１０５との電位差、及び第２出力点１０４と第４出力点１０６との間の電位差は、フィルタ回路５にて吸収されることになる。第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に発生する出力電圧Ｖ１を、「第１出力電圧Ｖ１」ともいう。Since thethird output point 105 and thefourth output point 106 are electrically connected to thesystem power supply 7, the potential difference between thethird output point 105 and thefourth output point 106, that is, the third output point 105-the fourth output. The output voltage V1 generated between thepoints 106 is equal to the output voltage of thesystem power supply 7. The potential difference between thefirst output point 103 and thethird output point 105 and the potential difference between thesecond output point 104 and thefourth output point 106 are absorbed by thefilter circuit 5. The output voltage V1 generated between thethird output point 105 and thefourth output point 106 is also referred to as “first output voltage V1”.

　電力変換装置１の動作モードは、第１～８の８つのモードを含んでいる。これにより、電力変換装置１は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に印加される直流電圧（Ｅ〔Ｖ〕）を交流電圧に変換して、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に出力電圧Ｖ２を発生する。以下の説明では、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２に関し、それぞれオン／オフの状態について言及していない場合には「オフ」の状態にあることとする。また、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２での電圧降下、第１～１２のダイオードＤ１～Ｄ１２、及び第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々での電圧降下は無視できる程度と仮定する。The operation mode of thepower conversion device 1 includes the first to eighth modes. As a result, thepower conversion device 1 converts the DC voltage (E [V]) applied between thefirst input point 101 and thesecond input point 102 into an AC voltage, and thefirst output point 103 and thefirst input point 103 An output voltage V2 is generated between the two output points 104. In the following description, the first to twelfth switching elements Q1 to Q12 are assumed to be in the “off” state when the on / off state is not mentioned. Further, it is assumed that the voltage drop in the first to twelfth switching elements Q1 to Q12 and the voltage drop in each of the first to twelfth diodes D1 to D12 and the first to fourth protection diodes D101 to D104 are negligible. To do.

　ここにおいて、制御部６は、以下の２つの条件に従って、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２の各々を制御する。Here, thecontrol unit 6 controls each of the first to twelfth switching elements Q1 to Q12 according to the following two conditions.

　１つ目の条件は、第１変換回路１１の第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と、第２変換回路１２の第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８とで一対一のペアを設定し、ペアごとにオン／オフが切り替わることである。ここでは、第１，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８がペアとなり、第２，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７がペアとなり、第３，６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がペアとなり、第４，５のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がペアとなる。The first condition is that a one-to-one pair is set between the first to fourth switching elements Q1 to Q4 of thefirst conversion circuit 11 and the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8 of thesecond conversion circuit 12. On / off is switched for each pair. Here, the first and eighth switching elements Q1, Q8 are paired, the second, seventh switching elements Q2, Q7 are paired, the third, sixth switching elements Q3, Q6 are paired, and the fourth, fifth Switching elements Q4 and Q5 form a pair.

　２つ目の条件は、第２のスイッチング素子Ｑ２と第３のスイッチング素子Ｑ３とが、同時にオン又はオフにならないことである。さらに、第１～４のモードにおいては第１のスイッチング素子Ｑ１と第１１のスイッチング素子Ｑ１１とが、また、第５～８のモードにおいては第４のスイッチング素子Ｑ４と第９のスイッチング素子Ｑ９とが、それぞれ同時にオン又はオフにならないことである。２つ目の条件でいう、同時にオフにならない、という条件は、「（２．４．２）デッドタイム」で説明するデッドタイムを除いて適用される。The second condition is that the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are not simultaneously turned on or off. Further, in the first to fourth modes, the first switching element Q1 and the eleventh switching element Q11 are used. In the fifth to eighth modes, the fourth switching element Q4 and the ninth switching element Q9 are set. Are not simultaneously turned on or off. The condition that the two conditions are not turned off at the same time is applied except for the dead time described in “(2.4.2) Dead time”.

　まず、図２Ａに示す第１のモードでは、第１，２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、第７，８のスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８と、第１２のスイッチング素子Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態にある。この状態では、図２Ａに示すように、第１入力点１０１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第８のスイッチング素子Ｑ８、及び第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１，２，７，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ７，Ｑ８の計４つであって、第１２のスイッチング素子Ｑ１２には電流は流れない。First, in the first mode shown in FIG. 2A, the first and second switching elements Q1 and Q2, the seventh and eighth switching elements Q7 and Q8, and the twelfth switching element Q12 are on. . That is, the secondbidirectional switch 14 is in a half-on state. In this state, as shown in FIG. 2A, thefirst input point 101 is electrically connected to thefirst output point 103 via the first switching element Q1 and the second switching element Q2. Thesecond input point 102 is electrically connected to thesecond output point 104 via the eighth switching element Q8 and the seventh switching element Q7. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are four elements, i.e., first, second, seventh, and eighth switching elements Q1, Q2, Q7, and Q8, and the twelfth switching element Q12. There is no current flowing through.

　したがって、第１出力点１０３は第１入力点１０１と同電位（Ｅ〔Ｖ〕）になり、第２出力点１０４は第２入力点１０２と同電位（０〔Ｖ〕）になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、Ｅ（＝Ｅ－０）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。Therefore, thefirst output point 103 is at the same potential (E [V]) as thefirst input point 101, and thesecond output point 104 is at the same potential (0 [V]) as thesecond input point 102. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is E (= E-0) [V]. Further, at this time, the potential of thethird output point 105 becomes a potential obtained by subtracting the voltage across the inductor L1 from the potential of thefirst output point 103, and the potential of thefourth output point 106 becomes the potential of thesecond output point 104 to the inductor. The potential is the sum of the voltages at both ends of L2.

　次に、図２Ｂに示す第２のモードでは、第１，３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３と、第６，８のスイッチング素子Ｑ６，Ｑ８と、第１２のスイッチング素子Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態にある。この状態では、図２Ｂに示すように、第１入力点１０１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１キャパシタＣ１、及び第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第８のスイッチング素子Ｑ８、第２キャパシタＣ２、及び第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１，３，６，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ８の計４つであって、第１２のスイッチング素子Ｑ１２には電流は流れない。Next, in the second mode shown in FIG. 2B, the first and third switching elements Q1 and Q3, the sixth and eighth switching elements Q6 and Q8, and the twelfth switching element Q12 are turned on. is there. That is, the secondbidirectional switch 14 is in a half-on state. In this state, as shown in FIG. 2B, thefirst input point 101 is electrically connected to thefirst output point 103 via the first switching element Q1, the first capacitor C1, and the third switching element Q3. Is done. Thesecond input point 102 is electrically connected to thesecond output point 104 via the eighth switching element Q8, the second capacitor C2, and the sixth switching element Q6. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, that is, the first, third, sixth, and eighth switching elements Q1, Q3, Q6, and Q8, and the twelfth switching element Q12. There is no current flowing through.

　したがって、第１出力点１０３の電位は、第１入力点１０１の電位（Ｅ〔Ｖ〕）より第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ低い電位、つまり３Ｅ／４（＝Ｅ－Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。また、第２出力点１０４の電位は、第２入力点１０２の電位（０〔Ｖ〕）より第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ高い電位、つまりＥ／４（＝０＋Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、Ｅ／２（＝３Ｅ／４－Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。Therefore, the potential of thefirst output point 103 is lower than the potential (E [V]) of thefirst input point 101 by the voltage across the first capacitor C1 (E / 4 [V]), that is, 3E / 4 ( = EE / 4) [V]. The potential of thesecond output point 104 is higher than the potential of the second input point 102 (0 [V]) by the voltage across the second capacitor C2 (E / 4 [V]), that is, E / 4 ( = 0 + E / 4) [V]. Therefore, the output voltage V2 of thepower converter 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is E / 2 (= 3E / 4-E / 4) [V]. Further, at this time, the potential of thethird output point 105 becomes a potential obtained by subtracting the voltage across the inductor L1 from the potential of thefirst output point 103, and the potential of thefourth output point 106 becomes the potential of thesecond output point 104 to the inductor. The potential is the sum of the voltages at both ends of L2.

　次に、図３Ａに示す第３のモードでは、第２のスイッチング素子Ｑ２と、第７のスイッチング素子Ｑ７と、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は全オン状態にある。このとき、第２出力点１０４は、第７のスイッチング素子Ｑ７、第２キャパシタＣ２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１キャパシタＣ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，７，１１，１２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７，Ｑ１１，Ｑ１２の計４つである。Next, in the third mode shown in FIG. 3A, the second switching element Q2, the seventh switching element Q7, and the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 are in an on state, respectively. That is, the secondbidirectional switch 14 is in an all-on state. At this time, thesecond output point 104 passes through the seventh switching element Q7, the second capacitor C2, the eleventh switching element Q11, the twelfth switching element Q12, the first capacitor C1, and the second switching element Q2. And electrically connected to thefirst output point 103. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, ie, the second, seventh, eleventh, and twelfth switching elements Q2, Q7, Q11, and Q12.

　したがって、第１出力点１０３の電位は、第２出力点１０４の電位より、第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）と第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）との和の分だけ高い電位となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、Ｅ／２（＝Ｅ／４＋Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。また、この状態においては、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。Accordingly, the potential at thefirst output point 103 is determined by the voltage across the first capacitor C1 (E / 4 [V]) and the voltage across the second capacitor C2 (E / 4 [V]) from the potential at the second output point 104. ) And a higher potential. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is E / 2 (= E / 4 + E / 4) [V]. Further, at this time, the potential of thethird output point 105 becomes a potential obtained by subtracting the voltage across the inductor L1 from the potential of thefirst output point 103, and the potential of thefourth output point 106 becomes the potential of thesecond output point 104 to the inductor. The potential is the sum of the voltages at both ends of L2. In this state, since the secondbidirectional switch 14 is fully on, theconversion circuit 10 can cause a bidirectional current to flow between thefirst output point 103 and thesecond output point 104. it can.

　次に、図３Ｂに示す第４のモードでは、第３のスイッチング素子Ｑ３と、第６のスイッチング素子Ｑ６と、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第２の双方向スイッチ１４は全オン状態にある。この状態では、第２出力点１０４は、第６のスイッチング素子Ｑ６、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、及び第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，６，１１，１２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２の計４つである。Next, in the fourth mode shown in FIG. 3B, the third switching element Q3, the sixth switching element Q6, and the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 are in an ON state. That is, the secondbidirectional switch 14 is in an all-on state. In this state, thesecond output point 104 is electrically connected to thefirst output point 103 via the sixth switching element Q6, the eleventh switching element Q11, the twelfth switching element Q12, and the third switching element Q3. Connected to. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, ie, third, sixth, eleventh, and twelfth switching elements Q3, Q6, Q11, and Q12.

　したがって、第１出力点１０３の電位は第２出力点１０４と同電位になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、０〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位からインダクタＬ１の両端電圧を差し引いた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位にインダクタＬ２の両端電圧を加えた電位となる。また、この状態においては、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。Therefore, the potential at thefirst output point 103 is the same as that at thesecond output point 104. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is 0 [V]. Further, at this time, the potential of thethird output point 105 becomes a potential obtained by subtracting the voltage across the inductor L1 from the potential of thefirst output point 103, and the potential of thefourth output point 106 becomes the potential of thesecond output point 104 to the inductor. The potential is the sum of the voltages at both ends of L2. In this state, since the secondbidirectional switch 14 is fully on, theconversion circuit 10 can cause a bidirectional current to flow between thefirst output point 103 and thesecond output point 104. it can.

　一方、第５～８のモードにおいては、電力変換装置１は、上記第１～４のモードを基準にして、第１変換回路１１と第２変換回路１２とで動作を入れ替え、かつ第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とで動作を入れ替えたような動作を行う。つまり、第５～８のモードと第１～４のモードとでは、変換回路１０の動作は、第１変換回路１１及び第１の双方向スイッチ１３と、第２変換回路１２及び第２の双方向スイッチ１４とが入れ替わった対称な動作となる。On the other hand, in the fifth to eighth modes, thepower conversion device 1 switches the operation between thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12 on the basis of the first to fourth modes, and Thebi-directional switch 13 and the secondbi-directional switch 14 perform operations that are interchanged. That is, in the fifth to eighth modes and the first to fourth modes, the operation of theconversion circuit 10 is performed by both thefirst conversion circuit 11 and the firstbidirectional switch 13 and thesecond conversion circuit 12 and the second mode. The direction switch 14 is replaced with a symmetrical operation.

　すなわち、図４Ａに示す第５のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第４のモードと対称な動作となる。そのため、第５のモードでは、第２のスイッチング素子Ｑ２と、第７のスイッチング素子Ｑ７と、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は全オン状態にある。この状態では、図４Ａに示すように、第１出力点１０３は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０、及び第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，７，９，１０のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７，Ｑ９，Ｑ１０の計４つである。That is, in the fifth mode shown in FIG. 4A, the operation of theconversion circuit 10 is symmetrical to the fourth mode. Therefore, in the fifth mode, the second switching element Q2, the seventh switching element Q7, and the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10 are in the ON state. That is, the firstbidirectional switch 13 is fully turned on. In this state, as shown in FIG. 4A, thefirst output point 103 passes through the second switching element Q2, the ninth switching element Q9, the tenth switching element Q10, and the seventh switching element Q7. The twooutput points 104 are electrically connected. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, ie, the second, seventh, ninth, and tenth switching elements Q2, Q7, Q9, and Q10.

　したがって、第１出力点１０３の電位は第２出力点１０４と同電位になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、０〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。また、この状態においては、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。Therefore, the potential at thefirst output point 103 is the same as that at thesecond output point 104. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 is 0 [V]. Further, at this time, the potential at thethird output point 105 is a potential obtained by adding the voltage across the inductor L1 to the potential at thefirst output point 103, and the potential at thefourth output point 106 is changed from the potential at thesecond output point 104 to the inductor. The potential is obtained by subtracting the voltage across L2. In this state, since the firstbidirectional switch 13 is fully on, theconversion circuit 10 can cause a bidirectional current to flow between thefirst output point 103 and thesecond output point 104. it can.

