WO2011031032A2 - 터치스크린의 리드아웃 회로부 - Google Patents
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Definitions
- the present inventionrelates to a readout circuit portion of a touch screen, and more particularly to a readout circuit portion of a touch screen for detecting the edge of the touch area by the sigma-delta principle.
- the touch screen panel(hereinafter referred to as TSP) is classified into a resistive method, a capacitive method, and a photo sensor method according to a touch sensor method.
- Resistive touch screen with touch screen panelis a technology to find location information by detecting voltage value by resistive film when user touches a part of touch screen panel. It has been occupying most of the touch screen market until now because it is advantageous in miniaturization, but due to the large number of Indium Tin Oxide (ITO) layers, the contrast ratio is low, the surface is vulnerable to wear and scratches, and It was difficult to implement.
- ITOIndium Tin Oxide
- FIG. 1illustrates a concept of a lead-out circuit part ROIC of a touch screen used in a conventional capacitive type or photo sensor type.
- a read out integrated circuit (ROIC) of a conventional touch screenincludes a touch screen panel (TSP) 110, a touch sensor 113 arranged in a matrix of rows and columns, and analog-digital digital display.
- a converter (ADC) 130is provided.
- the presence or absence of a touchis found by mapping an analog value with respect to the touch sensor 113 to a digital value through an analog-to-digital converter (ADC) 130.
- ADCanalog-to-digital converter
- ADC, 130When using the analog-to-digital converter (ADC, 130) for every column, there are various disadvantages such as power consumption and area, so that one analog-to-digital converter (ADC, 130) covers a large number of touch sensors 113. do. That is, in the first step, when one row is selected, the entire touch sensor 115 of the row generates an analog voltage value by a sensing block, and stores the analog voltage value in a sampling capacitor. Release. The second step is to sequentially scan the columns corresponding to the row one by one, take the voltage value stored in the sampling capacitor and analog-to-digital conversion to detect the touch area. When the second step is carried out, the next row is performing the first step. In the third step, a next row is selected to perform an operation corresponding to the second step, and the steps are repeated for all rows.
- FIG. 2illustrates a circuit constituting a lead-out circuit part ROIC of a touch screen used in a conventional capacitive type or photo sensor type.
- the readout circuit unit 200 of the conventional touch screenincludes a column readout circuit 210a and 210b arranged in each column of the touch screen panel, and a global charge amplifier. 220) and an analog-to-digital converter (ADC 230).
- the global charge amplifier 220is stored in the sampling capacitors Cs and Cr because a plurality of column sensing blocks are connected to the upper line nx1 of the common line and the lower line nx2 of the common line.
- the global charge amplifier 220uses a feedback-connected operational amplifier Opamp to charge the upper line nx1 and the lower line nx2, respectively, so that the charges of the sampling capacitors Cs and Cr charge the common mode voltage of the common line. prevents the mode voltage from changing.
- C Sis the storage capacitor at the sensing block output
- C Pis the parasitic capacitance of the common line
- C Ais the feedback capacitor of the global charge amplifier
- Ais the Indicates gain.
- the conventional global charge amplifierhas the following problems.
- the global charge amplifierneeds to have a large bandwidth of the operational amplifier and a common mode feedback circuit (CMFB) circuit to catch the common mode of the output stage due to the characteristics of the differential structure.
- CMFBcommon mode feedback circuit
- the node impedance of the common linerequires a small value for the common line node to stabilize.
- the amplifieris configured as an Operational Transconductance Amplifier (OTA)
- the impedanceis 1 / G m.
- G mis the transconductance of OTA itself.
- the technical problem to be solved by the present inventionis to detect the edge of the touched area while maximally reducing the noise component affecting the sensing operation by the sigma-delta principle, significantly reducing the resolution of the ADC (low power and low)
- the present inventionprovides a lead-out circuit part (ROIC) of a touch screen including a charge amplifier of a new structure that enables a large area and has a simple and wide bandwidth.
- ROIClead-out circuit part
- the touch sensor unitis a plurality of touch sensors arranged in a matrix form of rows and columns inside or outside the touch screen panel (TSP);
- a sensing blockwhich senses an electrical change of each of the touch sensors and converts it into a voltage value and stores the converted voltage value;
- a delta circuit unitconfigured to generate a delta voltage by receiving a difference between two sensing voltage values stored in the two selected sensing blocks at predetermined intervals;
- An analog-to-digital converter (ADC)for converting an analog signal output from the delta circuit unit into a digital signal of N (natural number) bits is provided.
- the present inventionhas the advantage of effectively eliminating the effects of common noise or mismatch between sensors to improve sensitivity and dramatically reducing the resolution of the analog-to-digital converter (ADC).
- ADCanalog-to-digital converter
- the present inventionhas a merit that the node impedance of the common line can be significantly smaller than the conventional one, so that a charge amplifier having a wide bandwidth can be easily designed.
- FIG. 1illustrates a concept of a lead-out circuit part ROIC of a touch screen used in a conventional capacitive type or photo sensor type.
- FIG. 2illustrates a circuit constituting a lead-out circuit part ROIC of a touch screen used in a conventional capacitive type or photo sensor type.
- FIG. 4is a conceptual diagram of a lead-out circuit (ROIC) of the touch screen according to the sigma_delta principle of the present invention.
- ROIClead-out circuit
- FIG. 5shows a circuit constituting a readout circuit unit (ROIC) of a touch screen according to the sigma-delta principle for 1bit signal processing according to the present invention.
- ROICreadout circuit unit
- Figure 6shows a dead zone comparator circuit that can adjust the dead zone by varying the current of the present invention.
- FIG. 7illustrates a circuit configuring a readout circuit unit (ROIC) of a touch screen according to the sigma-delta principle for multi-bit signal processing of 2 bits or more of the present invention.
- ROICreadout circuit unit
- FIG. 8is a circuit diagram illustrating an operation of a sensing block of the present invention.
- Figure 10shows a circuit of one embodiment of the charge amplifier of the present invention.
- FIG. 11is a diagram illustrating the feedback operation of the charge amplifier of the present invention.
- FIG. 12shows the readout for the touch area in the case of a comparator with a 1-bit resolution of the present invention.
