【発明の詳細な説明】 本発明は、誘電体基板上のマイクロストリツプ
線路で形成した所謂ウイルキンソン型ハイブリツ
ト回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a so-called Wilkinson type hybrid circuit formed of microstrip lines on a dielectric substrate.
所謂ウイルキンソン型ハイブリツド回路は、一
般に伝送信号の分配、或いは合成に広く用いられ
ている。 The so-called Wilkinson type hybrid circuit is generally widely used for distributing or combining transmission signals.
従来より知られる一般的なウイルキンソン型ハ
イブリツド回路の構成を第１図に示す。図中、１
は裏面に接地導体（図示せず）が形成された誘電
体基板、２Ａ，２Ｂ，２Ｃは入出力線路、３，４
は分岐線路、５，６，７は伝送信号の入口または
出口となる端子、なおＲは吸収抵抗であり、ａは
共通分岐点、ｂとｃは接続点である。 FIG. 1 shows the configuration of a conventionally known general Wilkinson type hybrid circuit. In the figure, 1
is a dielectric substrate with a ground conductor (not shown) formed on the back side, 2A, 2B, 2C are input/output lines, 3, 4
are branch lines, 5, 6, and 7 are terminals serving as input or output of transmission signals, R is an absorption resistance, a is a common branch point, and b and c are connection points.
該ウイルキンソン型ハイブリツド回路をマイク
ロ波信号の伝送線路に用いる場合には、この誘電
体基板１の上に所定形状の金属パターンを形成さ
せ、ある特定の周波数をもつ伝送信号に対して一
定の伝播定数（γ、線路長が４分の１波長のとき
の位相角をπ／２とする値）と特性インピーダン
スZ0をもつハイブリツド回路に構成している。 When the Wilkinson type hybrid circuit is used as a transmission line for microwave signals, a metal pattern of a predetermined shape is formed on the dielectric substrate 1, and a certain propagation constant is established for a transmission signal having a certain frequency. (γ is a value where the phase angle is π/2 when the line length is a quarter wavelength) and a characteristic impedance Z0 is configured as a hybrid circuit.
該ハイブリツド回路を分岐回路として用いる場
合には、図中の５はマイクロ波伝送信号の入口の
端子となり、６，７は夫々の出口の端子となる。 When the hybrid circuit is used as a branch circuit, numeral 5 in the figure becomes the inlet terminal of the microwave transmission signal, and 6 and 7 become the respective outlet terminals.
また一方、合成回路として用いる場合は、伝送
信号の入出力の方向は反転するが、端子６を入口
の端子とするときには、端子５は出口の端子に、
また端子７はアイソレーシヨン側の端子となる。 On the other hand, when used as a synthesis circuit, the input/output direction of the transmission signal is reversed, but when terminal 6 is used as the input terminal, terminal 5 is used as the output terminal,
Further, the terminal 7 becomes a terminal on the isolation side.
また逆に端子７を入口とするときは、端子５は
伝送信号の出口となり、端子６はアイソレーシヨ
ン側の端子となる。このため端子６と端子７より
同一振幅で同一位相の伝送信号を入力するときに
は、端子５よりは２倍の電力の伝送信号が出力さ
れるようになる。 Conversely, when terminal 7 is used as the inlet, terminal 5 becomes the output of the transmission signal, and terminal 6 becomes the isolation side terminal. Therefore, when transmission signals of the same amplitude and phase are input from terminals 6 and 7, a transmission signal with twice the power is output from terminal 5.
一般には、入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの特性
インピーダンスは50Ω、分岐線路３と４の特性イ
ンピーダンスは70.7Ω、また吸収抵抗Ｒは100Ωに
選定されており、各々の共通分岐点ａ、接続点ｂ
とｃでインピーダンス整合されている。また端子
５，６，７の入力インピーダンスは、それぞれの
各線路の基準の特性インピーダンスと等しい値の
50Ωとなるように回路パターンを構成している。 Generally, the characteristic impedance of the input/output lines 2A, 2B, and 2C is selected to be 50Ω, the characteristic impedance of the branch lines 3 and 4 is selected to be 70.7Ω, and the absorption resistance R is selected to be 100Ω. b
and c are impedance matched. In addition, the input impedance of terminals 5, 6, and 7 has a value equal to the standard characteristic impedance of each line.
The circuit pattern is configured to have a resistance of 50Ω.