　次に、図４Ｂに示す第６のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第３のモードと対称な動作となる。そのため、第６のモードでは、第３のスイッチング素子Ｑ３と、第６のスイッチング素子Ｑ６と、第９，１０のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は全オン状態にある。この状態では、第１出力点１０３は、第３のスイッチング素子Ｑ３、第１キャパシタＣ１、第９のスイッチング素子Ｑ９、第１０のスイッチング素子Ｑ１０、第２キャパシタＣ２、及び第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，６，９，１０のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６，Ｑ９，Ｑ１０の計４つである。Next, in the sixth mode shown in FIG. 4B, the operation of theconversion circuit 10 is symmetric to the third mode. Therefore, in the sixth mode, the third switching element Q3, the sixth switching element Q6, and the ninth and tenth switching elements Q9 and Q10 are in the ON state. That is, the firstbidirectional switch 13 is fully turned on. In this state, thefirst output point 103 includes the third switching element Q3, the first capacitor C1, the ninth switching element Q9, the tenth switching element Q10, the second capacitor C2, and the sixth switching element Q6. And is electrically connected to thesecond output point 104. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, that is, third, sixth, ninth, and tenth switching elements Q3, Q6, Q9, and Q10.

　したがって、第１出力点１０３の電位は、第２出力点１０４の電位より、第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）と第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）との和の分だけ低い電位となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、－Ｅ／２（＝－Ｅ／４－Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。また、この状態においては、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態にあるため、変換回路１０は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。Accordingly, the potential at thefirst output point 103 is determined by the voltage across the first capacitor C1 (E / 4 [V]) and the voltage across the second capacitor C2 (E / 4 [V]) from the potential at the second output point 104. ) And a lower potential. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 becomes −E / 2 (= −E / 4−E / 4) [V]. Further, at this time, the potential at thethird output point 105 is a potential obtained by adding the voltage across the inductor L1 to the potential at thefirst output point 103, and the potential at thefourth output point 106 is changed from the potential at thesecond output point 104 to the inductor. The potential is obtained by subtracting the voltage across L2. In this state, since the firstbidirectional switch 13 is fully on, theconversion circuit 10 can cause a bidirectional current to flow between thefirst output point 103 and thesecond output point 104. it can.

　次に、図５Ａに示す第７のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第２のモードと対称な動作となる。そのため、第７のモードでは、第２，４のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４と、第５，７のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ７と、第１０のスイッチング素子Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態にある。この状態では、図５Ａに示すように、第１入力点１０１は、第５のスイッチング素子Ｑ５、第２キャパシタＣ２、及び第７のスイッチング素子Ｑ７を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第４のスイッチング素子Ｑ４、第１キャパシタＣ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第２，４，５，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ７の計４つであって、第１０のスイッチング素子Ｑ１０には電流は流れない。Next, in the seventh mode shown in FIG. 5A, the operation of theconversion circuit 10 is symmetric to the second mode. Therefore, in the seventh mode, the second and fourth switching elements Q2 and Q4, the fifth and seventh switching elements Q5 and Q7, and the tenth switching element Q10 are in an ON state. That is, the firstbidirectional switch 13 is in a half-on state. In this state, as shown in FIG. 5A, thefirst input point 101 is electrically connected to thesecond output point 104 via the fifth switching element Q5, the second capacitor C2, and the seventh switching element Q7. Is done. Thesecond input point 102 is electrically connected to thefirst output point 103 via the fourth switching element Q4, the first capacitor C1, and the second switching element Q2. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, ie, the second, fourth, fifth, and seventh switching elements Q2, Q4, Q5, and Q7, and the tenth switching element Q10. There is no current flowing through.

　したがって、第１出力点１０３の電位は、第２入力点１０２の電位（０〔Ｖ〕）より第１キャパシタＣ１の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ高い電位、つまりＥ／４（＝０＋Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。また、第２出力点１０４の電位は、第１入力点１０１の電位（Ｅ〔Ｖ〕）より第２キャパシタＣ２の両端電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）分だけ低い電位、つまり３Ｅ／４（＝Ｅ－Ｅ／４）〔Ｖ〕となる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、－Ｅ／２（＝Ｅ／４－３Ｅ／４）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。Therefore, the potential of thefirst output point 103 is higher than the potential of the second input point 102 (0 [V]) by the voltage across the first capacitor C1 (E / 4 [V]), that is, E / 4 ( = 0 + E / 4) [V]. The potential of thesecond output point 104 is lower than the potential of the first input point 101 (E [V]) by the voltage across the second capacitor C2 (E / 4 [V]), that is, 3E / 4 ( = EE / 4) [V]. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 becomes −E / 2 (= E / 4-3E / 4) [V]. Further, at this time, the potential at thethird output point 105 is a potential obtained by adding the voltage across the inductor L1 to the potential at thefirst output point 103, and the potential at thefourth output point 106 is changed from the potential at thesecond output point 104 to the inductor. The potential is obtained by subtracting the voltage across L2.

　次に、図５Ｂに示す第８のモードでは、変換回路１０の動作は、上記第１のモードと対称な動作となる。そのため、第８のモードでは、第３，４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、第５，６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、第１０のスイッチング素子Ｑ１０とがそれぞれオンの状態にある。つまり、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態にある。この状態では、図５Ｂに示すように、第１入力点１０１は、第５のスイッチング素子Ｑ５、及び第６のスイッチング素子Ｑ６を介して第２出力点１０４に電気的に接続される。また、第２入力点１０２は、第４のスイッチング素子Ｑ４、及び第３のスイッチング素子Ｑ３を介して第１出力点１０３に電気的に接続される。このとき、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第３，４，５，６のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６の計４つであって、第１０のスイッチング素子Ｑ１０には電流は流れない。Next, in the eighth mode shown in FIG. 5B, the operation of theconversion circuit 10 is symmetrical to the first mode. Therefore, in the eighth mode, the third and fourth switching elements Q3 and Q4, the fifth and sixth switching elements Q5 and Q6, and the tenth switching element Q10 are in an ON state. That is, the firstbidirectional switch 13 is in a half-on state. In this state, as shown in FIG. 5B, thefirst input point 101 is electrically connected to thesecond output point 104 via the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6. Thesecond input point 102 is electrically connected to thefirst output point 103 via the fourth switching element Q4 and the third switching element Q3. At this time, among the semiconductor elements (switching elements, diodes), there are a total of four elements, that is, third, fourth, fifth, and sixth switching elements Q3, Q4, Q5, and Q6, and the tenth switching element Q10. There is no current flowing through.

　したがって、第１出力点１０３は第２入力点１０２と同電位（０〔Ｖ〕）になり、第２出力点１０４は第１入力点１０１と同電位（Ｅ〔Ｖ〕）になる。そのため、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる電力変換装置１の出力電圧Ｖ２は、－Ｅ（＝０－Ｅ）〔Ｖ〕になる。さらにこのとき、第３出力点１０５の電位は、第１出力点１０３の電位にインダクタＬ１の両端電圧を加えた電位となり、第４出力点１０６の電位は、第２出力点１０４の電位からインダクタＬ２の両端電圧を差し引いた電位となる。Therefore, thefirst output point 103 has the same potential (0 [V]) as thesecond input point 102, and thesecond output point 104 has the same potential (E [V]) as thefirst input point 101. Therefore, the output voltage V2 of thepower conversion device 1 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 becomes −E (= 0−E) [V]. Further, at this time, the potential at thethird output point 105 is a potential obtained by adding the voltage across the inductor L1 to the potential at thefirst output point 103, and the potential at thefourth output point 106 is changed from the potential at thesecond output point 104 to the inductor. The potential is obtained by subtracting the voltage across L2.

　要するに、電力変換装置１は、上記第１～８のモードを切り替えることにより、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２を、複数段階に変化させる。In short, thepower conversion device 1 changes the output voltage V2 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 in a plurality of stages by switching the first to eighth modes.

　さらに詳しく説明すると、第１変換回路１１は、第１キャパシタＣ１をフライングキャパシタとして用い、第１～４，９～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４，Ｑ９～Ｑ１２の各々のオン／オフを切り替えることにより、第１出力点１０３の電位を切り替える。第１キャパシタＣ１は、原則、第２，７のモードで充電され、第３，６のモードで放電されるが、比較的高い周波数で第１～８のモードを切り替えれば、基本動作時における第１キャパシタＣ１の両端電圧は略一定（Ｅ／４〔Ｖ〕）とみなすことができる。More specifically, thefirst conversion circuit 11 uses the first capacitor C1 as a flying capacitor and switches each of the first to fourth, ninth to twelfth switching elements Q1 to Q4 and Q9 to Q12 on / off. The potential at thefirst output point 103 is switched. In principle, the first capacitor C1 is charged in the second and seventh modes and discharged in the third and sixth modes. However, if the first to eighth modes are switched at a relatively high frequency, the first capacitor C1 is in the basic operation. The voltage across one capacitor C1 can be regarded as substantially constant (E / 4 [V]).

　また、第２変換回路１２は、第２キャパシタＣ２をフライングキャパシタとして用い、第５～１２のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ１２の各々のオン／オフを切り替えることにより、第２出力点１０４の電位を切り替える。第２キャパシタＣ２は、原則、第２，７のモードで充電され、第３，６のモードで放電されるが、比較的高い周波数で第１～８のモードを切り替えれば、基本動作時における第２キャパシタＣ２の両端電圧は略一定（Ｅ／４〔Ｖ〕）とみなすことができる。Further, thesecond conversion circuit 12 uses the second capacitor C2 as a flying capacitor, and switches the potential of thesecond output point 104 by switching each of the fifth to twelfth switching elements Q5 to Q12 on / off. In principle, the second capacitor C2 is charged in the second and seventh modes and discharged in the third and sixth modes. If the first to eighth modes are switched at a relatively high frequency, the second capacitor C2 is charged in the basic operation. The voltage across the two capacitors C2 can be regarded as substantially constant (E / 4 [V]).

　要するに、制御部６は、出力電圧Ｖ２が同じであってかつキャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を流れる電流の向きが逆になる一対のモードを切り替えることにより、キャパシタの充電と放電とを切り替えている。In short, thecontrol unit 6 charges and discharges the capacitor by switching a pair of modes in which the output voltage V2 is the same and the directions of the currents flowing through the capacitors (the first capacitor C1 and the second capacitor C2) are reversed. And switching.

　具体的には、制御部６は、出力電圧Ｖ２をＥ／２〔Ｖ〕とする場合には、第２のモードと第３のモードとを一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）の充電と放電とを切り替える。また、制御部６は、出力電圧Ｖ２を－Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合には、第７のモードと第６のモードとを一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）の充電と放電とを切り替える。Specifically, when the output voltage V2 is set to E / 2 [V], thecontrol unit 6 switches the second mode and the third mode as a pair of modes so that the capacitor (the first capacitor C1 and second capacitor C2) are switched between charging and discharging. In addition, when the output voltage V2 is set to −E / 2 [V], thecontrol unit 6 switches the seventh mode and the sixth mode as a pair of modes, so that the capacitors (first capacitor C1 and Switching between charging and discharging of the second capacitor C2).

　ここで、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々が充電されるのは、原則、第２，７のモードであるから、以下では第２のモード及び第７のモードを「充電モード」とも呼ぶ。第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々が放電されるのは、原則、第３，６のモードであるから、以下では第３のモード及び第６のモードを「放電モード」とも呼ぶ。また、以下では、制御部６は、充電モードを選択するときに「充電指令」を出力することとし、放電モードを選択するときには「放電指令」を出力することとする。Here, since each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is charged in the second and seventh modes in principle, the second mode and the seventh mode are hereinafter referred to as “charging mode”. Call. Since each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is discharged in the third and sixth modes in principle, the third mode and the sixth mode are also referred to as “discharge modes” below. In the following description, thecontrol unit 6 outputs a “charge command” when selecting the charge mode, and outputs a “discharge command” when selecting the discharge mode.

　すなわち、制御部６は、出力電圧Ｖ２をＥ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を充電するときには、充電指令を出力し、充電モードである第２のモードを選択する。制御部６は、出力電圧Ｖ２をＥ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を放電するときには、放電指令を出力し、放電モードである第３のモードを選択する。That is, when the output voltage V2 is set to E / 2 [V], thecontrol unit 6 outputs a charge command when charging the capacitors (the first capacitor C1 and the second capacitor C2), and is in the charging mode. 2 mode is selected. When the output voltage V2 is set to E / 2 [V], thecontroller 6 outputs a discharge command when discharging the capacitors (the first capacitor C1 and the second capacitor C2), and the third mode is the discharge mode. Select a mode.

　同様に、制御部６は、出力電圧Ｖ２を－Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を充電するときには、充電指令を出力し、充電モードである第７のモードを選択する。制御部６は、出力電圧Ｖ２を－Ｅ／２〔Ｖ〕とする場合において、キャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を放電するときには、放電指令を出力し、放電モードである第６のモードを選択する。Similarly, when charging the capacitors (first capacitor C1 and second capacitor C2) when the output voltage V2 is set to −E / 2 [V], thecontrol unit 6 outputs a charging command and performs charging in the charging mode. A certain seventh mode is selected. When the output voltage V2 is set to -E / 2 [V], thecontrol unit 6 outputs a discharge command when discharging the capacitors (the first capacitor C1 and the second capacitor C2), and is in the discharge mode. Select the mode.