- FIG. 4is a conceptual diagram of a lead-out circuit (ROIC) of the touch screen according to the sigma_delta principle of the present invention.
- ROIClead-out circuit
- a touch screen panel (TSP) 410a touch sensor 413 arranged in a matrix of rows and columns, and an analog-to-digital converter (ADC) 430 are provided.
- TSPtouch screen panel
- ADCanalog-to-digital converter
- two touch sensorsare moved by one column at a predetermined interval between two selected touch sensors 415a and 415b, instead of scanning one by one for all coordinates of the touch sensor 413.
- Analog outputis sequentially compared with each other, and analog-to-digital conversion is performed (430) on the difference between the respective voltage output values (hereinafter, referred to as 'delta ( ⁇ ) voltage').
- the predetermined intervalmeans a predetermined interval with other touch sensors except for the adjacent touch sensor adjacent to each other, and reads to the end of a row while sequentially moving one space at a predetermined interval. After scanning for one row, scanning is performed in the same manner for the next row.
- FIG. 5shows a circuit constituting a readout circuit unit (ROIC) of a touch screen according to the sigma-delta principle for 1bit signal processing according to the present invention.
- ROICreadout circuit unit
- the readout circuit unit 500 of the touch screenhas a touch screen panel (TSP, 510), and a plurality of touch sensors are formed in a matrix of rows and columns inside or outside the touch screen panel (TSP, 510).
- the sensing block unit 517which includes a sensing block 517a... 517b for sensing the electrical change of each of the touch sensors and then converting the touch sensor unit 513 into a voltage value.
- a delta circuit unit 520for generating a delta voltage by receiving a difference between two sensing voltage values respectively stored in the two selected sensing blocks; 1 bit analog signal output from the delta circuit unit A 1-bit comparator 530 which converts the signal into a digital signal and processes the signal; And a counter 540 for accumulating or adding and subtracting the digital signal output from the 1-bit comparator 530.
- the delta circuit unit 520further includes a charge amplifier to prevent the loss of the delta ( ⁇ ) voltage due to parasitic components when the delta ( ⁇ ) generated in the delta circuit unit is applied to the input of the analog-to-digital converter (ADC). It can be carried out in the form of, but is not limited to this, it is obvious that it can be changed in various ways.
- ADCanalog-to-digital converter
- the sensing block unit 517converts an electrical change of touch information sensed by all touch sensors in a row into a voltage, so that the upper sampling capacitor Cs1 connected to the upper line of the common line and the lower portion of the common line, respectively.
- the lower sampling capacitor Cs2 connected to the lineis stored.
- the reason for storing the difference ( ⁇ ) of the output value having the same value in both the upper sampling capacitor (Cs1) and the lower sampling capacitor (Cs2)is the reason that one touch sensor is touched away from the left by a certain interval as scanning proceeds This is because the sensor is compared twice with the touch sensor once and with the touch sensor spaced to the right.
- the switchesare simultaneously opened to store the upper sampling capacitor Cs1 and the lower sampling capacitor Cs2, respectively.
- the difference between the two sensing block output voltage values of ⁇is applied to the charge amplifier and then amplified and input to the comparator 530.
- the present inventioncompares two touch sensors.
- the delta ( ⁇ )may be equal since ideally the output voltage values of the sensing blocks for the two touch sensors will be the same. It becomes zero.
- the delta ( ⁇ )does not become zero due to mismatch between sensors or common noise, and when using a general comparator, the delta is triggered even if the delta is slightly larger than 0. Therefore, instead of using a general comparator, It is preferable to use a dead zone comparator 530 having a dead zone in the triggering.
- the counter 540accumulates only the delta ( ⁇ ) value because the output of the comparator is output only for the delta ( ⁇ ) value exceeding the range of the dead zone among the delta ( ⁇ ) values input to the dead zone comparator 530. Add or subtract.
- Dead zone of the present inventionmeans a range of comparator input voltage that does not operate the comparator for a small input of a certain section.
- the dead zoneshould be larger than the delta value due to noise, and it is preferable to vary the dead zone with respect to the external environment or the touch panel environment.
- Figure 6shows a dead zone comparator circuit that can adjust the dead zone by varying the current of the present invention.
- TR1 and TR2form a current mirror to flow constant currents Ia and Id of the same size to transistors A and D, respectively, and TR3 and TR4 also form current mirrors. Constant currents Ib and Ic of the same magnitude are sent to transistor B and node C, respectively.
- Idza first dead zone constant current flowing through a current of 5 uA through a tail current It, which is the sum of the current Ia of the input transistor A and the current Ib of the input transistor B, passes through the nodes C and D, respectively.
- an invertermay be installed on the output side to make the output voltages of the nodes C and D sharper.
- FIG. 7illustrates a circuit configuring a readout circuit unit (ROIC) of a touch screen according to the sigma-delta principle for multi-bit signal processing of 2 bits or more of the present invention.
- ROICreadout circuit unit
- the adder 545sets a threshold for filtering the output values of the analog-digital converter ADC 535 generated by noise. It is preferable to set and to add or subtract only the value output from the analog-to-digital converter (ADC) 535 that is larger than a predetermined threshold.
- FIG. 8is a circuit diagram illustrating an operation of a sensing block of the present invention.
- the sensing block of the present inventionis an amplification circuit including an operational amplifier and a capacitor.
- the gate switches S1 and S2are opened, charge Qin enters the touch panel or exits from the touch panel. As a result, a voltage is charged to the feedback capacitor C F.
- the amount of charge transferis different in the touched and non-touched regions. If the flow of charge is larger in the touched area, a relatively large amount of charge is charged in the feedback capacitor C F than in the non-touched area, which causes the voltage at the output terminal of the op amp to touch. There is a difference between when you do not touch.
- the above processis performed simultaneously for all touch sensors of the selected row, so that the voltage of the op amp output stage is also simultaneously the upper sampling capacitor C S1 and the lower sampling capacitor C S2. Are stored in each.