まず第１図に示されるウイルキンソン型ハイブ
リツド回路を分岐回路として用いるときは、マイ
クロ波の伝送信号は端子５から入力し、端子６，
７からは同位相で均等値に２分して出力する。 First, when the Wilkinson type hybrid circuit shown in Fig. 1 is used as a branch circuit, the microwave transmission signal is input from terminal 5, and terminal 6,
From 7, the signal is divided into two equal values with the same phase and output.
即ち端子５から入力したマイクロ波の伝送信号
は、入出力線路２Ａの特性インピーダンスが50Ω
であり、かつ共通分岐点ａから両分岐線路３，４
を見た特性インピーダンスは共に50Ωにそれぞれ
が等しくなるため、共通分岐点ａで均等に２分岐
されて分岐線路３，４上を伝播して接続点ｂ，ｃ
に至る。なお接続点ｂ，ｃは、分岐線路３，４間
のアイソレーシヨンを確保するために共通分岐点
ａからλg／４（λgは使用されるマイクロ波伝送信
号の伝播波長）だけ離れた位置に設定された点で
ある。このため、吸収抵抗Ｒは100Ωであること
および分岐線路４の特性インピーダンスが70.7Ω
であり、分岐線路３と分岐線路４の線路長の和が
１／２λgとなることから両接続点ｂ，ｃのインピー
ダンスはともに50Ωに整合され、入出力線路２
Ｂ，２Ｃの特性インピーダンスの50Ωと同一値と
なりインピーダンス整合されるようになる。この
結果、端子５から入力したマイクロ波信号は、線
路上の共通分岐点ａや接続点ｂや接続点ｃで反射
することなく均等に２分されて端子６と７から出
力される。 In other words, the microwave transmission signal input from terminal 5 has a characteristic impedance of 50Ω of input/output line 2A.
, and both branch lines 3 and 4 from the common branch point a
Since both characteristic impedances are equal to 50Ω, they are equally split into two at the common branch point a, propagated on the branch lines 3 and 4, and connected to the connection points b and c.
leading to. Note that the connection points b and c are separated from the common branch point a by λg /4 (λg is the propagation wavelength of the microwave transmission signal used) in order to ensure isolation between the branch lines 3 and 4. It is a point set at a position. Therefore, the absorption resistance R is 100Ω and the characteristic impedance of the branch line 4 is 70.7Ω.
Since the sum of the line lengths of branch line 3 and branch line 4 is 1/2λg , the impedances of both connection points b and c are both matched to 50Ω, and input/output line 2
It becomes the same value as 50Ω of the characteristic impedance of B and 2C, and the impedance is matched. As a result, the microwave signal input from terminal 5 is equally divided into two and output from terminals 6 and 7 without being reflected at common branch point a, connection point b, or connection point c on the line.
また一方、該ハイブリツド回路を合成回路とし
て用いるときは、例えば入口の端子６からマイク
ロ波信号を入力するが、この時の接続点ｂから共
通分岐点ａを通つて接続点ｃに至る伝送信号の位
相差はπ（180゜）となり、また吸収抵抗Ｒの位相
差は０（0゜）となり、なお接続点ｂから共通分岐
点ａを通つて接続点ｃに至る線路のインピーダン
スと吸収抵抗Ｒはともに100Ωと等しくなる。 On the other hand, when the hybrid circuit is used as a synthesis circuit, a microwave signal is input from the inlet terminal 6, for example, and the transmission signal from the connection point b passes through the common branch point a to the connection point c. The phase difference is π (180°), and the phase difference of the absorption resistance R is 0 (0°).The impedance of the line from connection point b to connection point c via common branch point a and absorption resistance R are Both are equal to 100Ω.
従つて接続点ｃにおいては、両経路から来たマ
イクロ波信号はその振幅値は等しく、その伝送信
号の極性が逆転するため打ち消されるようにな
る。このためマイクロ波信号は、入口の端子５か
らのみ出力しアイソレーシヨン側の端子７からは
出力しない。また端子７を入口の端子とするとき
は、端子５は出口の端子、端子６はアイソレーシ
ヨン側の端子となる。 Therefore, at the connection point c, the microwave signals coming from both paths have the same amplitude value, and the polarity of the transmitted signal is reversed, so that they are canceled out. Therefore, the microwave signal is output only from the inlet terminal 5 and not from the isolation side terminal 7. Further, when terminal 7 is used as an inlet terminal, terminal 5 is used as an outlet terminal, and terminal 6 is used as an isolation side terminal.