　このように、制御部６は、出力電圧Ｖ２が同じであってかつキャパシタを流れる電流の向きが逆になる充電モードと放電モードとを、一対のモードとして切り替えることにより、キャパシタの充電と放電とを切り替える。ただし、充電モードでキャパシタが充電され、放電モードでキャパシタが放電されるのは、「（２．４．１）順方向電流、逆方向電流」の欄で説明する順方向電流が変換回路１０に流れている状態に限られる。「（２．４．１）順方向電流、逆方向電流」の欄で説明する逆方向電流が変換回路１０に流れている状態では、充電モードでキャパシタが放電され、放電モードでキャパシタが充電される。この点については後述する。以下、とくに断りがない限り、変換回路１０を流れる電流は順方向電流であると仮定して説明する。In this way, thecontrol unit 6 switches between the charging mode and the discharging mode in which the output voltage V2 is the same and the direction of the current flowing through the capacitor is reversed as a pair of modes, thereby charging and discharging the capacitor. Switch. However, the capacitor is charged in the charge mode and the capacitor is discharged in the discharge mode because the forward current described in the column “(2.4.1) Forward current and reverse current” is applied to theconversion circuit 10. Limited to flowing conditions. In the state where the reverse current described in the column “(2.4.1) Forward current and reverse current” flows through theconversion circuit 10, the capacitor is discharged in the charge mode and the capacitor is charged in the discharge mode. The This point will be described later. Hereinafter, the description will be made assuming that the current flowing through theconversion circuit 10 is a forward current unless otherwise specified.

　以上説明したように、上記第１～８のモードにおいては、電力変換装置１は、第１出力点１０３を高電位側、第２出力点１０４を低電位側とする電圧を出力電圧Ｖ２として出力することになる。そして、電力変換装置１は、第１～４のモードにおいて、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２を、Ｅ〔Ｖ〕（第１のモード）、Ｅ／２〔Ｖ〕（第２，３のモード）、及び０〔Ｖ〕（第４のモード）の３段階で切り替えることになる。第５～８のモードにおいては、電力変換装置１は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２を、０〔Ｖ〕（第５のモード）、－Ｅ／２〔Ｖ〕（第６，７のモード）、及び－Ｅ〔Ｖ〕（第８のモード）の３段階で切り替えることになる。As described above, in the first to eighth modes, thepower conversion apparatus 1 outputs the voltage having thefirst output point 103 as the high potential side and thesecond output point 104 as the low potential side as the output voltage V2. Will do. In the first to fourth modes, thepower conversion apparatus 1 converts the output voltage V2 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 to E [V] (first mode), E / Switching is performed in three stages of 2 [V] (second and third modes) and 0 [V] (fourth mode). In the fifth to eighth modes, thepower conversion device 1 sets the output voltage V2 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 to 0 [V] (fifth mode), −E / Switching is performed in three stages: 2 [V] (sixth and seventh modes) and -E [V] (eighth mode).

　したがって、電力変換装置１は、上記第１～８の計８つのモードを切り替えることにより、出力電圧Ｖ２をＥ〔Ｖ〕、Ｅ／２〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕、－Ｅ／２〔Ｖ〕、及び－Ｅ〔Ｖ〕の５段階で切り替えることができる。電力変換装置１は、これら５段階の第２出力電圧Ｖ２を適宜切り替えることにより、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に交流電圧である第１出力電圧Ｖ１を発生する。Therefore, thepower conversion device 1 switches the output mode V2 to E [V], E / 2 [V], 0 [V], -E / 2 [V] by switching the first to eighth modes. ] And -E [V]. Thepower conversion apparatus 1 generates the first output voltage V1 that is an AC voltage between thethird output point 105 and thefourth output point 106 by appropriately switching the five-stage second output voltage V2.

　ここで、出力電圧Ｖ１は、系統電源７の出力電圧に等しく、図６に示すように正弦波状の波形となる。図６では、横軸が時間軸、縦軸が電圧値を表している。ここで、出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間（つまり正弦波における正極性側の半波に相当する期間）Ｔ１～Ｔ３においては、電力変換装置１は、第１～４のモードを切り替える。出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～－Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間（つまり正弦波における負極性側の半波に相当する期間）Ｔ４～Ｔ６においては、電力変換装置１は、第５～８のモードを切り替える。Here, the output voltage V1 is equal to the output voltage of thesystem power supply 7, and has a sinusoidal waveform as shown in FIG. In FIG. 6, the horizontal axis represents the time axis and the vertical axis represents the voltage value. Here, in a period in which the output voltage V1 fluctuates in a range of 0 [V] to E [V] (that is, a period corresponding to a positive half wave in a sine wave) T1 to T3, thepower converter 1 Switches between the first to fourth modes. In the period in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to -E [V] (that is, the period corresponding to the negative half wave in the sine wave) T4 to T6, thepower converter 1 Switches between 8 modes.

　以上説明した第１～８のモードをまとめると、表１のようになる。Table 1 summarizes the first to eighth modes described above.

Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001

　ここにおいて、制御部６は、ＰＷＭ信号により、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２の各々のオン／オフを切り替え、上記第１～８のモードを実現する。Here, thecontrol unit 6 switches on / off each of the first to twelfth switching elements Q1 to Q12 by the PWM signal to realize the first to eighth modes.

　さらに詳しく説明すると、図６において出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ１，Ｔ３には、制御部６は、第２～４のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第２のモードと第３のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の放電と充電とのバランスをとる。More specifically, in the period T1 and T3 when the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to E / 2 [V] in FIG. 6, thecontrol unit 6 performs the operation of switching the second to fourth modes. repeat. Here, thecontroller 6 balances the discharge and charge of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by adjusting the time length in the second mode and the third mode.

　さらに、図６において出力電圧Ｖ１がＥ／２〔Ｖ〕～Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ２には、制御部６は、第１～３のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第２のモードと第３のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の放電と充電とのバランスをとる。Furthermore, in the period T2 in which the output voltage V1 varies in the range of E / 2 [V] to E [V] in FIG. 6, thecontrol unit 6 repeats the operation of switching the first to third modes. Here, thecontroller 6 balances the discharge and charge of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by adjusting the time length in the second mode and the third mode.

　また、図６において出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～－Ｅ／２〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ４，Ｔ６には、制御部６は、第５～７のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第６のモードと第７のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の放電と充電とのバランスをとる。In FIG. 6, thecontrol unit 6 repeats the operation of switching the fifth to seventh modes during the periods T4 and T6 in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to −E / 2 [V]. Here, thecontrol unit 6 balances the discharge and charging of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by adjusting the time length in the sixth mode and the seventh mode.

　さらに、図６において出力電圧Ｖ１が－Ｅ／２〔Ｖ〕～－Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ５には、制御部６は、第６～８のモードを切り替える動作を繰り返す。ここで、制御部６は、第６のモードと第７のモードとで時間長さを調整することで、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の放電と充電とのバランスをとる。Further, in the period T5 in which the output voltage V1 varies in the range of −E / 2 [V] to −E [V] in FIG. 6, thecontrol unit 6 repeats the operation of switching the sixth to eighth modes. Here, thecontrol unit 6 balances the discharge and charging of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 by adjusting the time length in the sixth mode and the seventh mode.

　本実施形態において、制御部６は、ＰＷＭ信号のデューティ比を変化させながら上述した第１～８のモードの切り替えを行うことで、出力電圧Ｖ１の波形が正弦波に近似するように、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２を制御する。要するに、電力変換装置１は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に生じる出力電圧Ｖ２を制御部６にて５段階で変化させることにより、正弦波状の交流電圧（出力電圧Ｖ１）を第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に発生する。In the present embodiment, thecontrol unit 6 switches the first to eighth modes described above while changing the duty ratio of the PWM signal, so that the waveform of the output voltage V1 approximates a sine wave. The output voltage V2 generated between theoutput point 103 and thesecond output point 104 is controlled. In short, thepower conversion device 1 changes the output voltage V2 generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 in five steps by thecontrol unit 6 to thereby generate a sinusoidal AC voltage (output voltage V1). ) Occurs between thethird output point 105 and thefourth output point 106.

　第４のモードと第５のモードとは、いずれも出力電圧Ｖ２が０〔Ｖ〕であって、かつ第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の放電及び充電には寄与しないモードである。そのため、第４のモードと第５のモードとのいずれか一方を省略することも考えられるが、出力電圧Ｖ１の正・負のバランスを考慮すれば、電力変換装置１は、第４のモードと第５のモードとを分けた方が、スイッチングロスを小さくできて効率がよくなる。The fourth mode and the fifth mode are both modes in which the output voltage V2 is 0 [V] and do not contribute to the discharging and charging of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. For this reason, it is conceivable to omit either the fourth mode or the fifth mode, but thepower conversion device 1 is configured as the fourth mode in consideration of the positive / negative balance of the output voltage V1. By dividing the fifth mode, the switching loss can be reduced and the efficiency is improved.

　本実施形態の電力変換装置１によれば、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子の数（以下、「通過素子数」という）は、上述したように第１～８のいずれのモードにおいても「４」以下である。According to thepower conversion device 1 of this embodiment, the number of elements through which a current flows (hereinafter referred to as “the number of passing elements”) among the semiconductor elements (switching elements, diodes) In this mode, it is “4” or less.

　とくに、第２の双方向スイッチ１４が全オン状態となる第３，４のモードにおいては、第１１のスイッチング素子Ｑ１１と第１２のスイッチング素子Ｑ１２とを別素子として数えても通過素子数は「４」である。同様に、第１の双方向スイッチ１３が全オン状態となる第５，６のモードにおいては、第９のスイッチング素子Ｑ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とを別素子として数えても通過素子数は「４」である。したがって、第１，２の双方向スイッチ１３，１４がそれぞれ１素子で構成されている場合には、第３～６のモードにおける通過素子数は「３」になる。In particular, in the third and fourth modes in which the secondbidirectional switch 14 is fully turned on, even if the eleventh switching element Q11 and the twelfth switching element Q12 are counted as separate elements, the number of passing elements is “ 4 ". Similarly, in the fifth and sixth modes in which the firstbidirectional switch 13 is fully turned on, even if the ninth switching element Q9 and the tenth switching element Q10 are counted as separate elements, the number of passing elements is “4”. Therefore, when the first and secondbidirectional switches 13 and 14 are each composed of one element, the number of passing elements in the third to sixth modes is “3”.

　ところで、制御部６は、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２を充電するか放電するかを、検出回路６３の検出結果に応じて決定することが好ましい。本実施形態では、検出回路６３は制御部６に含まれており、検出回路６３の検出結果はマイクロコンピュータ６２に出力されている。検出回路６３は、第１キャパシタＣ１の両端電圧及び第２キャパシタＣ２の両端電圧を個別に検出し、これら２つの電圧の平均値Ｖｃを検出結果としてマイクロコンピュータ６２に出力する。マイクロコンピュータ６２は、キャパシタを充電するか放電するかを、検出回路６３の検出結果に応じて選択するように構成されている。Incidentally, it is preferable that thecontrol unit 6 determines whether to charge or discharge the first capacitor C1 and the second capacitor C2 according to the detection result of thedetection circuit 63. In the present embodiment, thedetection circuit 63 is included in thecontrol unit 6, and the detection result of thedetection circuit 63 is output to themicrocomputer 62. Thedetection circuit 63 individually detects the voltage across the first capacitor C1 and the voltage across the second capacitor C2, and outputs an average value Vc of these two voltages to themicrocomputer 62 as a detection result. Themicrocomputer 62 is configured to select whether to charge or discharge the capacitor according to the detection result of thedetection circuit 63.

　さらに詳しく説明すると、例えば出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ１～Ｔ３には、制御部６は、第１～４のモードを切り替える動作を繰り返している。これらの場合（期間Ｔ１～Ｔ３）において、マイクロコンピュータ６２は、第２のモード（充電モード）と第３のモード（放電モード）とのいずれを選択するかを、検出回路６３の検出結果に応じて決定する。つまり、マイクロコンピュータ６２は、検出回路６３の検出結果（平均値Ｖｃ）と目標電圧とを比較し、比較結果によって第２のモード（充電モード）と第３のモード（放電モード）とのいずれかを選択する。マイクロコンピュータ６２は、検出回路６３の検出結果が目標電圧よりも大きければ、放電モードである第３のモードを選択し、検出回路６３の検出結果が目標電圧よりも小さければ、充電モードである第２のモードを選択する。ここで、目標電圧は基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）と同値である。More specifically, for example, during the period T1 to T3 in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to E [V], thecontrol unit 6 repeats the operation of switching the first to fourth modes. In these cases (periods T1 to T3), themicrocomputer 62 determines whether to select the second mode (charge mode) or the third mode (discharge mode) according to the detection result of thedetection circuit 63. To decide. That is, themicrocomputer 62 compares the detection result (average value Vc) of thedetection circuit 63 with the target voltage, and either the second mode (charge mode) or the third mode (discharge mode) is determined according to the comparison result. Select. Themicrocomputer 62 selects the third mode, which is the discharge mode, if the detection result of thedetection circuit 63 is greater than the target voltage, and the charge mode, if the detection result of thedetection circuit 63 is smaller than the target voltage. 2 mode is selected. Here, the target voltage is the same value as the reference voltage (E / 4 [V]).

　同様に、出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～－Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する期間Ｔ４～Ｔ６には、制御部６は、第５～８のモードを切り替える動作を繰り返す。これらの場合（期間Ｔ４～Ｔ６）において、マイクロコンピュータ６２は、第６のモード（放電モード）と第７のモード（充電モード）とのいずれを選択するかを、検出回路６３の検出結果に応じて決定する。つまり、マイクロコンピュータ６２は、検出回路６３の検出結果（平均値Ｖｃ）と目標電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）とを比較し、比較結果によって第７のモード（充電モード）と第６のモード（放電モード）とのいずれかを選択する。マイクロコンピュータ６２は、検出回路６３の検出結果が目標電圧よりも大きければ、放電モードである第６のモードを選択し、検出回路６３の検出結果が目標電圧よりも小さければ、充電モードである第７のモードを選択する。Similarly, during the period T4 to T6 in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to -E [V], thecontrol unit 6 repeats the operation of switching the fifth to eighth modes. In these cases (periods T4 to T6), themicrocomputer 62 determines whether to select the sixth mode (discharge mode) or the seventh mode (charge mode) according to the detection result of thedetection circuit 63. To decide. That is, themicrocomputer 62 compares the detection result (average value Vc) of thedetection circuit 63 with the target voltage (E / 4 [V]), and the seventh mode (charging mode) and the sixth mode are compared according to the comparison result. (Discharge mode) is selected. Themicrocomputer 62 selects the sixth mode that is the discharge mode if the detection result of thedetection circuit 63 is larger than the target voltage, and the charge mode if the detection result of thedetection circuit 63 is smaller than the target voltage. 7 mode is selected.