- the charge amplifier of the present inventionuses the common mode voltage Vcm of the upper line of the common line and the lower line of the common line by using an internal feedback circuit without using an operational amplifier. It is maintained at (Vcm) and charged in the storage capacitor (C A ) of the external output terminal only by the difference charge amount (Q 0 ) of the first charge amount (Q1) coming from the upper line and the second charge amount (Q2) coming from the lower line. Then make a voltage. As a result, the charges from the upper sampling capacitor C S1 and the lower sampling capacitor C S2 of the sensing block do not charge the parasitic capacitance C P that is parasitic on the common line. However, the feedback unconditionally converges to the common mode voltage V CM .
- Equation 2The output Vo of the charge amplifier is represented by Equation 2 below. Referring to Equation 2, it can be seen that the output of the charge amplifier is not affected by the parasitic capacitance C P.
- FIG. 10shows a circuit of the charge amplifier of the present invention
- FIG. 11illustrates the feedback operation of the charge amplifier of the present invention.
- node Ntis a node connected to an upper line
- node Nbrepresents a node connected to a lower line.
- the first PMOS transistor T1 to which the gate is applied at Vcm and the second and third PMOS transistors T2 and T3are disposed on both sides thereof. If the bias current flowing through each of the first, second, and third PMOS is the same, the voltage Vgs between the gate G and the source S will be the same, so that the node Nt and the node Nb are also common by feedback. The voltage becomes the same as the mode voltage Vcm.
- a method of using the first, second, and third PMOS transistors to always hold the node Nt and the node Nb at the common voltage Vcmhas been described, but is not limited thereto. Of course, it can be performed using a 2nd NMOS transistor.
- the feedback operation of the node Nb on the leftis the same as the feedback operation of the node Nt on the right, but since the direction of charge to the storage capacitor C A is the opposite direction, the Nt to the storage capacitor C A is eventually changed. Is charged by the difference between the charges Q 0 and Nb, that is, the difference between the two charges Q 0 through the upper and lower lines.
- a charge amplifier of the present inventionchanges only the upper voltage of the storage capacitor (Storing Capacitor, C A) when filled in because the capacitor ahraetdan a reference voltage (V ref) of the output stage is connected to charge a storage capacitor (Storing Capacitor, C A) It has a structure of an external output amplifier. As a result, the common mode feedback (CMFB) circuit required in the conventional differential output amplifier is unnecessary.
- CMFBcommon mode feedback
- the common lineis made into a much smaller low impedance node than when using a conventional charge amplifier. Can be.
- the common mode voltage V CM of the common linecan be maintained at a stable value almost unchanged.
- Equation 3the loop gain for the negative loop of the charge amplifier circuit of the present invention is represented by Equation 3 below.
- the common line node impedance Z CMis expressed by Equation 4 below.
- the charge amplifier of the present inventioncan give a very large loop gain by giving feedback to the inside, so that the impedance is significantly lower than that of the related art, so that the common mode voltage V CM of the common line has a stable value. It can be seen that.
- FIG. 12shows the readout for the touch area in the case of a comparator with a 1-bit resolution of the present invention.
- the comparator 530 having the 1-bit resolution of the present inventiondoes not operate in the touched region 910 or the non-touched region, but operates at the boundary portions 911a and 911b of the two touch regions. That is, a positive pulse group and a negative pulse group are formed at both sides of the boundary of the touch area, and the positive pulse group 920a output through the comparator is accumulated through the counter 540. 930a, the negative pulse group 920b output through the comparator is accumulated and subtracted through the counter 540 (930b).
- the present inventionis not limited thereto, and it can be similarly applied to an ADC having a resolution of 2 bits or more.
- an ADC with more than two bits of resolutionas described above, it is recommended to add a dead zone function to the adder so that the digital output corresponding to the noise of the ADC can be filtered out like the dead zone function of the comparator. desirable.
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Abstract
Description
본 발명은 터치 스크린의 리드아웃 회로부 에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 시그마-델타 원리에 의해 터치영역의 에지를 검출하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부에 관한 것이다.
최근 디스플레이 시장에는 키보드나 마우스, 버튼과 같은 거추장스런 입력장치를 제거하고 보다 넓은 면적의 디스플레이의 활용을 가능하도록 하기 위해 터치 기능을 포함하고 있는 제품들이 많이 나와 있다. 이러한 터치 스크린 패널(touch screen pannel,이하 TSP)은 터치센서의 방식에 따라 저항방식과 정전용량 방식, 포토센서 방식 등으로 구분된다.
터치 스크린 패널(touch screen pannel,이하 TSP)로 저항 방식의 터치스크린은 사용자가 터치 스크린 패널의 일부 영역을 터치하는 경우, 저항 막에 의한 전압값을 검출하여 위치정보를 찾는 기술로서, 가격이 싸고 소형화에 유리하다는 점으로 지금까지 터치 스크린 시장의 대부분을 차지 해왔으나, 다수의 아이티오(Indium Tin Oxide, ITO) 층으로 인해 명암비(Contrast Ratio)가 낮고 표면의 마모나 긁힘에 취약하며 멀티터치의 구현이 어렵다는 단점이 있었다.
따라서 최근에는 정전용량 방식이나 포토센서 방식 등이 저항 방식을 대체할 터치스크린 방식으로써 많은 조명을 받고 있다.
도 1은 종래의 정전용량 방식 또는 포토 센서 방식에 사용되는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)의 개념을 도시한 것이다.
도1을 참조하면, 종래의 터치 스크린의 리드아웃 회로부(Read Out Intergrated Circuit ; 이하 ROIC)는 터치 스크린 패널(TSP, 110), 행과 열의 매트릭스 형태로 배열된 터치 센서(113), 아날로그-디지털 변환기(ADC,130)를 구비한다.
종래에는 터치 센서(113) 좌표에 대한 아날로그 값을 아날로그-디지털 변환기(ADC,130)를 통해 디지털 값으로 일대일 맵핑시키는 방식으로 터치 유무를 알아냈다.