なお上記ウイルキンソン型ハイブリツド回路の
パターン作成に関し、共通分岐点ａにおける分岐
角度を大きくして分岐線路３，４の間隔を広げる
ことは、共通分岐点ａでの伝送信号の不連続性を
生じ易くして入出力線路２Ａおよび分岐線路３と
４の各々の特性インピーダンスを変化させること
になり、この結果として線路のインピーダンス整
合は崩れ、端子５，６，７の入力インピーダンス
が変化して線路の特性インピーダンスとの整合が
取れなくなるため好ましくない。また該ハイブリ
ツド回路では、一般に使用される伝送信号の周波
数により、回路の大きさや誘電帯基板の厚さや線
路幅が定まり、これらにばらつきがあると伝播常
数や特性インピーダンスに大きな影響を与える。 Regarding the pattern creation of the above-mentioned Wilkinson type hybrid circuit, increasing the branch angle at the common branch point a and widening the interval between the branch lines 3 and 4 tends to cause discontinuity in the transmission signal at the common branch point a. This changes the characteristic impedance of the input/output line 2A and the branch lines 3 and 4, and as a result, the impedance matching of the line is broken, the input impedance of terminals 5, 6, and 7 changes, and the characteristic impedance of the line changes. This is not preferable because it makes it impossible to maintain consistency. In addition, in the hybrid circuit, the frequency of the generally used transmission signal determines the size of the circuit, the thickness of the dielectric band substrate, and the line width, and variations in these have a large effect on the propagation constant and characteristic impedance.
例えば20GHzの所謂準ミリ波帯域で使用される
回路では、波長λgは1.5cm（1/4λg＝0.375cm）と
なり、その回路規模もほぼ同様の長さと非常に小
さくなるため一定の特性インピーダンスをもつ性
格なパターン作成は困難となる。このため線路の
入出力線路２Ａ，２Ｂ，２Ｃの特性インピーダン
スを50Ωとすること、また分岐線路３と４の特性
インピーダンスび70.7Ωの一定に設定することは
困難となる。特に伝送信号の周波数が高いとき
は、分岐回路３，４の間隔を十分にとることが難
しいために、両分岐線路３，４間の電磁結合にら
り特性インピーダンス（70.7Ω）が変化してイン
ピーダンス平衡が崩れる原因となる。 For example, in a circuit used in the so-called quasi-millimeter wave band of 20 GHz, the wavelength λg is 1.5 cm (1/4 λg = 0.375 cm), and the circuit scale is almost the same length and very small, so it has a constant characteristic impedance. Creating a unique pattern becomes difficult. Therefore, it is difficult to set the characteristic impedance of the input/output lines 2A, 2B, and 2C of the line to 50Ω, and to set the characteristic impedance of the branch lines 3 and 4 to a constant value of 70.7Ω. Particularly when the frequency of the transmission signal is high, it is difficult to maintain sufficient spacing between the branch circuits 3 and 4, so the characteristic impedance (70.7Ω) changes due to the electromagnetic coupling between both branch lines 3 and 4. This causes the impedance balance to collapse.
即ち、この両分岐線路３と４間のインピーダン
ス整合の崩れることからくる電磁的結合の不平衡
により、分岐線路３と４の特性インピーダンスが
高くなつて両分岐線路３と４間のアイソレーシヨ
ン特性が劣化するようになり、該ハイブリツド回
路の特徴である平衡型回路としての特性は著しく
低下することになる。 That is, due to the unbalanced electromagnetic coupling caused by the breakdown of impedance matching between the two branch lines 3 and 4, the characteristic impedance of the branch lines 3 and 4 increases, and the isolation characteristic between the two branch lines 3 and 4 increases. As a result, the characteristic of the hybrid circuit as a balanced circuit deteriorates significantly.
本発明は、上記の問題点を解決することを目的
とするものであり、二つの分岐線路に夫々先端開
放路線を付設し、この両分岐線路の特性インピー
ダンスの整合をとつて各々を平衡をとるようにし
て特性インピーダンスを等価的に低下させ、両分
岐線路３と４の整合崩れによる各分岐線路３と４
の高インピーダンス化を補償するようにしてい
る。 The purpose of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and the two branch lines are each provided with an open-ended line, and the characteristic impedances of both branch lines are matched to balance each other. In this way, the characteristic impedance is reduced equivalently, and each branch line 3 and 4 is reduced due to loss of matching between both branch lines 3 and 4.
This is to compensate for the high impedance.
以下、第２図を参照して本発明の実施例につい
て説明をする。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIG.