　これにより、基本動作時における第１キャパシタＣ１の両端電圧及び第２キャパシタＣ２の両端電圧は、それぞれ基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）に維持される。Thereby, the both-ends voltage of the first capacitor C1 and the both-ends voltage of the second capacitor C2 during the basic operation are maintained at the reference voltage (E / 4 [V]).

　また、制御部６は、所定のスイッチング周期でキャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）の充電と放電とを切り替えることが好ましい。ここでいうスイッチング周期は、例えばＰＷＭ信号の周期に合わせて設定される。Moreover, it is preferable that thecontrol unit 6 switches between charging and discharging of the capacitors (the first capacitor C1 and the second capacitor C2) at a predetermined switching cycle. The switching period here is set in accordance with, for example, the period of the PWM signal.

　（２．３）パワーコンディショナの構成
　本実施形態に係るパワーコンディショナ２０は、図７に示すように、上記の電力変換装置１と、解列器９とを備えている。解列器９は、第１出力点１０３（図１参照）及び第２出力点１０４（図１参照）と、系統電源７との間に電気的に接続されている。図７の例では、解列器９は、第３出力点１０５及び第４出力点１０６と、系統電源７との間に電気的に接続されている。言い換えれば、解列器９は、フィルタ回路５（図１参照）を介して第１出力点１０３及び第２出力点１０４に接続されている。解列器９は、第１出力点１０３及び第２出力点１０４と、系統電源７との間にあればよく、第１出力点１０３及び第２出力点１０４に直接接続されていることは必須でなく、本実施形態のようにフィルタ回路５の後段に接続されていてもよい。(2.3) Configuration of Power Conditioner As shown in FIG. 7, thepower conditioner 20 according to the present embodiment includes thepower conversion device 1 and thedisconnector 9. Thedisconnector 9 is electrically connected between the first output point 103 (see FIG. 1) and the second output point 104 (see FIG. 1) and thesystem power supply 7. In the example of FIG. 7, thedisconnector 9 is electrically connected between thethird output point 105 and thefourth output point 106 and thesystem power supply 7. In other words, theresolver 9 is connected to thefirst output point 103 and thesecond output point 104 via the filter circuit 5 (see FIG. 1). Thedisconnector 9 may be located between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 and thesystem power supply 7, and is required to be directly connected to thefirst output point 103 and thesecond output point 104. Instead, it may be connected to the subsequent stage of thefilter circuit 5 as in this embodiment.

　ここで、解列器９は、第３出力点１０５と系統電源７との間に電気的に接続された第１接点部９１と、第４出力点１０６と系統電源７との間に電気的に接続された第２接点部９２とを有している。ただし、解列器９は、第３出力点１０５及び第４出力点１０６の少なくとも一方と系統電源７との間に電気的に接続されていればよく、第１接点部９１及び第２接点部９２のいずれかは省略されていてもよい。Here, thecircuit breaker 9 is electrically connected between the first contact point 91 electrically connected between thethird output point 105 and thesystem power supply 7, and between thefourth output point 106 and thesystem power supply 7. And a second contact portion 92 connected to the. However, thecircuit breaker 9 only needs to be electrically connected between at least one of thethird output point 105 and thefourth output point 106 and thesystem power supply 7, and the first contact portion 91 and the second contact portion are required. Any of 92 may be omitted.

　このパワーコンディショナ２０は、定常時、系統連系運転を行い、直流電源１００から入力される直流電力を電力変換装置１で交流電力に変換し、系統電源７及び負荷８へ出力する。詳しい説明は省略するが、パワーコンディショナ２０は、系統電源７の停電等の異常時には、解列器９を開放し、系統電源７から解列された状態で交流電力を出力する自立運転を行うように構成されている。Thepower conditioner 20 performs grid connection operation in a steady state, converts DC power input from theDC power supply 100 into AC power by thepower converter 1, and outputs the AC power to thesystem power supply 7 and theload 8. Although detailed description is omitted, thepower conditioner 20 performs a self-sustained operation in which thedisconnector 9 is opened and AC power is output in a state disconnected from thesystem power supply 7 in the event of an abnormality such as a power failure of thesystem power supply 7. It is configured as follows.

　このパワーコンディショナ２０によれば、解列器９を開放（解列）することにより、第１変換回路１１及び第２変換回路１２と系統電源７との間を電気的に切り離すことができる。そのため、パワーコンディショナ２０は、電源投入後、電力変換装置１が上述した基本動作を開始する前の始動期間に、解列器９を開放することで、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に、フィルタ回路５を含む電流経路を構成することができる。According to thepower conditioner 20, thefirst converter circuit 11 and thesecond converter circuit 12 can be electrically disconnected from thesystem power supply 7 by opening the disconnector 9 (disconnecting). Therefore, thepower conditioner 20 opens thedisconnector 9 during the start-up period after the power is turned on and before thepower converter 1 starts the basic operation described above, so that thefirst output point 103 and the second output point are opened. A current path including thefilter circuit 5 can be formed between the terminal 104 and the terminal 104.

　ここでいう電流経路は、フィルタ回路５を構成するインダクタＬ１、第３キャパシタＣ３、及びインダクタＬ２を含む電流経路である。電力変換装置１は、この電流経路を充電用の経路として用いることにより、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間が電気的に絶縁されていても第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２を充電できる。Here, the current path is a current path including the inductor L1, the third capacitor C3, and the inductor L2 constituting thefilter circuit 5. Thepower conversion device 1 uses the current path as a charging path, so that even if thethird output point 105 and thefourth output point 106 are electrically insulated, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 can be charged.

　したがって、電力変換装置１は、第３出力点１０５及び第４出力点１０６が系統電源７に接続されていなくても、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２を充電することが可能である。言い換えれば、電力変換装置１は、一対の出力端子（第３出力点１０５、第４出力点１０６）間に何の負荷も接続されていない状態（無負荷状態）であっても、定常動作に必要なキャパシタ（第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２）を充電できる。ここでいう定常動作とは、始動期間の経過後、つまり第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々が基準電圧（Ｅ／４〔Ｖ〕）に充電された後の電力変換装置１の動作であって、上述した基本動作と同義である。Therefore, thepower conversion device 1 can charge the first capacitor C1 and the second capacitor C2 even if thethird output point 105 and thefourth output point 106 are not connected to thesystem power supply 7. In other words, thepower conversion device 1 operates in a steady state even when no load is connected between the pair of output terminals (thethird output point 105 and the fourth output point 106) (no load state). Necessary capacitors (first capacitor C1 and second capacitor C2) can be charged. The steady operation here is an operation of thepower conversion device 1 after the start-up period has elapsed, that is, after each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is charged to the reference voltage (E / 4 [V]). Therefore, it is synonymous with the basic operation described above.

　（２．４）詳細動作
　（２．４．１）順方向電流、逆方向電流
　本実施形態の電力変換装置１は、上述のように第３，４のモードにおいて第２の双方向スイッチ１４が全オン状態であり、第５，６のモードにおいて第１の双方向スイッチ１３が全オン状態である。つまり、第１～８のいずれのモードにおいても、半導体素子（スイッチング素子、ダイオード）のうち電流が流れる素子は第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２のいずれかであって、ダイオード（第１～１２のダイオードＤ１～Ｄ１２）に電流は流れない。そのため、電力変換装置１は、第１～８のいずれのモードにおいても、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に双方向の電流を流すことができる。(2.4) Detailed operation (2.4.1) Forward current and reverse current As described above, thepower converter 1 of the present embodiment has the secondbidirectional switch 14 in the third and fourth modes. In the fifth and sixth modes, the firstbidirectional switch 13 is in the fully on state. That is, in any of the first to eighth modes, the element through which a current flows among the semiconductor elements (switching elements, diodes) is any one of the first to twelfth switching elements Q1 to Q12, and the diode (first to eighth modes). No current flows through the twelve diodes D1 to D12). Therefore, thepower conversion device 1 can pass a bidirectional current between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 in any of the first to eighth modes.

　本実施形態では、図２Ａ，２Ｂ，３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ，５Ａ，５Ｂに太線矢印で示す向きに変換回路１０を流れる電流を「順方向電流」と呼び、順方向電流とは逆向きに変換回路１０を流れる電流を「逆方向電流」と呼ぶ。すなわち、出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する第１～４のモードにおいては、第１出力点１０３から第３出力点１０５へ向かう電流が順方向電流となる。出力電圧Ｖ１が０〔Ｖ〕～－Ｅ〔Ｖ〕の範囲で変動する第５～８のモードにおいては、第２出力点１０４から第４出力点１０６へ向かう電流が順方向電流となる。In the present embodiment, the current flowing through theconversion circuit 10 in the direction indicated by the thick arrow in FIGS. 2A, 2B, 3A, 3B, 4A, 4B, 5A, and 5B is referred to as “forward current” and is opposite to the forward current. The current flowing through theconversion circuit 10 is referred to as “reverse current”. That is, in the first to fourth modes in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to E [V], the current from thefirst output point 103 to thethird output point 105 is the forward current. In the fifth to eighth modes in which the output voltage V1 varies in the range of 0 [V] to -E [V], the current from thesecond output point 104 to thefourth output point 106 is the forward current.

　電力変換装置１は、このように変換回路１０が双方向の電流に対応していることにより、第３出力点１０５及び第４出力点１０６間に流す出力電流Ｉ１と、第３出力点１０５及び第４出力点１０６間に生じる出力電圧Ｖ１との間に位相差を設定できる。出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１との間に位相差があると、図８に示すように、出力電流Ｉ１が出力電圧Ｖ１と異符号（例えば出力電圧Ｖ１が正で出力電流Ｉ１が負など）になる期間が生じる。図８は、横軸を時間軸として、第３出力点１０５と第４出力点１０６との間に生じる第１出力電圧Ｖ１、及び第３出力点１０５又は第４出力点１０６を流れる出力電流Ｉ１を示している。図８の例では、出力電流Ｉ１は出力電圧Ｖ１に対して遅相であり、期間Ｔ１１，Ｔ１３に出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１とが異符号となり、期間Ｔ１２，Ｔ１４に出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１とが同符号となっている。In this way, thepower conversion device 1 is configured so that theconversion circuit 10 supports bidirectional current, so that the output current I1 that flows between thethird output point 105 and thefourth output point 106, thethird output point 105, A phase difference can be set between the output voltage V <b> 1 generated between the fourth output points 106. If there is a phase difference between the output current I1 and the output voltage V1, as shown in FIG. 8, the output current I1 is different from the output voltage V1 (for example, the output voltage V1 is positive and the output current I1 is negative). A period will arise. FIG. 8 shows the first output voltage V1 generated between thethird output point 105 and thefourth output point 106 and the output current I1 flowing through thethird output point 105 or thefourth output point 106 with the horizontal axis as the time axis. Is shown. In the example of FIG. 8, the output current I1 is delayed with respect to the output voltage V1, the output current I1 and the output voltage V1 have different signs in the periods T11 and T13, and the output current I1 and the output voltage in the periods T12 and T14. V1 has the same sign.

　ここで、出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１とが同符号の期間Ｔ１２，Ｔ１４には、変換回路１０を流れる電流は順方向電流であるが、出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１とが異符号の期間Ｔ１１，Ｔ１３には、変換回路１０を流れる電流は逆方向電流となる。そのため、電力変換装置１は、出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１との間に位相差を設定する場合、本実施形態のように変換回路１０が双方向の電流に対応している必要がある。Here, in the periods T12 and T14 in which the output current I1 and the output voltage V1 have the same sign, the current flowing in theconversion circuit 10 is a forward current, but the period T11 in which the output current I1 and the output voltage V1 have different signs. , T13, the current flowing through theconversion circuit 10 is a reverse current. Therefore, when thepower converter 1 sets a phase difference between the output current I1 and the output voltage V1, theconversion circuit 10 needs to support bidirectional current as in the present embodiment.

　とくに、太陽光発電装置用のパワーコンディショナ２０（図７参照）に電力変換装置１が用いられる場合には、単独運転の検出や、系統電源７の電圧上昇を抑制する目的で、電力変換装置１は、出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１との間に位相差を設定する場合がある。また、蓄電装置用のパワーコンディショナに電力変換装置１が用いられる場合には、出力電流Ｉ１と出力電圧Ｖ１との間に位相差を設定することで、電力変換装置１は、電力が供給される向きを制御し、蓄電装置の充電と放電とを切り替える。本実施形態の電力変換装置１は、変換回路１０が双方向の電流に対応していることで、このような用途に対応できる。In particular, when thepower conversion device 1 is used for the power conditioner 20 (see FIG. 7) for the solar power generation device, the power conversion device is used for the purpose of detecting the isolated operation and suppressing the voltage rise of thesystem power supply 7. 1 may set a phase difference between the output current I1 and the output voltage V1. Moreover, when thepower converter 1 is used for the power conditioner for the power storage device, thepower converter 1 is supplied with power by setting a phase difference between the output current I1 and the output voltage V1. And switching between charging and discharging of the power storage device. Thepower converter 1 of this embodiment can respond to such a use because theconversion circuit 10 supports bidirectional current.