아날로그-디지털 변환기(ADC,130)를 모든 칼럼(Column) 마다 사용할 경우 전력소모나 면적 등 여러 가지 단점이 있으므로 보통 하나의 아날로그-디지털 변환기(ADC,130)가 상당수의 터치 센서(113)를 커버하게 된다. 즉, 제 1단계는 한 행(Row)이 선택되면 그 행(Row)의 터치 센서 전체(115)가 센싱블록에 의해 아날로그 전압값이 생성되어 이 아날로그 전압값을 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor)에 저장해 놓는다. 제 2단계는 순차적으로 상기 행(Row)에 해당하는 칼럼(Column)을 하나씩 스캔(scan) 해나가는 방식으로 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor)에 저장된 전압값을 가져와 아날로그-디지털 변환하여 터치영역을 검출해 나가며 제 2단계가 수행될 때 다음 행(Row)은 상기 제 1단계를 수행하고 있다. 제 3 단계는 다음 행(Row)이 선택되어 상기 제 2단계에 해당하는 동작을 수행 하고 상기 단계들이 모든 행(Row)에 대해 반복된다.
도 2는 종래의 정전용량 방식 또는 포토 센서 방식에 사용되는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 2를 참조하면, 종래의 터치 스크린의 리드아웃 회로부(200)는 터치 스크린 패널의 각각의 칼럼에 배열된 칼럼 리드아웃 회로(column readout circuit, 210a, 210b), 글로벌 전하 증폭기(global, charge amplifier, 220) 및 아날로그-디지털 변환기(ADC,230)를 구비 한다.
글로벌 전하 증폭기(220)는 공통라인의 상부라인(nx1)과 공통라인의 하부 라인(nx2)에 다수의 칼럼 센싱 블록(Column Sensing Block)들이 연결되어 있음으로 인해 샘플링 커패시터(Cs, Cr)에 저장된 전하가 아날로그-디지털 변환기(ADC,230)로 들어가기 전에 상부 라인의 기생 커패시턴스(Cx1, 213a)과 하부 라인의 기생 커
패시턴스(Cx2, 213b)에 의해 전하 손실이 발생하므로 이러한 손실을 보상하기 위해 사용 된다.
글로벌 전하 증폭기(220)는 피드백 연결된 연산 증폭기(Opamp)를 사용하여 샘플링 커패시터(Cs, Cr)의 전하가 각각 상부 라인(nx1)과 하부 라인(nx2)을 충전하여 공통 라인의 공통 모드 전압(Common mode voltage)이 변화되는 것을 막는다.
도 3은 종래의 글로벌 전하 증폭기의 원리를 설명하기 위해 등가회로를 도시한 것이다.
도 3을 참조하면, 밀러 효과(Miller Effect)로 인해 CA가 ACA로 보이기 때문에 상부의 회로와 하부의 회로는 등가 회로로 해석되므로 증폭기의 출력전압(V0)는 아래의 수학식처럼 표현된다.
[규칙 제91조에 의한 정정 28.10.2010]
수학식 1
수학식 1
여기서, CS는 센싱 블록(Sensing Block) 출력단의 저장 커패시터(Storage Capacitor) 이고 CP는 공통 라인의 기생 커패시턴스 이며 CA는 글로벌 전하증폭기의 피드백 커패시터(Feedback Capacitor)이고, A는 글로벌 전하 증폭기의 이득(gain)을 나타낸다.
하지만, 종래의 글로벌 전하 증폭기는 하기와 같은 문제점이 있다.
첫째, 글로벌 전하 증폭기는 연산증폭기(Opamp)의 대역폭(Bandwidth)이 커야 하고, 차동(Differential) 구조의 특성상 출력단의 공통모드(Common Mode)를 잡아주기 위해 공통모드 피드백 (Common Mode FeedBack, CMFB) 회로가 포함되어야 하므로 연산 증폭기(Opamp)의 설계가 까다롭다는 문제가 있다.
둘째, 공통라인의 노드 임피던스(Node Impedance)는 공통라인 노드가 안정화 되기 위해서 작은 값이 요구되는데, 증폭기를 일반 오티에이(Operational Transconductance Amplifier, OTA)로 구성할 경우 임피던스(Impedance)는 1/Gm 정도를 벗어나지 못하는 문제가 있다. 여기서 Gm은 오티에이(OTA) 자체의 트랜스컨덕턴스(Transconductance)를 의미한다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 시그마-델타 원리에 의해 센싱동작에 영향을 끼치는 노이즈 성분을 최대한 줄이면서 터치된 영역의 에지를 검출하고, ADC의 레졸루션(resolution)을 상당히 줄여 저 전력화 및 저 면적화가 가능하게 하고, 간단하면서 넓은 대역폭을 가지는 새로운 구조의 전하증폭기를 포함하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 제공하는데 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명에 따른 터치 스크린의 리드아웃 회로부는, 복수의 터치 센서가 터치 스크린 패널(TSP) 내부 또는 외부에 행과 열의 매트릭스 형태로 배열된 터치 센서부; 상기 터치 센서 각각의 전기적 변화를 감지한 후 이를 전압값으로 변환하여 저장하는 센싱 블록; 일정 간격을 두고 선택된 2개의 상기 센싱 블록에 각각 저장된 2개의 센싱 전압값의 차이를 인가 받아 델타(△) 전압을 만들어 내는 델타 회로부; 상기 델타회로부에서 출력된 아날로그 신호를 N(자연수) 비트의 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 제공한다.
본 발명은 공통 노이즈나 센서 간 부정합 등의 영향을 효과적으로 제거하여 감응도(Sensitivity)를 향상시키고 아날로그-디지털변환기(ADC)의 레졸루션(Resolution)을 획기적으로 줄일 수 있는 장점이 있다.
또한 본 발명은 공통라인의 노드 임피던스를 기존보다 현저히 작게 할 수 있어서 넓은 대역폭(Bandwidth)을 갖는 전하 증폭기를 용이하게 설계할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 종래의 정전용량 방식 또는 포토 센서 방식에 사용되는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)의 개념을 도시한 것이다.
도 2는 종래의 정전용량 방식 또는 포토 센서 방식에 사용되는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 3은 종래의 글로벌 전하 증폭기의 원리를 설명하기 위해 등가회로를 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 시그마_델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)의 개념도 이다.
도 5는 본 발명의 1bit 신호 처리를 위한 시그마-델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 6은 본 발명의 전류를 가변시켜 데드존을 조절 할 수 있는 데드존 비교기 회로를 도시한 것이다.