第２図は本発明のマイクロストリツプ形ハイブ
リツド回路の上面図であり、図中、第１図と同一
の参照番号で指示される領域は第１図と同一の構
成を示す。 FIG. 2 is a top view of the microstrip type hybrid circuit of the present invention, in which regions indicated by the same reference numerals as in FIG. 1 indicate the same configurations as in FIG.
本発明のマイクロストリツプ形ハイブリツド回
路においては、分岐線路３，４の中間点上にそれ
ぞれに先端開放線路３１と３２が設けられてい
る。 In the microstrip type hybrid circuit of the present invention, open-ended lines 31 and 32 are provided at the intermediate points of the branch lines 3 and 4, respectively.
この先端開放路線３１と３２は、共通分岐点ａ
と吸収抵抗Ｒの接続点ｂ，ｃとの略中間点に設け
られることが好ましく、その長さは分岐線路３と
４の特性インピーダンスを規定インピーダンス
値、例えば70.7Ωとなるように選定される。また
この先端開放線路３１と３２は、分岐線路３およ
び４の特性インピーダンスのばらつきは補償して
各々の特性インピーダンスを70.7Ωの設定値と
し、分岐線路３から分岐線路４の線路長の和は
λg／２となりその等価インピーダンスは100Ωと
する。これより、共通分岐点ａのインピーダンス
は50Ω、および接続点ｂまたは接続点ｃのインピ
ーダンスも入出力線路２Ｂから入出力線路２Ｃに
至る線路のインピーダンスの100Ωと吸収抵抗Ｒ
の100Ωとの整合がとられて50Ωとなり、分岐線
路３と４のインピーダンスは平衡が保たれて等価
的に低下する。 These open-tipped routes 31 and 32 have a common branch point a
It is preferable to provide it approximately midway between the connection points b and c of the absorption resistor R, and its length is selected so that the characteristic impedance of the branch lines 3 and 4 becomes a specified impedance value, for example, 70.7Ω. In addition, the open-ended lines 31 and 32 compensate for variations in the characteristic impedance of the branch lines 3 and 4, and set each characteristic impedance to a set value of 70.7Ω, and the sum of the line lengths from the branch line 3 to the branch line 4 is λg. /2, and its equivalent impedance is 100Ω. From this, the impedance of the common branch point a is 50Ω, and the impedance of the connection point b or connection point c is also 100Ω, which is the impedance of the line from the input/output line 2B to the input/output line 2C, and the absorption resistance R.
The impedance of branch lines 3 and 4 is balanced and equivalently reduced to 50Ω.
この結果、入口の端子５から見た共通分岐点ａ
のインピーダンス特性を良好にし、また分岐線路
３と４間のアイソレーシヨン比を十分に確保する
ことが可能となる。また入口の端子６からアイソ
レーシヨン側の端子７に至る伝送信号について
は、抵抗Ｒと分岐線路３と４を介する伝送信号は
接続点ｃにて相殺され伝送信号の振幅（絶対値）
を小さくするようになる、即ちアイソレーシヨン
比を大きくすることができる。なお逆に、入口の
端子７からアイソレーシヨン側の端子６に至る伝
送信号についてもまた同様である。 As a result, the common branch point a seen from the entrance terminal 5
It becomes possible to improve the impedance characteristics of the branch lines 3 and 4 and to ensure a sufficient isolation ratio between the branch lines 3 and 4. Regarding the transmission signal from the inlet terminal 6 to the isolation side terminal 7, the transmission signal via the resistor R and the branch lines 3 and 4 is canceled out at the connection point c, and the amplitude (absolute value) of the transmission signal is
In other words, the isolation ratio can be increased. Conversely, the same applies to the transmission signal from the inlet terminal 7 to the isolation side terminal 6.
第３図は、第２図に示した本発明によるマイク
ロストリツプ形ハイブリツド回路の中心周波数で
正規化した場合の分配特性及びアイソレーシヨン
特性を示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing distribution characteristics and isolation characteristics when normalized by the center frequency of the microstrip type hybrid circuit according to the present invention shown in FIG.