　双方向の電流に対応した電力変換装置１は、同じモードで動作していても、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２を流れる電流が順方向電流か逆方向電流かによって、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の充電と放電とが入れ替わることがある。つまり、変換回路１０に順方向電流が流れている場合には、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２は、原則通り、第２，７のモードで充電され、第３，６のモードで放電される。これに対して、変換回路１０に逆方向電流が流れている場合には、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２は、第２，７のモードで放電され、第３，６のモードで充電されることになる。Even if thepower conversion device 1 that supports bidirectional current operates in the same mode, the first capacitor C1 and the first capacitor C1 and the second capacitor C2 depend on whether the current flowing through the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is forward current or reverse current. The charging and discharging of the second capacitor C2 may be interchanged. That is, when forward current flows through theconversion circuit 10, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are charged in the second and seventh modes and discharged in the third and sixth modes, as a rule. The On the other hand, when a reverse current flows through theconversion circuit 10, the first capacitor C1 and the second capacitor C2 are discharged in the second and seventh modes and charged in the third and sixth modes. Will be.

　（２．４．２）デッドタイム
　電力変換装置１は、第１～８のモードを切り替える際に、特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンしないように、特定の組み合わせのスイッチング素子が全てオフになるデッドタイムを設けている。つまり、電力変換装置１は、スイッチング素子のオン／オフの状態が第１～８のモードのいずれとも異なる期間（デッドタイム）を経て、第１～８のモードが切り替わる。以下に、デッドタイムにおける電力変換装置１の動作について、図９Ａ，９Ｂ，１０Ａ，１０Ｂを参照して説明する。図中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付されたスイッチング素子はオン状態の素子を表している。(2.4.2) Dead time When switching between the first to eighth modes, thepower converter 1 turns off all of the specific combination of switching elements so that the specific combination of switching elements does not turn on at the same time. There is a dead time. That is, in thepower conversion device 1, the first to eighth modes are switched after a period (dead time) in which the ON / OFF state of the switching element is different from any of the first to eighth modes. Below, operation | movement of thepower converter device 1 in a dead time is demonstrated with reference to FIG. 9A, 9B, 10A, 10B. In the figure, a thick line arrow represents a current path, and a switching element with a dotted circle represents an on-state element.

　例えば、第１のモード（図２Ａ参照）と第２のモード（図２Ｂ参照）との間には、図９Ａに示すように、第２，３，６，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７が全てオフになるデッドタイムが設定される。つまり、第１のモードと第２のモードとの切替時のデッドタイムには、第１，８，１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８，Ｑ１２のみがオンになる。この状態では、第６のダイオードＤ６、第２キャパシタＣ２、第８のスイッチング素子Ｑ８、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１キャパシタＣ１、及び第３のダイオードＤ３を通してインダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が流れる。For example, between the first mode (see FIG. 2A) and the second mode (see FIG. 2B), as shown in FIG. 9A, the second, third, sixth, and seventh switching elements Q2, Q3, Q6 , Q7 are all set to a dead time. That is, only the first, eighth, and twelfth switching elements Q1, Q8, and Q12 are turned on during the dead time when switching between the first mode and the second mode. In this state, the return currents of the inductors L1 and L2 flow through the sixth diode D6, the second capacitor C2, the eighth switching element Q8, the first switching element Q1, the first capacitor C1, and the third diode D3. .

　また、第１のモード（図２Ａ参照）と第３のモード（図３Ａ参照）との間には、図９Ｂに示すように、第１，８，１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８，Ｑ１１が全てオフになるデッドタイムが設定される。つまり、第１のモードと第３のモードとの切替時のデッドタイムには、第２，７，１２のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ７，Ｑ１２のみがオンになる。この状態では、第７のスイッチング素子Ｑ７、第２キャパシタＣ２、第１１のダイオードＤ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１キャパシタＣ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２を通してインダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が流れる。Also, between the first mode (see FIG. 2A) and the third mode (see FIG. 3A), as shown in FIG. 9B, the first, eighth, and eleventh switching elements Q1, Q8, and Q11 are all. Set the dead time to turn off. That is, only the second, seventh, and twelfth switching elements Q2, Q7, and Q12 are turned on in the dead time when switching between the first mode and the third mode. In this state, the return currents of the inductors L1 and L2 pass through the seventh switching element Q7, the second capacitor C2, the eleventh diode D11, the twelfth switching element Q12, the first capacitor C1, and the second switching element Q2. Flowing.

　また、第２のモード（図２Ｂ参照）と第４のモード（図３Ｂ参照）との間には、図１０Ａに示すように、第１，８，１１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８，Ｑ１１が全てオフになるデッドタイムが設定される。つまり、第２のモードと第４のモードとの切替時のデッドタイムには、第３，６，１２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６，Ｑ１２のみがオンになる。この状態では、第６のスイッチング素子Ｑ６、第１１のダイオードＤ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、及び第３のスイッチング素子Ｑ３を通してインダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が流れる。Further, between the second mode (see FIG. 2B) and the fourth mode (see FIG. 3B), as shown in FIG. 10A, the first, eighth, and eleventh switching elements Q1, Q8, and Q11 are all. Set the dead time to turn off. That is, only the third, sixth, and twelfth switching elements Q3, Q6, and Q12 are turned on during the dead time when switching between the second mode and the fourth mode. In this state, the return currents of the inductors L1 and L2 flow through the sixth switching element Q6, the eleventh diode D11, the twelfth switching element Q12, and the third switching element Q3.

　また、第３のモード（図３Ａ参照）と第４のモード（図３Ｂ参照）との間には、図１０Ｂに示すように、第２，３，６，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７が全てオフになるデッドタイムが設定される。つまり、第３のモードと第４のモードとの切替時のデッドタイムには、第１１，１２のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のみがオンになる。この状態では、第６のダイオードＤ６、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、及び第３のダイオードＤ３を通してインダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が流れる。Further, between the third mode (see FIG. 3A) and the fourth mode (see FIG. 3B), as shown in FIG. 10B, the second, third, sixth and seventh switching elements Q2, Q3, Q6. , Q7 are all set to a dead time. That is, only the eleventh and twelfth switching elements Q11 and Q12 are turned on in the dead time when switching between the third mode and the fourth mode. In this state, the return currents of the inductors L1 and L2 flow through the sixth diode D6, the eleventh switching element Q11, the twelfth switching element Q12, and the third diode D3.

　ここでは、第１～４のモードが切り替わる際のデッドタイムについてのみ説明したが、第５～８のモードが切り替わる際にも、同様のデッドタイムが設定される。このように、デッドタイムが設定されることで、特定の組み合わせのスイッチング素子が同時にオンすることが防止される。これにより、例えば第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に短絡経路が形成されることを防止できる。Here, only the dead time when the first to fourth modes are switched has been described, but the same dead time is set when the fifth to eighth modes are switched. Thus, setting the dead time prevents a specific combination of switching elements from being turned on simultaneously. Thereby, for example, it is possible to prevent a short circuit path from being formed between thefirst input point 101 and thesecond input point 102.

　（２．４．３）リカバリ電流
　以下、寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８）のリカバリ電流について説明する。ここでは、説明のための比較例として、本実施形態の電力変換装置１から第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４が省略された電力変換装置１Ａを例示する。比較例の電力変換装置１Ａは、図１１Ａに示すように、変換回路１０Ａに第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４が無い点を除き、本実施形態の電力変換装置１と同様の構成である。(2.4.3) Recovery Current Hereinafter, the recovery current of the parasitic diode (first to eighth diodes D1 to D8) will be described. Here, as a comparative example for explanation, apower conversion device 1A in which the first to fourth protection diodes D101 to D104 are omitted from thepower conversion device 1 of the present embodiment is illustrated. As shown in FIG. 11A, thepower conversion device 1A of the comparative example has the same configuration as thepower conversion device 1 of the present embodiment, except that theconversion circuit 10A does not have the first to fourth protection diodes D101 to D104. .

　比較例の電力変換装置１Ａでは、寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８）のリカバリ電流の影響で、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に短絡電流が流れる可能性がある。以下、この点について図１１Ａ，１１Ｂを参照して説明する。図１１Ａ，１１Ｂは、比較例の電力変換装置１Ａにおいて、変換回路１０Ａに逆方向電流が流れている状態の動作を示している。図中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付されたスイッチング素子はオン状態の素子を表している。In thepower conversion device 1A of the comparative example, there is a possibility that a short-circuit current flows between thefirst input point 101 and thesecond input point 102 due to the influence of the recovery current of the parasitic diodes (first to eighth diodes D1 to D8). There is. This point will be described below with reference to FIGS. 11A and 11B. 11A and 11B show an operation in a state where a reverse current flows through theconversion circuit 10A in thepower conversion device 1A of the comparative example. In the figure, a thick line arrow represents a current path, and a switching element with a dotted circle represents an on-state element.

　ここでは、電力変換装置１Ａが第１のモード（図２Ａ参照）から第３のモード（図３Ａ参照）に切り替わる際の動作を例示し、図１１Ａはデッドタイム、図１１Ｂは第３のモードを示している。すなわち、図１１Ａでは、スイッチング素子のオン／オフの状態が図９Ｂの例と同じで、変換回路１０Ａを流れる電流の向きが図９Ｂの例とは異なり、変換回路１０Ａを逆方向電流が流れる状態を示している。図１１Ｂでは、スイッチング素子のオン／オフの状態が図３Ａの例と同じで、変換回路１０Ａを流れる電流の向きが図３Ａの例とは異なり、変換回路１０Ａを逆方向電流が流れる状態を示している。Here, the operation when thepower conversion device 1A switches from the first mode (see FIG. 2A) to the third mode (see FIG. 3A) is illustrated, FIG. 11A shows the dead time, and FIG. 11B shows the third mode. Show. That is, in FIG. 11A, the on / off state of the switching element is the same as in the example of FIG. 9B, the direction of the current flowing through theconversion circuit 10A is different from the example of FIG. 9B, and the reverse current flows through theconversion circuit 10A. Is shown. FIG. 11B shows a state where the on / off state of the switching element is the same as in the example of FIG. 3A and the direction of the current flowing through theconversion circuit 10A is different from the example of FIG. ing.

　第１のモードと第３のモードとの間のデッドタイムでは、図１１Ａに示すように、インダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が逆方向電流となって流れる。この状態では、逆方向電流は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第１のダイオードＤ１、第８のダイオードＤ８、及び第７のスイッチング素子Ｑ７を流れる。つまり、第１，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ８はオフの状態にあるが、それぞれの寄生ダイオード（第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８）には電流が流れることになる。In the dead time between the first mode and the third mode, as shown in FIG. 11A, the return currents of the inductors L1 and L2 flow as reverse currents. In this state, the reverse current flows through the second switching element Q2, the first diode D1, the eighth diode D8, and the seventh switching element Q7. That is, the first and eighth switching elements Q1 and Q8 are in an off state, but current flows through the respective parasitic diodes (first and eighth diodes D1 and D8).

　そして、デッドタイムが終了して第３のモードへ移行すると、図１１Ｂに示すように、第１１のスイッチング素子Ｑ１１がオンすることで、逆方向電流が流れる経路が変化する。この状態では、逆方向電流は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第１キャパシタＣ１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第２キャパシタＣ２、及び第７のスイッチング素子Ｑ７を流れる。このとき、寄生ダイオード（第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８）のリカバリ特性が悪ければ、第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８のオン状態が継続することがある。つまり、電力変換装置１Ａは、デッドタイムが終了しても、第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８のリカバリ電流が流れ続けるため、第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８はすぐにはオフせず、オンの状態を継続する場合がある。When the dead time ends and the mode shifts to the third mode, as shown in FIG. 11B, the eleventh switching element Q11 is turned on to change the path through which the reverse current flows. In this state, the reverse current flows through the second switching element Q2, the first capacitor C1, the twelfth switching element Q12, the eleventh switching element Q11, the second capacitor C2, and the seventh switching element Q7. At this time, if the recovery characteristics of the parasitic diodes (first and eighth diodes D1 and D8) are poor, the on states of the first and eighth diodes D1 and D8 may continue. That is, in thepower conversion device 1A, since the recovery currents of the first and eighth diodes D1 and D8 continue to flow even after the dead time ends, the first and eighth diodes D1 and D8 are not immediately turned off. May remain on.

　この場合、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間には、図１１Ｂに点線矢印で示すような経路で、第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８のリカバリ電流が流れることになる。つまり、リカバリ電流は、第１のダイオードＤ１、第１キャパシタＣ１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第２キャパシタＣ２、及び第８のダイオードＤ８を流れる。したがって、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間には短絡電流が流れることになる。短絡電流が流れると、変換回路１０Ａを流れる電流が急峻に立ち上がることになるため、変換回路１０Ａの寄生インダクタンスによりサージ電圧が生じる。その結果、電力変換装置１Ａの構成部品に対してストレスが掛かる可能性がある。In this case, the recovery currents of the first and eighth diodes D1 and D8 flow between thefirst input point 101 and thesecond input point 102 along a path indicated by a dotted arrow in FIG. 11B. That is, the recovery current flows through the first diode D1, the first capacitor C1, the twelfth switching element Q12, the eleventh switching element Q11, the second capacitor C2, and the eighth diode D8. Therefore, a short-circuit current flows between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. When the short-circuit current flows, the current flowing through theconversion circuit 10A rises sharply, so that a surge voltage is generated due to the parasitic inductance of theconversion circuit 10A. As a result, stress may be applied to the components of thepower conversion device 1A.