도 7은 본 발명의 2bit 이상의 멀티 비트(multi bit) 신호처리를 위한 시그마-델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 8은 본 발명의 센싱 블록의 동작을 설명하는 회로도 이다.
도 9는 본 발명의 전하 증폭기의 동작 원리를 설명하기 위해 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 전하 증폭기의 일 실시예를 회로로 도시한 것이다.
도 11은 본 발명의 전하 증폭기의 피드백 동작을 설명하기 위해 도시한 것이다.
도 12는 본 발명의 1 비트 레졸루션을 갖는 비교기인 경우 터치 영역에 대한 리드 아웃을 도시한 것이다.
이하에서는 본 발명의 구체적인 실시 예를 도면을 참조하여 상세히 설명하도록 한다.
도 4는 본 발명의 시그마_델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)의 개념도 이다.
도 4를 참조하면, 종래와 같이 터치 스크린 패널(TSP, 410), 행과 열의 매트릭스 형태로 배열된 터치 센서(413), 아날로그-디지털 변환기(ADC,430)를 구비한다.
하지만 종래와 달리 모든 터치 센서(413) 좌표에 대해 하나씩 스캔하는 방식이 아니라, 선택된 2개의 터치 센서(415a, 415b) 사이에 일정 간격을 두고, 한 컬럼( Column) 씩 이동하면서, 2개의 터치 센서의 전압 출력값을 순차적으로 비교해 상기 각각의 전압 출력값의 차이값(이하, '델타(△) 전압' 라 함)에 대해 아날로그_디지털 변환을 수행(430) 한다.
좀 더 구체적으로 설명하면, 상기 일정한 간격은 바로 옆의 인접한 터치센서를 제외한 다른 터치센서와의 일정 간격을 의미하며, 일정 간격을 두고 한칸 씩 순차적으로 이동하면서 행(Row)의 끝까지 읽어 나가며, 선택된 한 행(Row)에 대해 스캐닝이 끝나면 다음 행(Row)에 대해서 대해서도 마찬가지로 방식으로 스캐닝을 한다.
도 5는 본 발명의 1bit 신호 처리를 위한 시그마-델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 터치 스크린의 리드아웃 회로부(500)는 터치 스크린 패널(TSP, 510), 복수의 터치 센서가 터치 스크린 패널(TSP, 510) 내부 또는 외부에 행과 열의 매트릭스 형태로 배열된 터치 센서부(513), 터치센서 각각의 전기적 변화를 감지한 후 이를 전압값으로 변환하여 저장하는 센싱 블록(517a...517b)을 포함하는 센싱 블록부(517), 일정 간격을 두고 선택된 2개의 상기 센싱 블록에 각각 저장된 2개의 센싱 전압값의 차이를 인가 받아 델타(△) 전압을 만들어 내는 델타 회로부(520); 상기 델타회로부에서 출력된 아날로그 신호를 1bit디지털 신호로 변환하여 신호 처리하는 1비트 비교기(530); 및 상기 1비트 비교기(530)에서 출력된 디지털 신호를 누적하여 가산 또는 감산 하는 카운터(540)를 구비한다.
이하 상기 델타 회로부(520)는 델타 회로부에서 생긴 델타(△)가 아날로그-디지털 변환기(ADC)의 입력에 인가될 때, 기생성분에 의한 델타(△) 전압의 손실을 방지하도록 전하 증폭기를 더 구비하는 형태로 실시할 수 있지만, 이에 한정하지 아니하고 다양하게 변경하여 실시 할 수 있음은 당연하다.
이하, 센싱 블록부(517) 및 카운터(540)의 구성을 통해 시그마_델타 원리가 구현되어 터치 영역의 에지를 검출하는 방법에 대해 상세히 설명 한다.
센싱 블록부(517)는 한 행(Row)의 모든 터치 센서가 각각 감지한 터치정보에 대한 전기적 변화를 전압으로 변환하여 각각 공통라인의 상부 라인과 연결된 상부 샘플링 커패시터(Cs1) 및 공통라인의 하부 라인과 연결된 하부 샘플링 커패시터(Cs2)에 저장한다.
여기서, 상기 같은 값을 갖는 출력값의 차이(△)를 굳이 상부 샘플링 커패시터(Cs1) 및 하부 샘플링 커패시터(Cs2)에 모두 저장하는 이유는 하나의 터치센서가 스캐닝이 진행됨에 따라 왼쪽으로 일정간격 떨어진 터치센서와 한번, 그리고 오른쪽으로 일정간격 떨어진 터치센서와 또 한 번 비교되어 총 두 번 비교되기 때문이다.
복수의 센싱 블록(517a, 517b) 중 일정 간격 떨어진 2개의 센싱 블록에 저장된 전압값의 차이를 가져오기 위해, 스위치를 동시에 열어 상기 상부 샘플링 커패시터(Cs1) 및 상기 하부 샘플링 커패시터(Cs2)에 저장된 각각의 상기 2개의 센싱블록 출력 전압값의 차이(△)를 전하 증폭기로 인가 한 후 이를 증폭하여 비교기(530)에 입력 시킨다.
본 발명은 2개의 터치센서를 비교하는데, 상기 2개의 비교 포인트가 모두 터치영역 내에 있거나 모두 터치영역 밖에 있을 경우 이상적으로 두 터치센서에 대한 센싱 블록의 출력 전압값이 동일할 것이므로 델타(△)가 0이 된다.
하지만, 실제적으로 센서 간 부정합이나 공통 노이즈 등으로 인해 델타(△)가 0이 되지 않으며, 일반 비교기를 사용할 경우 델타가 0보다 조금만 커도 트리거링(triggering) 되기 때문에 일반 비교기를 사용하는 대신 비교기의 트리거링(triggering)에 데드존(dead zone)을 넣은 데드존 비교기(530)를 사용하는 것이 바람직하다.
카운터(540)는 상기 데드존 비교기(530)에 입력된 델타(△) 값 중에서 데드존의 범위를 넘는 델타(△) 값에 대해서만 비교기의 출력이 나오게 되므로 상기 델타(△) 값에 대해서만 누적하여 가산 또는 감산을 한다.