図中、曲線Ａは分岐線路に先端開放線路３１と
３２を設けていない場合の入口の端子６とアイソ
レーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特性
を、曲線Ｂは本発明により分岐線路に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子６とアイ
ソレーシヨン側の端子７間のアイソレーシヨン特
性を示す。更に曲線Ｃは、分岐線路３と４に先端
開放線路３１と３２を設けていない場合の入口の
端子５から出口の端子６，７への分配特性を、曲
線Ｄは本発明により分岐線路３と４に先端開放線
路３１と３２を設けた場合の入口の端子５から出
口の端子６，７への分配特性を示す。 In the figure, curve A represents the isolation characteristic between the inlet terminal 6 and the isolation side terminal 7 when the branch line is not provided with open-ended lines 31 and 32, and curve B represents the isolation characteristic for the branch line according to the present invention. The isolation characteristics between the inlet terminal 6 and the isolation side terminal 7 when open-ended lines 31 and 32 are provided are shown. Further, curve C shows the distribution characteristic from the inlet terminal 5 to the outlet terminals 6 and 7 when the branch lines 3 and 4 are not provided with the open-end lines 31 and 32, and the curve D shows the distribution characteristic when the branch lines 3 and 4 are not provided with the open-end lines 31 and 32. 4 shows the distribution characteristics from the inlet terminal 5 to the outlet terminals 6 and 7 when open-ended lines 31 and 32 are provided.
第３図ＡとＢ曲線からも明らかであるように、
本発明による先端開放線路３１と３２を夫々の分
岐線路３と４に略中間点に設けることにより線路
のインピーダンスの整合がとれるようになり、そ
の結果、入口の端子６から端子７間の伝送信号の
減衰量をその伝送中心周波数において最大とす
る、即ち伝送信号の中心周波数においてアイソレ
ーシヨン特性を向上させることが可能となる。ま
た第３図ＣとＤ曲線から、入口の端子５から出口
の端子６と７への伝送信号の分配減衰量を3dbに
近ずけて小さくする、即ち分配特性を向上させる
ことが可能となる。 As is clear from the curves A and B in Figure 3,
By providing the open-ended lines 31 and 32 according to the present invention at substantially midpoints of the respective branch lines 3 and 4, the impedance of the lines can be matched, and as a result, the transmission signal between the inlet terminal 6 and the terminal 7 is It is possible to maximize the attenuation amount at the transmission center frequency, that is, to improve the isolation characteristic at the transmission signal center frequency. Furthermore, from the curves C and D in Figure 3, it is possible to reduce the distribution attenuation of the transmission signal from the inlet terminal 5 to the outlet terminals 6 and 7 by approaching 3 db, that is, to improve the distribution characteristics. .
以上において説明した本発明によるウイルキン
ソン型ハイブリツド回路では、分岐線路３と４の
各々に先端開放線路３１と３２を付設すると言う
簡単な構成で、分岐線路３と４間の電磁結合によ
り生じる線路の高インピーダンス化を補償し、分
岐回路３と４間のアイソレーシヨン比を十分な大
きさの値とし、また信号の分配減衰量を小さく良
好にすることができる。 The Wilkinson type hybrid circuit according to the present invention described above has a simple configuration in which open-ended lines 31 and 32 are attached to branch lines 3 and 4, respectively, and the line height caused by electromagnetic coupling between branch lines 3 and 4 is It is possible to compensate for the increase in impedance, set the isolation ratio between the branch circuits 3 and 4 to a sufficiently large value, and make the signal distribution attenuation small and good.
第１図は従来のウイルキンソン型ハイブリツド
回路の平面図、第２図は本発明によるウイルキン
ソン型ハイブリツド回路の平面図、第３図はウイ
ルキンソン型ハイブリツド回路の特性を説明する
ための図、である。 図において、１は誘電体基板、２Ａ，２Ｂ，２
Ｃは入出力線路、３，４は分岐線路、５，６，７
は伝送信号の端子、３１，３２は先端開放線路、
Ｒは吸収抵抗、を示す。 FIG. 1 is a plan view of a conventional Wilkinson type hybrid circuit, FIG. 2 is a plan view of a Wilkinson type hybrid circuit according to the present invention, and FIG. 3 is a diagram for explaining the characteristics of the Wilkinson type hybrid circuit. In the figure, 1 is a dielectric substrate, 2A, 2B, 2
C is input/output line, 3, 4 are branch lines, 5, 6, 7
are transmission signal terminals, 31 and 32 are open-ended lines,
R represents absorption resistance.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6187781AJPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6187781AJPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57181204A JPS57181204A (en) | 1982-11-08 |
| JPS6362121B2true JPS6362121B2 (en) | 1988-12-01 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6187781AGrantedJPS57181204A (en) | 1981-04-22 | 1981-04-22 | Microstrip type hybrid circuit |
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