　（２．４．４）保護ダイオードの機能
　本実施形態の電力変換装置１は、上記比較例のように寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８）のリカバリ電流の影響で短絡電流が流れることへの対策として、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４を備えている。つまり、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４は、短絡電流から電力変換装置１を保護する機能を有している。以下、この点について図１２Ａ，１２Ｂ，１３Ａ，１３Ｂを参照して説明する。図１２Ａ，１２Ｂ，１３Ａ，１３Ｂは、本実施形態の電力変換装置１において、変換回路１０に逆方向電流が流れている状態の動作を示している。図中、太線矢印は電流経路を表し、点線の丸印が付されたスイッチング素子はオン状態の素子を表している。(2.4.4) Function of Protection Diode In thepower conversion device 1 of the present embodiment, a short-circuit current flows due to the influence of the recovery current of the parasitic diode (first to eighth diodes D1 to D8) as in the comparative example. As a countermeasure against this, first to fourth protection diodes D101 to D104 are provided. That is, the first to fourth protection diodes D101 to D104 have a function of protecting thepower conversion device 1 from a short-circuit current. This point will be described below with reference to FIGS. 12A, 12B, 13A, and 13B. 12A, 12B, 13A, and 13B show an operation in a state where a reverse current flows through theconversion circuit 10 in thepower conversion device 1 of the present embodiment. In the figure, a thick line arrow represents a current path, and a switching element with a dotted circle represents an on-state element.

　例えば、第１のモードと第２のモードとの間のデッドタイムでは、図１２Ａに示すように、インダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が逆方向電流となって流れる。この状態では、逆方向電流は、第１の保護ダイオードＤ１０１及び第４の保護ダイオードＤ１０４を流れる。つまり、逆方向電流の少なくとも一部は、図１２Ａに点線矢印で示すように寄生ダイオード（第２，７のダイオードＤ２，Ｄ７）を含む経路に代えて、第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４を流れることになる。したがって、デッドタイムが終了すると、リカバリ特性に優れた第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４が比較的速やかにオフし、リカバリ電流の影響で短絡電流が流れることが抑制される。For example, in the dead time between the first mode and the second mode, as shown in FIG. 12A, the return currents of the inductors L1 and L2 flow as reverse currents. In this state, the reverse current flows through the first protection diode D101 and the fourth protection diode D104. That is, at least a part of the reverse current is replaced with a path including parasitic diodes (second and seventh diodes D2 and D7) as shown by dotted arrows in FIG. 12A, and the first and fourth protection diodes D101 and D104. Will flow. Therefore, when the dead time ends, the first and fourth protection diodes D101 and D104 having excellent recovery characteristics are turned off relatively quickly, and a short-circuit current is suppressed from flowing due to the influence of the recovery current.

　また、第１のモードと第３のモードとの間のデッドタイムでは、図１２Ｂに示すように、インダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が逆方向電流となって流れる。この状態では、逆方向電流は、第１の保護ダイオードＤ１０１及び第４の保護ダイオードＤ１０４を流れる。つまり、逆方向電流の少なくとも一部は、図１２Ｂに点線矢印で示すように寄生ダイオード（第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８）を含む経路に代えて、第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４を流れることになる。したがって、デッドタイムが終了すると、リカバリ特性に優れた第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４が比較的速やかにオフし、リカバリ電流の影響で短絡電流が流れることが抑制される。Further, in the dead time between the first mode and the third mode, as shown in FIG. 12B, the return currents of the inductors L1 and L2 flow as reverse currents. In this state, the reverse current flows through the first protection diode D101 and the fourth protection diode D104. That is, at least a part of the reverse current is replaced with a path including parasitic diodes (first and eighth diodes D1 and D8) as shown by dotted arrows in FIG. 12B, and the first and fourth protection diodes D101 and D104. Will flow. Therefore, when the dead time ends, the first and fourth protection diodes D101 and D104 having excellent recovery characteristics are turned off relatively quickly, and a short-circuit current is suppressed from flowing due to the influence of the recovery current.

　また、第２のモードと第４のモードとの間のデッドタイムでは、図１３Ａに示すように、インダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が逆方向電流となって流れる。この状態では、逆方向電流は、第１の保護ダイオードＤ１０１及び第４の保護ダイオードＤ１０４を流れる。つまり、逆方向電流の少なくとも一部は、図１３Ａに点線矢印で示すように寄生ダイオード（第１，８のダイオードＤ１，Ｄ８）を含む経路に代えて、第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４を流れることになる。したがって、デッドタイムが終了すると、リカバリ特性に優れた第１，４の保護ダイオードＤ１０１，Ｄ１０４が比較的速やかにオフし、リカバリ電流の影響で短絡電流が流れることが抑制される。Further, in the dead time between the second mode and the fourth mode, as shown in FIG. 13A, the return currents of the inductors L1 and L2 flow as reverse currents. In this state, the reverse current flows through the first protection diode D101 and the fourth protection diode D104. That is, at least a part of the reverse current is replaced with a path including parasitic diodes (first and eighth diodes D1 and D8) as shown by dotted arrows in FIG. 13A, and the first and fourth protection diodes D101 and D104. Will flow. Therefore, when the dead time ends, the first and fourth protection diodes D101 and D104 having excellent recovery characteristics are turned off relatively quickly, and a short-circuit current is suppressed from flowing due to the influence of the recovery current.

　また、第３のモードと第４のモードとの間のデッドタイムでは、図１３Ｂに示すように、インダクタＬ１，Ｌ２の還流電流が逆方向電流となって流れる。この状態では、逆方向電流は、第２のダイオードＤ２、第１キャパシタＣ１、第１２のスイッチング素子Ｑ１２、第１１のスイッチング素子Ｑ１１、第２キャパシタＣ２、及び第７のダイオードＤ７を流れる。つまり、逆方向電流は、寄生ダイオード（第２，７のダイオードＤ２，Ｄ７）を含む経路を流れることになる。この状態から、第４のモードに移行して第３のスイッチング素子Ｑ３及び第６のスイッチング素子Ｑ６がオンすると、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々に短絡電流が生じることがある。つまり、第２のダイオードＤ２のリカバリ電流が、第３のスイッチング素子Ｑ３を通して第１キャパシタＣ１の短絡電流として流れることがある。同様に、第７のダイオードＤ７のリカバリ電流が、第６のスイッチング素子Ｑ６を通して第２キャパシタＣ２の短絡電流として流れることがある。In the dead time between the third mode and the fourth mode, as shown in FIG. 13B, the return currents of the inductors L1 and L2 flow as reverse currents. In this state, the reverse current flows through the second diode D2, the first capacitor C1, the twelfth switching element Q12, the eleventh switching element Q11, the second capacitor C2, and the seventh diode D7. That is, the reverse current flows through a path including parasitic diodes (second and seventh diodes D2 and D7). From this state, when the third switching element Q3 and the sixth switching element Q6 are turned on by shifting to the fourth mode, a short-circuit current may be generated in each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2. That is, the recovery current of the second diode D2 may flow as a short-circuit current of the first capacitor C1 through the third switching element Q3. Similarly, the recovery current of the seventh diode D7 may flow as a short-circuit current of the second capacitor C2 through the sixth switching element Q6.

　ただし、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々の両端電圧は、直流電源１００の出力電圧の１／４である。そのため、第１キャパシタＣ１及び第２キャパシタＣ２の各々の短絡電流は、第１入力点１０１と第２入力点１０２との間に流れる直流電源１００の短絡電流の約１／４になる。さらに、第２，３，６，７のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ７の各々は、第１，４，５，８のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ８に比べると、耐圧が低くてよいため寄生ダイオードのリカバリ特性を良くできる。したがって、第３のモードと第４のモードとの間のデッドタイムが終了したときに生じるリカバリ電流の電力変換装置１の構成部品への影響は、小さく抑えられる。However, the voltage across each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is ¼ of the output voltage of theDC power supply 100. Therefore, the short-circuit current of each of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 is about 1/4 of the short-circuit current of theDC power supply 100 flowing between thefirst input point 101 and thesecond input point 102. Further, each of the second, third, sixth, and seventh switching elements Q2, Q3, Q6, and Q7 has a lower withstand voltage than the first, fourth, fifth, and eighth switching elements Q1, Q4, Q5, and Q8. Therefore, the recovery characteristics of the parasitic diode can be improved. Therefore, the influence of the recovery current generated when the dead time between the third mode and the fourth mode ends on the components of thepower conversion device 1 is suppressed to a small level.

　ここでは、第１～４のモードが切り替わる際のデッドタイムについてのみ説明したが、第５～８のモードが切り替わる際のデッドタイムでも、上記と同様に、寄生ダイオードのリカバリ電流の影響で短絡電流が流れることが抑制される。第５～８のモードが切り替わる際のデッドタイムでは、逆方向電流の一部は、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４のうち、第２の保護ダイオードＤ１０２及び第３の保護ダイオードＤ１０３を流れることになる。Here, only the dead time when the first to fourth modes are switched has been described. However, the dead time when the fifth to eighth modes are switched is also affected by the recovery current of the parasitic diode as described above. Is suppressed from flowing. In the dead time when the fifth to eighth modes are switched, a part of the reverse current flows through the second protection diode D102 and the third protection diode D103 among the first to fourth protection diodes D101 to D104. It will be.

　要するに、本実施形態の電力変換装置１は、寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８）の代わりに第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４に電流を流すことで、リカバリ特性を改善している。これにより、本実施形態の電力変換装置１は、寄生ダイオードのリカバリ電流の影響で短絡電流が流れることを抑制可能である。In short, thepower conversion device 1 of the present embodiment improves the recovery characteristics by flowing current to the first to fourth protection diodes D101 to D104 instead of the parasitic diodes (first to eighth diodes D1 to D8). ing. Thereby, thepower converter device 1 of this embodiment can suppress that a short circuit current flows under the influence of the recovery current of a parasitic diode.

　ところで、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々を流れる電流と、寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８の各々）を流れる電流との比率は、電流経路上のインピーダンスによって決まる。ここにおいて、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々と並列の関係にある経路は、少なくとも寄生ダイオードとスイッチング素子とを１つずつ含んでいる。そのため、仮に、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々と第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８の各々とで順方向電圧が同値であるとしても、スイッチング素子のオン抵抗の分だけ、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４に電流が流れやすい。Incidentally, the ratio of the current flowing through each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 and the current flowing through the parasitic diode (each of the first to eighth diodes D1 to D8) is determined by the impedance on the current path. Here, the path in parallel with each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 includes at least one parasitic diode and one switching element. Therefore, even if each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 and each of the first to eighth diodes D1 to D8 have the same forward voltage, the first resistance diode D101 to D104 has the same value as the ON resistance of the switching element. A current easily flows through the protection diodes D101 to D104 of 1 to 4.

　（３）効果
　本実施形態の電力変換装置１によれば、直流電源１００の両端間に並列接続された第１変換回路１１及び第２変換回路１２を備え、第１変換回路１１と第２変換回路１２との間を第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４で接続している。ここで、第１変換回路１１は、４つのスイッチング素子（第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４）及び１つのキャパシタ（第１キャパシタＣ１）を有している。同様に、第２変換回路１２は、４つのスイッチング素子（第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８）及び１つのキャパシタ（第２キャパシタＣ２）を有している。(3) Effect According to thepower conversion device 1 of the present embodiment, thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12 that are connected in parallel between both ends of theDC power supply 100 are provided. Thecircuit 12 is connected to the firstbidirectional switch 13 and the secondbidirectional switch 14. Here, thefirst conversion circuit 11 has four switching elements (first to fourth switching elements Q1 to Q4) and one capacitor (first capacitor C1). Similarly, thesecond conversion circuit 12 includes four switching elements (fifth to eighth switching elements Q5 to Q8) and one capacitor (second capacitor C2).

　この構成において、直流電源１００から電力変換装置１に入力される電流は、１０個のスイッチング素子（第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８及び第１，２の双方向スイッチ１３，１４）のうち多くても４個の素子を通過するだけである。したがって、この電力変換装置１では、スイッチング素子の導通損失（ロス）の和が比較的小さく、電力変換効率のさらなる向上を図ることができる、という利点がある。In this configuration, the current input from theDC power supply 100 to thepower converter 1 is one of ten switching elements (first to eighth switching elements Q1 to Q8 and first and secondbidirectional switches 13 and 14). It passes through at most four elements. Therefore, thispower conversion device 1 has the advantage that the sum of the conduction loss (loss) of the switching elements is relatively small, and the power conversion efficiency can be further improved.

　さらに、電力変換装置１は、一般的に、導通損失が大きくなるほど発熱量が増えるため大型の放熱装置（ヒートシンクやファン等の空冷装置）が必要になる。本実施形態の電力変換装置１は、導通損失を小さく抑えることで放熱装置の小型化も期待できる。Furthermore, thepower conversion device 1 generally requires a large heat dissipation device (an air cooling device such as a heat sink or a fan) because the heat generation amount increases as the conduction loss increases. Thepower conversion device 1 of the present embodiment can be expected to reduce the size of the heat dissipation device by suppressing conduction loss.

　また、特許文献１に記載の構成と比較すると、本実施形態の電力変換装置１は、分圧用のキャパシタが必要ない分だけ、装置全体の小型化を図ることができるという利点もある。すなわち、特許文献１に記載の電力変換装置は、２個の直流キャパシタの直列回路に直流電圧Ｅを印加することで、直流電圧ＥをＥ／２ずつに分圧しているので、２個の直流キャパシタは必須の構成である。これに対して、本実施形態の電力変換装置１は、分圧用のキャパシタが必要ないので、その分、装置全体の小型化を図ることが可能である。Further, compared with the configuration described inPatent Document 1, thepower conversion device 1 of the present embodiment has an advantage that the entire device can be downsized by the amount that does not require a voltage dividing capacitor. In other words, the power conversion device described inPatent Document 1 divides the DC voltage E by E / 2 by applying the DC voltage E to a series circuit of two DC capacitors. The capacitor is an essential configuration. On the other hand, since thepower conversion device 1 of the present embodiment does not require a voltage dividing capacitor, the entire device can be reduced in size accordingly.