본 발명의 데드 존(Dead zone)은 일정 구간의 작은 입력에 대해서는 비교기를 동작시키지 않는 비교기 입력전압의 범위를 의미한다. 상기 데드 존(Dead zone)은 노이즈에 의한 델타(△) 값 보다 큰 값이어야 하며, 외부환경이나 터치 패널 환경에 대해 가변적으로 변하도록 하는 것이 바람직하다.
도 6은 본 발명의 전류를 가변시켜 데드존을 조절 할 수 있는 데드존 비교기 회로를 도시한 것이다.
도 6을 참조하면, TR1과 TR2는 전류 미러(current mirror)를 형성하여 동일한 크기의 정전류 Ia, Id를 각각 트랜지스터 A와 노드 D로 흘려보내며, TR3과 TR4역시 전류 미러(current mirror)를 형성하여 동일한 크기의 정전류 Ib, Ic를 각각 트랜지스터 B와 노드 C로 흘려보낸다.
이하 데드존 정전류(Idz)를 변화시켜 데드존을 조절하는 동작을 설명한다.
예를 들어, 입력 트랜지스터 A의 전류 Ia와 입력 트랜지스터 B의 전류 Ib를 합한 테일 커런트(Tale Current) It에 5uA 전류가 흐르고, 노드 C와 노드 D를 각각 통과 하여 흐르는 제1데드존 정전류(Idz)와 제2 데드존 정전류(Idz)가 3uA의 동일한 크기의 전류가 흐르도록 한 경우를 고려한다.
입력 트랜지스터A, B 아래쪽에 테일 커런트(Tale Current) It 가 5uA 전류가 흐르므로 Ia, Ib 모두 2.5 uA가 흐르며, 전류 미러를 통해 오른쪽에도 Ic, Id가 2.5 uA씩 흐른다. 그러나 아래쪽의 데드존 정전류(Idz)에 3 uA가 흐르고 있으므로 노드 C와 노드 D는 각각 로우(Low) 레벨로 떨어진다.
만일 입력 트랜지스터A의 Ia는 4uA, 입력 트랜지스터B의 Ib는 1uA의 전류가 흐르는 경우, 전류 미러에 의해 Ic는 1uA, Id는 4uA가 흐르므로, 여전히 노드 C는 데드존 정전류(Idz)의 3uA 보다 작으므로 로우(Low) 상태 이지만, 노드 D는 데드존 정전류(Idz)의 3uA 보다 커지는 순간 하이(High) 상태로 된다.
즉 데드존 정전류(Idz)의 3uA 보다 작은 입력이 있는 경우 노드 C 와 노드 D는 항상 출력이 로우(Low) 상태로 되며, 입력이 점점 커져서 Ia 혹은 Ib 가 3uA 보다 크게 되는 경우 노드C 또는 노드D 중 하나가 하이(High) 상태가 된다.
여기서 데드존 정전류(Idz)의 크기를 3uA에 한정하여 설명했지만, 노이즈에 의해 생기는 델타 레벨을 고려해서 최적의 수치를 갖도록 다양하게 변형 실시 할 수 있음은 당연하다.
바람직하게 노드 C와 노드 D의 출력전압을 더 샤프하게 만들어주기 위해 출력 쪽에 인버터(Inverter)를 설치할 수 있다.
도 7은 본 발명의 2bit 이상의 멀티 비트(multi bit) 신호처리를 위한 시그마-델타 원리에 의한 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC)를 구성하는 회로를 도시한 것이다.
도 7을 도 5와 연계하여 설명하면, 더 높은 감응도를 위해 도 5의 1bit 레졸루션을 갖는 비교기 대신 2bit 이상의 레졸루션을 갖는 아날로그-디지털 컨버터(ADC, 535), 카운터(540) 대신 가산기(Adder, 545)를 사용하는 것 외에는 도 5와 동일하므로 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.
이 경우 도 5의 데드존 개념과 유사하게, 가산기(Adder, 545)는 노이즈에 의해 발생되는 아날로그-디지털 컨버터(ADC, 535)의 출력 값들을 필터링(filtering) 할 수 있는 문턱값(Threshold)을 설정하고, 아날로그-디지털 컨버터(ADC, 535)에서 출력된 값이 미리 정한 문턱값(Threshold) 보다 큰 값에 대하여만 가산 또는 감산하도록 설계하는 것이 바람직하다.
도 8은 본 발명의 센싱 블록의 동작을 설명하는 회로도이다.
도 8을 참조하면, 본 발명의 센싱 블록은 연산증폭기(Opamp)와 커패시터로 이루어진 증폭회로로서, 게이트 스위치(S1, S2)가 열리면 전하(Qin)가 터치 패널 방향으로 들어가거나, 터치 패널로부터 나오면서 그 흐름에 따라 피드백 커패시터(CF)에 전압을 충전한다.
상기 전하의 이동 량은 터치된 영역과 터치하지 않은 영역에서 차이가 있게 된다. 만약 터치된 영역에서 전하의 흐름이 더 크다면 터치하지 않은 영역에 비해 상대적으로 많은 양의 전하가 피드백 커패시터(CF)에 충전되고, 이로 인해 연산증폭기(Opamp) 출력단의 전압이 터치했을 때와 터치 하지 않았을 때가 서로 차이가 있게 된다.
상기의 과정은 선택된 행(Row)의 모든 터치 센서에 대해 동시에 이루어지며, 이로 인해 연산증폭기(Opamp) 출력단의 전압 또한 동시에 상부 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor) CS1및 하부 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor) CS2각각에 저장된다.
도 9는 본 발명의 전하 증폭기의 동작 원리를 설명하기 위해 도시한 것이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 전하 증폭기는 연산증폭기(Opamp)를 사용하지 않고, 공통라인의 상부라인과 공통라인의 하부 라인의 공통모드 전압(Vcm)을 내부 피드백 회로를 이용해 상기 공통모드 전압(Vcm)으로 유지시키고, 상기 상부라인으로부터 오는 제1 전하량(Q1)과 상기 하부라인으로부터 오는 제2 전하량(Q2)의 차이 전하량(Q0) 만큼만 외동 출력단의 저장 커패시터(CA)에 충전한 후 전압을 만든다. 이로 인해 센싱 블록의 상부 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor) CS1및 하부 샘플링 커패시터(Sampling Capacitor) CS2로부터의 전하가 공통라인에 기생하는 기생 커패시턴스(CP)를 충전하지 않으며, 노드 전압이 순간적으로 높아지더라도 피드백에 의해 무조건 공통모드 전압(VCM)으로 수렴하게 된다.