　しかも、電力変換装置１は、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４をさらに備えている。そのため、本実施形態の電力変換装置１は、寄生ダイオード（第１～８のダイオードＤ１～Ｄ８）の代わりに第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４に電流を流すことで、変換回路１０としてのリカバリ特性を改善することが可能である。したがって、本実施形態の電力変換装置１は、寄生ダイオードのリカバリ電流の影響で短絡電流が流れることを抑制可能である。Moreover, thepower conversion device 1 further includes first to fourth protection diodes D101 to D104. Therefore, thepower conversion device 1 of the present embodiment allows the current to flow through the first to fourth protection diodes D101 to D104 instead of the parasitic diodes (first to eighth diodes D1 to D8). It is possible to improve the recovery characteristics. Therefore, thepower conversion device 1 of the present embodiment can suppress the short circuit current from flowing due to the influence of the recovery current of the parasitic diode.

　また、本実施形態のように、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、ファストリカバリダイオードであることが好ましい。この構成によれば、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々は、一般的な整流用ダイオードに比べて優れたリカバリ特性を持つことになり、変換回路１０としてのリカバリ特性をより向上させることができる。したがって、電力変換装置１は、寄生ダイオードのリカバリ電流の影響で短絡電流が流れることを、より抑制可能である。ただし、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々がファストリカバリダイオードであることは、電力変換装置１に必須の構成ではなく、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４の各々はファストリカバリダイオードでなくてもよい。Further, as in the present embodiment, each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 is preferably a fast recovery diode. According to this configuration, each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 has an excellent recovery characteristic as compared with a general rectifying diode, and further improves the recovery characteristic as theconversion circuit 10. be able to. Therefore, thepower conversion device 1 can further suppress the short circuit current from flowing due to the influence of the recovery current of the parasitic diode. However, the fact that each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 is a fast recovery diode is not an essential configuration for thepower converter 1, and each of the first to fourth protection diodes D101 to D104 is a fast recovery diode. Not necessarily.

　また、本実施形態のように、第１の双方向スイッチ１３は、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成され、第２の双方向スイッチは、全オフ状態と全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されていることが好ましい。第１の双方向スイッチ１３の全オフ状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を遮断する状態である。第１の双方向スイッチ１３の全オン状態は、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間で双方向の電流を通過させる状態である。第２の双方向スイッチ１４の全オフ状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を遮断する状態である。第２の双方向スイッチ１４の全オン状態は、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間で双方向の電流を通過させる状態である。Further, as in the present embodiment, the firstbidirectional switch 13 is configured to be able to switch between operating states including an all-off state and an all-on state, and the second bidirectional switch is configured to switch between an all-off state and an all-off state. It is preferable that the operation state including the on state is switchable. The all-off state of the firstbidirectional switch 13 is a state in which a bidirectional current is interrupted between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. The all-on state of the firstbidirectional switch 13 is a state in which bidirectional current passes between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. The all-off state of the secondbidirectional switch 14 is a state in which bidirectional current is interrupted between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204. The all-on state of the secondbidirectional switch 14 is a state in which bidirectional current passes between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204.

　この構成によれば、電力変換装置１は、第１の双方向スイッチ１３を全オン状態とすることにより、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。また、電力変換装置１は、第２の双方向スイッチ１４を全オン状態とすることにより、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間を双方向の電流が通過可能な状態を作り出すことができる。したがって、電力変換装置１は、例えば第３出力点１０５及び第４出力点１０６間に流す出力電流Ｉ１と、第３出力点１０５及び第４出力点１０６間に生じる出力電圧Ｖ１との間に位相差を設定することができる。According to this configuration, thepower conversion device 1 allows the bidirectional current to pass between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202 by turning on the firstbidirectional switch 13 fully. Can create a unique state. In addition, thepower conversion device 1 creates a state in which bidirectional current can pass between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204 by turning on the secondbidirectional switch 14. be able to. Therefore, thepower conversion device 1 is, for example, between the output current I1 flowing between thethird output point 105 and thefourth output point 106 and the output voltage V1 generated between thethird output point 105 and thefourth output point 106. Phase difference can be set.

　また、本実施形態のように、第１の双方向スイッチ１３の動作状態は、第２接続点２０２から第１接続点２０１へ流れる電流を遮断し、かつ第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいることが好ましい。この場合、第２の双方向スイッチ１４の動作状態は、第３接続点２０３から第４接続点２０４へ流れる電流を遮断し、かつ第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいることが好ましい。Further, as in the present embodiment, the operating state of the firstbidirectional switch 13 is such that the current flowing from thesecond connection point 202 to thefirst connection point 201 is cut off, and thefirst connection point 201 to the second connection point. It is preferable to further include a half-on state in which the current flowing to 202 is passed. In this case, the operation state of the secondbidirectional switch 14 cuts off the current flowing from thethird connection point 203 to thefourth connection point 204 and passes the current flowing from thefourth connection point 204 to thethird connection point 203. It is preferable to further include a half-on state.

　この構成によれば、第７，８のモードのように、第１接続点２０１から第２接続点２０２へ流れる電流を遮断する必要がないモードにおいては、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態でよい。したがって、制御部６は、第５～７のモード、又は第６～８のモードを切り替える動作を繰り返す期間（期間Ｔ４～Ｔ６）においては、第１０のスイッチング素子Ｑ１０をオンし続けることができる。つまり、第５，６のモードでは第１の双方向スイッチ１３は全オン状態であり第１０のスイッチング素子Ｑ１０はオンしているので、第７，８のモードに切り替わる度に第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオフすると、第１０のスイッチング素子Ｑ１０でスイッチングロスが生じる可能性がある。本実施形態の電力変換装置１は、第５～７のモード、あるいは第６～８のモードが切り替わる際に、第１０のスイッチング素子Ｑ１０がオンし続けることで、第１の双方向スイッチ１３で生じるスイッチングロスを低減できる。According to this configuration, the firstbidirectional switch 13 is half-on in a mode in which the current flowing from thefirst connection point 201 to thesecond connection point 202 does not need to be interrupted as in the seventh and eighth modes. The state is fine. Therefore, thecontrol unit 6 can continue to turn on the tenth switching element Q10 in the period (period T4 to T6) in which the operation for switching the fifth to seventh modes or the sixth to eighth modes is repeated. In other words, in the fifth and sixth modes, the firstbidirectional switch 13 is fully turned on and the tenth switching element Q10 is turned on. Therefore, every time the mode is switched to the seventh or eighth mode, the tenth switching element. When Q10 is turned off, a switching loss may occur in the tenth switching element Q10. Thepower conversion device 1 of the present embodiment allows the firstbidirectional switch 13 to keep the tenth switching element Q10 on when the fifth to seventh modes or the sixth to eighth modes are switched. The generated switching loss can be reduced.

　同様に、第１，２のモードのように、第４接続点２０４から第３接続点２０３へ流れる電流を遮断する必要がないモードにおいては、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態でよい。したがって、本実施形態の電力変換装置１は、第１～３のモード、又は第２～４のモードが切り替わる際に、第１２のスイッチング素子Ｑ１２がオンし続けることで、第２の双方向スイッチ１４で生じるスイッチングロスを低減できる。Similarly, in the mode in which the current flowing from thefourth connection point 204 to thethird connection point 203 does not need to be interrupted as in the first and second modes, the secondbidirectional switch 14 may be in a half-on state. . Therefore, thepower conversion device 1 of the present embodiment allows the second bidirectional switch to be turned on when the twelfth switching element Q12 is kept on when the first to third modes or the second to fourth modes are switched. 14 can reduce the switching loss.

　また、本実施形態のように、電力変換装置１は、第１～４のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４と第５～８のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８と第１の双方向スイッチ１３と第２の双方向スイッチ１４とを制御対象にする制御部６をさらに備えることが好ましい。この場合、制御部６は、第１出力点１０３と第２出力点１０４との間に出力電圧が生じるように、上記制御対象を制御する。この構成によれば、電力変換装置１は、制御部６での制御対象（第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８、第１，２の双方向スイッチ１３，１４）の制御により、所望の出力電圧を出力することが可能である。電力変換装置１が制御部６を備えることは必須の構成ではなく、制御部６は省略されていてもよい。Further, as in the present embodiment, thepower converter 1 includes the first to fourth switching elements Q1 to Q4, the fifth to eighth switching elements Q5 to Q8, the firstbidirectional switch 13, and the second bidirectional switch. It is preferable to further include acontrol unit 6 that controls theswitch 14. In this case, thecontrol unit 6 controls the control target so that an output voltage is generated between thefirst output point 103 and thesecond output point 104. According to this configuration, thepower converter 1 controls the desired output by controlling the control target (the first to eighth switching elements Q1 to Q8, the first and secondbidirectional switches 13 and 14) in thecontrol unit 6. It is possible to output a voltage. It is not essential that thepower conversion device 1 includes thecontrol unit 6, and thecontrol unit 6 may be omitted.

　また、本実施形態に係るパワーコンディショナ２０は、電力変換装置１と、第１出力点１０３及び第２出力点１０４と系統電源７との間に電気的に接続される解列器９とを備えている。この構成によれば、解列器９を開放（解列）することにより、第１変換回路１１及び第２変換回路１２と系統電源７との間を電気的に切り離すことができる。したがって、パワーコンディショナ２０は、定常時、系統連系運転を行い、系統電源７の停電等の異常時には、解列器９を開放し、系統電源７から解列された状態で交流電力を出力する自立運転を行うことができる。In addition, thepower conditioner 20 according to the present embodiment includes thepower conversion device 1 and adisconnector 9 that is electrically connected between thefirst output point 103 and thesecond output point 104 and thesystem power supply 7. I have. According to this configuration, thefirst converter circuit 11 and thesecond converter circuit 12 and thesystem power supply 7 can be electrically disconnected by opening (disconnecting) thedisconnector 9. Therefore, thepower conditioner 20 performs grid connection operation in a steady state, and when thesystem power supply 7 is abnormal, such as a power failure, opens thedisconnector 9 and outputs AC power in a state disconnected from thesystem power supply 7. You can perform autonomous operation.

　（４）変形例
　本実施形態の変形例として、双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）は、動作状態に全オン状態を含まなくてもよい。つまり、双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）は、オン時には少なくとも一方向の電流を通過させ、オフ時にはいずれの向きの電流についても遮断するスイッチであればよい。具体的には、図１に示す構成から、第９のダイオードＤ９及び第１１のダイオードＤ１１を残しつつ、第９のスイッチング素子Ｑ９及び第１１のスイッチング素子Ｑ１１を省略した構成となる。すなわち、第１の双方向スイッチ１３においては、第１接続点２０１と第２接続点２０２との間に、第９のダイオードＤ９と第１０のスイッチング素子Ｑ１０とが電気的に直列に接続される。第２の双方向スイッチ１４においては、第３接続点２０３と第４接続点２０４との間に、第１２のスイッチング素子Ｑ１２と第１１のダイオードＤ１１とが電気的に直列に接続される。(4) Modified Example As a modified example of the present embodiment, the bidirectional switch (each of the firstbidirectional switch 13 and the second bidirectional switch 14) may not include the all-on state in the operation state. In other words, the bidirectional switch (each of the firstbidirectional switch 13 and the second bidirectional switch 14) is a switch that passes current in at least one direction when turned on and cuts off current in either direction when turned off. I just need it. Specifically, the ninth switching element Q9 and the eleventh switching element Q11 are omitted from the configuration shown in FIG. 1 while leaving the ninth diode D9 and the eleventh diode D11. That is, in the firstbidirectional switch 13, the ninth diode D9 and the tenth switching element Q10 are electrically connected in series between thefirst connection point 201 and thesecond connection point 202. . In the secondbidirectional switch 14, the twelfth switching element Q12 and the eleventh diode D11 are electrically connected in series between thethird connection point 203 and thefourth connection point 204.

　本変形例では、第１０のスイッチング素子Ｑ１０のオフ時には、第１の双方向スイッチ１３は全オフ状態となる。第１０のスイッチング素子Ｑ１０のオン時には、第１の双方向スイッチ１３は半オン状態となる。また、第１２のスイッチング素子Ｑ１２のオフ時には、第２の双方向スイッチ１４は全オフ状態となる。第１２のスイッチング素子Ｑ１２のオン時には、第２の双方向スイッチ１４は半オン状態となる。In the present modification, when the tenth switching element Q10 is turned off, the firstbidirectional switch 13 is fully turned off. When the tenth switching element Q10 is on, the firstbidirectional switch 13 is in a half-on state. Further, when the twelfth switching element Q12 is turned off, the secondbidirectional switch 14 is fully turned off. When the twelfth switching element Q12 is on, the secondbidirectional switch 14 is in a half-on state.

　以下、本実施形態の他の変形例を列挙する。Hereinafter, other modified examples of the present embodiment will be listed.

　電力変換装置１は、上述したように変換回路１０が第１変換回路１１及び第２変換回路１２と、第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４とを備えた構成に限らず、適宜変更可能である。スイッチング素子の数についても、第１～１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２の１２個に限らず、適宜変更可能である。As described above, thepower conversion device 1 is not limited to the configuration in which theconversion circuit 10 includes thefirst conversion circuit 11 and thesecond conversion circuit 12, the firstbidirectional switch 13, and the secondbidirectional switch 14. These can be changed as appropriate. The number of switching elements is not limited to twelve of the first to twelfth switching elements Q1 to Q12, and can be changed as appropriate.

　また、第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８、及び第９～１２のスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２としては、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴに限らず、その他の半導体スイッチが用いられていてもよい。例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップの半導体材料を用いたパワー半導体デバイスが用いられる。The first to eighth switching elements Q1 to Q8 and the ninth to twelfth switching elements Q9 to Q12 are not limited to depletion type n-channel MOSFETs, and other semiconductor switches may be used. For example, a power semiconductor device using a wide band gap semiconductor material such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or GaN (gallium nitride) is used.

　電力変換装置１では、第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の各々がＩＧＢＴである場合に、負荷電流を還流させるための還流ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode）が不要になるという利点もある。すなわち、ＩＧＢＴには、逆並列に接続された還流ダイオードが内蔵されたタイプのＩＧＢＴがある。電力変換装置１では、還流ダイオードの代わりに第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４が機能するため、還流ダイオードが内蔵されたタイプのＩＧＢＴを用いる必要がない。第１～８のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ８の各々に還流ダイオードを設けると、ダイオードは８つ必要になるが、第１～４の保護ダイオードＤ１０１～Ｄ１０４に置き換えることで、ダイオードは４つでよい。In thepower conversion device 1, when each of the first to eighth switching elements Q1 to Q8 is an IGBT, there is an advantage that a free wheel diode (FWD: Free Wheeling Diode) for circulating a load current is not required. That is, there is an IGBT of a type in which a reflux diode connected in antiparallel is built in the IGBT. In thepower conversion device 1, since the first to fourth protection diodes D101 to D104 function instead of the freewheeling diode, it is not necessary to use an IGBT of a type that includes the freewheeling diode. If each of the first to eighth switching elements Q1 to Q8 is provided with a free-wheeling diode, eight diodes are required. However, by replacing the first to fourth protection diodes D101 to D104, four diodes are sufficient.

　また、双方向スイッチ（第１の双方向スイッチ１３及び第２の双方向スイッチ１４のそれぞれ）の具体的な構成についても、上述した構成に限らない。双方向スイッチは、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）などのワイドバンドギャップの半導体材料を用いたダブルゲート（デュアルゲート）構造の双方向スイッチであってもよい。Further, the specific configuration of the bidirectional switch (each of the firstbidirectional switch 13 and the second bidirectional switch 14) is not limited to the configuration described above. The bidirectional switch may be a bidirectional gate (dual gate) structure bidirectional switch using a wide band gap semiconductor material such as GaN (gallium nitride).

　１　電力変換装置
　１０　変換回路
　１１　第１変換回路
　１２　第２変換回路
　１３　第１の双方向スイッチ
　１４　第２の双方向スイッチ
　６　制御部
　７　系統電源
　９　解列器
　２０　パワーコンディショナ
　１００　直流電源
　１０１　第１入力点
　１０２　第２入力点
　１０３　第１出力点
　１０４　第２出力点
　２０１　第１接続点
　２０２　第２接続点
　２０３　第３接続点
　２０４　第４接続点
　Ｃ１　第１キャパシタ
　Ｃ２　第２キャパシタ
　Ｄ１０１～Ｄ１０４　第１～４の保護ダイオード
　Ｑ１～Ｑ８　第１～８のスイッチング素子
　Ｖ１　（第１）出力電圧DESCRIPTION OFSYMBOLS 1Power converter 10Conversion circuit 111st conversion circuit 122nd conversion circuit 13 1stbidirectional switch 14 2ndbidirectional switch 6Control part 7System power supply 9 Disconnector 20Power conditioner 100DC power supply 101 1st1st input point 1022nd input point 1031st output point 1042nd output point 2011st connection point 2022nd connection point 2033rd connection point 204 4th connection point C1 1st capacitor C2 2nd capacitor D101-D104 1st 1 to 4 protective diodes Q1 to Q8 1st to 8th switching elements V1 (first) output voltage

Claims (6)

Translated fromJapanese
　直流電源の高電位側にある第１入力点と前記直流電源の低電位側にある第２入力点との間に、電気的に並列に接続された第１変換回路と第２変換回路とを備え、
　前記第１変換回路は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、第３のスイッチング素子、第４のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続された第１～４のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続された第１キャパシタとを有しており、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点を第１出力点とし、
　前記第２変換回路は、前記第１入力点と前記第２入力点との間において、前記第１入力点側から第５のスイッチング素子、第６のスイッチング素子、第７のスイッチング素子、第８のスイッチング素子の順で、電気的に直列に接続された第５～８のスイッチング素子と、前記第６のスイッチング素子及び前記第７のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続された第２キャパシタとを有しており、前記第６のスイッチング素子と前記第７のスイッチング素子との接続点を第２出力点とし、
　前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の接続点である第１接続点と前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の接続点である第２接続点との間に電気的に接続された第１の双方向スイッチと、
　前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の接続点である第３接続点と前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の接続点である第４接続点との間に電気的に接続された第２の双方向スイッチと、
　前記第１入力点と前記第１出力点との間において、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第１出力点から前記第１入力点へ流れる電流を通過させる第１の保護ダイオードと、
　前記第２入力点と前記第１出力点との間において、前記第３のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２入力点から前記第１出力点へ流れる電流を通過させる第２の保護ダイオードと、
　前記第１入力点と前記第２出力点との間において、前記第５のスイッチング素子及び前記第６のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２出力点から前記第１入力点へ流れる電流を通過させる第３の保護ダイオードと、
　前記第２入力点と前記第２出力点との間において、前記第７のスイッチング素子及び前記第８のスイッチング素子の直列回路と電気的に並列に接続され、前記第２入力点から前記第２出力点へ流れる電流を通過させる第４の保護ダイオードとをさらに備え、
　前記第１出力点と前記第２出力点との間に出力電圧を生じるように構成される
　ことを特徴とする電力変換装置。A first conversion circuit and a second conversion circuit electrically connected in parallel between a first input point on the high potential side of the DC power supply and a second input point on the low potential side of the DC power supply. Prepared,
The first conversion circuit includes a first switching element, a second switching element, a third switching element, a fourth switching element from the first input point side between the first input point and the second input point. First to fourth switching elements electrically connected in series in the order of the switching elements, and a second circuit electrically connected in parallel to the series circuit of the second switching element and the third switching element. 1 capacitor, and a connection point between the second switching element and the third switching element is a first output point,
The second conversion circuit includes a fifth switching element, a sixth switching element, a seventh switching element, an eighth switching element from the first input point side between the first input point and the second input point. In the order of the switching elements, the fifth to eighth switching elements electrically connected in series, and the sixth switching element and the seventh switching element connected in series are electrically connected in parallel. A second output point is a connection point between the sixth switching element and the seventh switching element,
Electrical connection between a first connection point that is a connection point of the first switching element and the second switching element and a second connection point that is a connection point of the seventh switching element and the eighth switching element. A first bidirectional switch connected electrically,
Electrical connection between a third connection point that is a connection point of the third switching element and the fourth switching element and a fourth connection point that is a connection point of the fifth switching element and the sixth switching element. A second bidirectionally connected switch;
Between the first input point and the first output point, the first switching element and the second switching element are electrically connected in parallel with each other, and the first output point to the first output point A first protection diode that passes current flowing to the input point;
Between the second input point and the first output point, the third switching element and the fourth switching element are electrically connected in parallel with the first input point to the first input point. A second protection diode for passing current flowing to the output point;
Between the first input point and the second output point, the fifth switching element and the sixth switching element are electrically connected in parallel, and from the second output point to the first A third protection diode that passes current flowing to the input point;
Between the second input point and the second output point, the seventh switching element and the eighth switching element are electrically connected in parallel with each other, and the second input point to the second input point And a fourth protection diode that allows a current flowing to the output point to pass therethrough,
A power conversion device configured to generate an output voltage between the first output point and the second output point.　前記第１～４の保護ダイオードの各々は、ファストリカバリダイオードである
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。The power conversion device according to claim 1, wherein each of the first to fourth protection diodes is a fast recovery diode.　前記第１の双方向スイッチは、前記第１接続点と前記第２接続点との間で双方向の電流を遮断する全オフ状態と、前記第１接続点と前記第２接続点との間で双方向の電流を通過させる全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されており、
　前記第２の双方向スイッチは、前記第３接続点と前記第４接続点との間で双方向の電流を遮断する全オフ状態と、前記第３接続点と前記第４接続点との間で双方向の電流を通過させる全オン状態とを含む動作状態を切替可能に構成されている
　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。The first bidirectional switch is between an all-off state that interrupts bidirectional current between the first connection point and the second connection point, and between the first connection point and the second connection point. It is configured to be able to switch between operating states including all on states that allow bidirectional current to pass through,
The second bidirectional switch includes a fully off state in which a bidirectional current is interrupted between the third connection point and the fourth connection point, and between the third connection point and the fourth connection point. The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is configured to be able to switch an operation state including an all-on state that allows a bidirectional current to pass therethrough.　前記第１の双方向スイッチの動作状態は、前記第２接続点から前記第１接続点へ流れる電流を遮断し、かつ前記第１接続点から前記第２接続点へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでおり、
　前記第２の双方向スイッチの動作状態は、前記第３接続点から前記第４接続点へ流れる電流を遮断し、かつ前記第４接続点から前記第３接続点へ流れる電流を通過させる半オン状態をさらに含んでいる
　ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。The operating state of the first bidirectional switch is a half-on state in which a current flowing from the second connection point to the first connection point is interrupted and a current flowing from the first connection point to the second connection point is allowed to pass. Including further states,
The operating state of the second bidirectional switch is a half-on state in which a current flowing from the third connection point to the fourth connection point is interrupted and a current flowing from the fourth connection point to the third connection point is allowed to pass. The power converter according to claim 3, further comprising a state.　前記第１～４のスイッチング素子と前記第５～８のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチとを制御対象にして、前記第１出力点と前記第２出力点との間に前記出力電圧が生じるように前記制御対象を制御する制御部をさらに備える
　ことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。The first output point and the second output are controlled by the first to fourth switching elements, the fifth to eighth switching elements, the first bidirectional switch, and the second bidirectional switch. The power converter according to any one of claims 1 to 4, further comprising a control unit that controls the control target so that the output voltage is generated between the points.　請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
　前記第１出力点及び前記第２出力点と系統電源との間に電気的に接続される解列器とを備える
　ことを特徴とするパワーコンディショナ。The power conversion device according to any one of claims 1 to 5,
A power conditioner comprising: a disconnector electrically connected between the first output point and the second output point and a system power supply.
PCT/JP2016/0044842015-10-132016-10-05Electric power conversion device and power conditioner using sameCeasedWO2017064848A1 (en)

Priority Applications (1)

Application NumberPriority DateFiling DateTitle
JP2017545089AJP6455793B2 (en)2015-10-132016-10-05 Power converter and power conditioner using the same

Applications Claiming Priority (2)

Application NumberPriority DateFiling DateTitle
JP20152019242015-10-13
JP2015-2019242015-10-13

Publications (1)

Publication NumberPublication Date
WO2017064848A1true WO2017064848A1 (en)2017-04-20

Family

ID=58518071

Family Applications (1)

Application NumberTitlePriority DateFiling Date
PCT/JP2016/004484CeasedWO2017064848A1 (en)2015-10-132016-10-05Electric power conversion device and power conditioner using same

Country Status (2)

CountryLink
JP (1)JP6455793B2 (en)
WO (1)WO2017064848A1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication numberPriority datePublication dateAssigneeTitle
WO2019111497A1 (en)*2017-12-052019-06-13パナソニックＩｐマネジメント株式会社Electric power conversion device
WO2020263288A1 (en)*2019-06-242020-12-30General Electric CompanyShort-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication numberPriority datePublication dateAssigneeTitle
WO2015030152A1 (en)*2013-09-022015-03-05株式会社村田製作所Inverter device
US20150280608A1 (en)*2014-03-262015-10-01Solaredge Technologies, LtdMulti-level inverter

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication numberPriority datePublication dateAssigneeTitle
WO2015030152A1 (en)*2013-09-022015-03-05株式会社村田製作所Inverter device
US20150280608A1 (en)*2014-03-262015-10-01Solaredge Technologies, LtdMulti-level inverter

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication numberPriority datePublication dateAssigneeTitle
WO2019111497A1 (en)*2017-12-052019-06-13パナソニックＩｐマネジメント株式会社Electric power conversion device
JP2019103313A (en)*2017-12-052019-06-24パナソニックＩｐマネジメント株式会社Power converter
WO2020263288A1 (en)*2019-06-242020-12-30General Electric CompanyShort-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters
US11881764B2 (en)2019-06-242024-01-23General Electric CompanyShort-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters

Also Published As

Publication numberPublication date
JP6455793B2 (en)2019-01-23
JPWO2017064848A1 (en)2018-06-21

Similar Documents

PublicationPublication DateTitle
JP6191965B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
JP6454936B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
US9705313B2 (en)Three-level inverter employing a bidirectional switch, and modular structure therefor
US9083274B2 (en)Power stage precharging and dynamic braking apparatus for multilevel inverter
JP6025128B2 (en) Multilevel power conversion circuit and apparatus
US20170294850A1 (en)Multilevel converter
JP6195202B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
JP6337397B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
US8908405B2 (en)Snubber circuit and inverter with the same
JP6454939B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
US9385624B2 (en)Rectifier circuit
US9800175B2 (en)Five-level converting device
EP3029821B1 (en)Semiconductor device and power conversion device
US20200119658A1 (en)Bridge circuit for inverter or rectifier
JP6327563B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
JP6455793B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
JP6447944B2 (en) Power converter and power conditioner using the same
JP2016092848A (en)Power converter and power conditioner using the same
JP7008495B2 (en) Power converter
CN108141129B (en)Power converter configured to limit switching overvoltage
JP7008494B2 (en) Power converter
JP2019187101A (en)Multilevel power conversion device

Legal Events

DateCodeTitleDescription
121Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number:16855102

Country of ref document:EP

Kind code of ref document:A1

ENPEntry into the national phase

Ref document number:2017545089

Country of ref document:JP

Kind code of ref document:A

NENPNon-entry into the national phase

Ref country code:DE

122Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number:16855102

Country of ref document:EP

Kind code of ref document:A1
[8]ページ先頭
©2009-2025 Movatter.jp