상기 전하 증폭기의 출력(Vo)은 하기의 [수학식2]로 표현되며, [수학식2]를 참조하면 전하 증폭기의 출력은 기생 커패시턴스(CP)의 영향을 받지 않는다는 것을 알 수 있다.
[규칙 제91조에 의한 정정 28.10.2010]
수학식 2
수학식 2
도 10은 본 발명의 전하 증폭기를 회로로 도시한 것이고, 도 11은 본 발명의 전하 증폭기의 피드백 동작을 설명하기 위해 도시한 것이다.
도 10을 참조하면, 노드 Nt는 상부라인과 연결된 노드이고, 노드 Nb는 하부 라인과 연결된 노드를 나타낸다.
게이트가 Vcm으로 인가되는 제1 피모스(PMOS) 트랜지스터(T1)와 그 양 옆에 제2, 제3 피모스(PMOS) 트랜지스터(T2, T3)가 구비된다. 제1, 제2 및 제3 피모스(PMOS) 각각에 흐르는 바이어스 전류가 같다면 게이트(G), 소스(S) 간 걸리는 전압(Vgs)이 같을 것이므로 피드백에 의해 노드 Nt 및 노드 Nb도 항상 공통 모드 전압(Vcm)과 동일한 전압이 된다.
본 발명에서는 제1, 제2, 제3 피모스(PMOS) 트랜지스터를 사용하여 노드 Nt 및 노드 Nb를 항상 공통전압(Vcm)으로 잡히게 하는 방법에 대해서 설명했지만, 이에 한정되지 아니하고, 제1, 제2, 제3 엔모스(NMOS) 트랜지스터를 사용하여 실시 할 수 있음은 당연하다.
이하 도 11을 참조하여 본 발명의 전하증폭기의 피드백 동작의 예를 설명한다.
우선 오른쪽의 노드 Nt에 대해 피드백 동작을 설명한다.
노드 Nt 쪽으로 센싱 블록 저장커패시터(Cp)로부터 전하가 이동해 노드 Nt 전압이 갑자기 높아졌다고 판단하면 빨간색 경로를 따라 노란색 화살표와 같이 전압이 변하게 되고 결국 높아졌던 노드 Nt가 다시 전압이 낮아지는 쪽으로 회로가 동작하게 되며 이동했던 전하들은 저장 커패시터(Storing Capacitor, CA)로 이동해 충전된다.
왼쪽의 노드 Nb의 피드백 동작은 오른쪽의 노드 Nt의 피드백 동작과 같지만,저장 커패시터(Storing Capacitor, CA)로 들어가는 전하의 방향이 종전의 반대이므로, 결국 저장 커패시터(Storing Capacitor, CA)에 Nt와 Nb로 들어온 전하의 차이(Q0) 즉 상부라인과 하부라인을 통해서 온 두 전하의 차이(Q0)만큼 충전된다.
본 발명의 전하증폭기는 출력단의 커패시터 아랫단을 기준전압(Vref)이 연결되어 있으므로 전하가 저장 커패시터(Storing Capacitor, CA)에 충전될 경우저장 커패시터(Storing Capacitor, CA)의 위쪽 전압만 변하는 외동 출력 증폭기의 구조를 가지게 된다. 따라서 종전의 차동 출력 증폭기에서 요구되는 공통모드 피드백(Common Mode FeedBack, CMFB) 회로가 불필요함을 알 수 있다.
본 발명의 전하 증폭기에 따르면 내부에서 큰 루프 이득을 갖도록 네거티브 피드백(Negative Feedback)을 인가함에 의해 공통라인을 종래의 전하증폭기를 사용할 때 보다 공통라인을 훨씬 작은 로우 임피던스 노드(Low Impedance Node)로 만들 수 있다. 즉 공통라인의 공통모드 전압(VCM)이 거의 흔들리지 않는 안정한 값으로 유지할 수 있다.
[규칙 제91조에 의한 정정 28.10.2010]
이를 좀 더 상세히 설명하면, 종래의 전하증폭기의 경우 오티에이(OTA) 자체 트랜스컨덕턴스(Transconductance)를 Gm이라고 할 때 공통라인의 노드 임피던스(Node Impedance)가
정도밖에 되지 않는다.
이를 좀 더 상세히 설명하면, 종래의 전하증폭기의 경우 오티에이(OTA) 자체 트랜스컨덕턴스(Transconductance)를 Gm이라고 할 때 공통라인의 노드 임피던스(Node Impedance)가
반면, 본 발명의 전하증폭기 회로의 네거티브 루프(Negative Loop)에 대한 루프 게인(Loop Gain)은 하기의 [수학식3]로 표현 된다.
[규칙 제91조에 의한 정정 28.10.2010]
수학식 3
수학식 3
피드백이 걸리지 않은 공통 라인 노드의 임피던스는 대략 1/gm이 되므로 피드백에 의해 1/gm 이 1 + LG, 즉 근사적으로 거의 LG 만큼 나눠지는 효과가 있다. 따라서 공통라인 노드 임피던스 ZCM 은 하기 [수학식4]로 표현된다.
[규칙 제91조에 의한 정정 28.10.2010]
수학식 4
수학식 4
이로써, 본 발명의 전하 증폭기는 내부에 피드백을 걸어 굉장히 큰 루프게인(Loop Gain)을 얻을 수 있기 때문에 임피던스(Impedance)가 종래 보다 현저히 낮아져 공통 라인의 공통모드 전압(VCM)이 안정된 값을 갖게 됨을 알 수 있다.
도 12는 본 발명의 1 비트 레졸루션을 갖는 비교기인 경우 터치 영역에 대한 리드 아웃을 도시한 것이다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 1 비트 레졸루션을 갖는 비교기(530)는 터치된 영역(910)이나 터치되지 않은 영역에서는 동작하지 않고 두 터치 영역의 경계부(911a, 911b)에서 동작한다. 즉 터치영역 경계부의 양쪽에 양 펄스(Positive Pulse) 군과 음 펄스(Negative Pulse) 군이 형성되며, 비교기를 통해 출력된 양 펄스(Positive Pulse) 군(920a)에 대하여는 카운터(540)를 통해 누적하여 가산하며(930a), 비교기를 통해 출력된 음 펄스(Negative Pulse) 군(920b)에 대하여는 카운터(540)를 통해 누적하여 감산 한다(930b).
상기 과정은 1 비트 레졸루션을 갖는 비교기에 대해 설명했지만, 이에 한정 되지 아니하고, '2비트 이상의 레졸루션을 갖는 ADC'에 대해서도 유사하게 적용할 수 있음은 당연하다. '2비트 이상의 레졸루션을 갖는 ADC'를 사용할 경우 앞에서 상술한 바처럼, 가산기(Adder)에 비교기의 데드존 기능처럼 ADC의 출력 중 노이즈에 해당하는 디지털 출력은 걸러낼 수 있도록 데드존 기능을 넣는 것이 바람직하다.
이상에서는 본 발명에 대한 기술사상을 첨부 도면과 함께 서술하였지만 이는 본 발명의 바람직한 실시 예를 예시적으로 설명한 것이지 본 발명을 한정하는 것은 아니다. 또한 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 이라면 누구나 본 발명의 기술적 사상의 범주를 이탈하지 않는 범위 내에서 다양한 변형 및 모방이 가능함은 명백한 사실이다.
Claims (17)
- 복수의 터치 센서가 터치 스크린 패널(TSP) 내부 또는 외부에 행과 열의 매트릭스 형태로 배열된 터치 센서부;상기 터치 센서 각각의 전기적 변화를 감지한 후 이를 전압값으로 변환하여 저장하는 센싱 블록;일정 간격을 두고 선택된 2개의 상기 센싱 블록에 각각 저장된 2개의 센싱 전압값의 차이를 인가 받아 델타(△) 전압을 만들어 내는 델타 회로부;상기 델타 회로부에서 출력된 아날로그 신호를 N(자연수) 비트의 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 구비하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 델타 회로부에서 생긴 상기 델타(△) 전압이 상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)의 입력에 인가될 때, 기생성분에 의한 상기 델타(△) 전압의 손실을 방지하도록 전하 증폭기를 더 포함 하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 2항에 있어서, 상기 전하 증폭기는,상기 센싱 전압값의 차이를 순차적으로 한 컬럼(Column) 씩 이동하면서 공통라인을 통해 인가 받아 증폭하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)에서 출력된 N(자연수) 비트의 디지털 신호를 받아 연산할 수 있는 디지털처리 블록을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 4항에 있어서, 상기 디지털처리 블록은,가산 또는 감산을 수행하는 계산기를 사용하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 센싱 블록은,상기 터치 센서 각각에 대한 출력전압을 공통라인의 상부 라인과 연결된 상부 샘플링 커패시터 및 공통라인의 하부 라인과 연결된 하부 샘플링 커패시터에 각각 저장하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 일정 간격은,이웃 인접한 터치센서를 제외한 다른 터치센서와 간격으로 정의되는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 2항에 있어서, 상기 전하 증폭기는,연산증폭기(Opamp)를 사용하지 않고, 공통라인의 상부라인과 상기 공통라인의 하부라인의 공통모드 전압(Vcm)을 내부 피드백 회로를 이용해 상기 공통모드 전압(Vcm)으로 유지시키고, 상기 상부라인으로부터 오는 제1 전하량(Q1)과 상기 하부라인으로부터 오는 제2 전하량(Q2)의 차이 전하량(Q0) 만큼만 외동 출력단의 저장 커패시터에 충전한 후 전압을 만들어내는 것을 특징으로 하는 터치스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 N(자연수) 비트의 디지털 신호가 1 비트 인 경우,상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)는 1 비트 레졸루션을 갖는 비교기를 사용하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 5항에 있어서, 상기 N(자연수) 비트의 디지털 신호가 1 비트 인 경우,상기 계산기는 카운터를 사용하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 9항에 있어서, 상기 비교기는,일정 범위의 작은 입력에 대해서는 비교기를 동작시키지 않는 데드 존(Dead zone)이 설정된 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 11항에 있어서, 상기 데드 존(Dead zone)은,상기 비교기의 제1 출력 노드 및 제2 출력 노드에 각각 연결된 동일한 크기를 갖는 제1 데드존 정전류 및 제2 데드존 정전류를 구비하여 상기 제1 출력 노드 또는 상기 제2 출력 노드를 로우(low) 또는 하이(high)로 작동하도록 하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 12항에 있어서, 상기 제 1출력 노드 또는 상기 제2 출력 노드는,상기 제1 출력 노드에 흐르는 제1 출력노드 전류가 상기 제1 데드존 정전류보다 크거나, 상기 제2 출력 노드에 흐르는 제2 출력 노드 전류가 상기 제2 데드존 정전류 보다 큰 경우만 각각 하이(high)로 작동하도록 하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 12항에 있어서, 상기 제1 데드존 정전류 및 제2 데드존 정전류의 크기는 조절하여 변경 할 수 있는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 1항에 있어서, 상기 N(자연수) 비트의 디지털 신호가 2비트 이상인 경우,상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)는 2 비트 이상의 레졸루션을 갖는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 5항에 있어서, 상기 N(자연수) 비트의 디지털 신호가 2비트 이상인 경우,상기 계산기는 가산기(Adder)를 사용하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
- 제 16항에 있어서, 상기 가산기(Adder)는,노이즈에 의해 발생되는 아날로그-디지털 컨버터(ADC)의 출력값 들을 필터링 할 수 있는 문턱값(Threshold)을 설정하고, 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에서 출력된 값이 미리 정한 문턱값(Threshold) 보다 큰 값에 대하여만 가산 또는 감산 하도록 하는 것을 특징으로 하는 터치 스크린의 리드아웃 회로부(ROIC).
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US13/394,696US20120169701A1 (en) | 2009-09-08 | 2010-09-01 | Readout integrated circuit for a touch screen |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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