【発明の詳細な説明】［“発明の利用分野］この発明は、たとえば１）１ｚ乃至３０）１２程度の比
較的低い周波数の振動を受ける機器の振動検出に使用す
る振動検出装置に関し、更に詳細には、カメラ等の機器
に搭載して該機器における前−記周波数範囲の振動を正
確に且つ迅速に検出することを可能にさせる振動検出装
置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a vibration detection device used for detecting vibrations of equipment that receives relatively low frequency vibrations, for example, about 1) 1z to 30) 12. The present invention relates to a vibration detection device that can be mounted on a device such as a camera to accurately and quickly detect vibrations in the above frequency range in the device.
カメラの手プレ振動を検出するための方法として、たと
えば加速度計を含む振動検出装置をカメラに搭載してお
き、該加速度計の出力（すなわち、加速度を表わす信号
）を積分回路により一回もしくは二重積分して速度もし
くは振動変位を得るという方法が提案されている。As a method for detecting camera hand vibration, for example, a vibration detection device including an accelerometer is mounted on the camera, and the output of the accelerometer (i.e., a signal representing acceleration) is collected once or twice by an integrating circuit. A method has been proposed in which velocity or vibration displacement is obtained by multiple integration.
第１３図は、カメラブレ（すなわち、カメラの振動変位
）を検出するための公知のカメラ振動検出方法及びカメ
ラ振動検出装置の概要を示したものである。この公知の
カメラプレ検出方法及び装置には以下のような問題点が
あった。FIG. 13 shows an overview of a known camera vibration detection method and camera vibration detection device for detecting camera shake (that is, vibration displacement of the camera). This known camera pre-detection method and device has the following problems.
以下には第１３図乃至第１５図を参照して公知のカメラ
プレ検出装置の構成と該装置に存する問題点とについて
説明する。The configuration of a known camera pre-detection device and problems with the device will be explained below with reference to FIGS. 13 to 15.
第１３図は、図示矢印４方向のカメラ縦プレ検出装置の
図であり、紙面に垂直な方向のカメラ横プレ検出装置に
ついては省略されている。FIG. 13 is a diagram of the camera vertical pre-detection device in the four directions shown by the arrows, and the camera horizontal pre-detection device in the direction perpendicular to the page is omitted.
同図中、１はカメラボディ、２はカメラレンズである。In the figure, 1 is a camera body, and 2 is a camera lens.
３ａ及び３ｂは各々サーボ加速度計等の微小加速度を検
出できる二つの加速度計で、それぞれの加速度検出方向
を矢印３ａ′。3a and 3b are two accelerometers capable of detecting minute accelerations, such as servo accelerometers, and their respective acceleration detection directions are indicated by arrows 3a'.
３ｂ’で示す。カメラ横ブレの検出においても同様な加
速度計を使用すればよく、この場合の加速度の検出方向
は矢印３ａ’ 、３ｂ’ に対し９０”すなわち紙面に
垂直な方向となる。Indicated by 3b'. A similar accelerometer may be used to detect horizontal camera shake, and the acceleration detection direction in this case is 90'' with respect to arrows 3a' and 3b', that is, a direction perpendicular to the plane of the paper.
５は二つの加速度計３ａ、３ｂの出力の差分を取る差動
増幅器、６は積分回路である。積分回路６は第１４図に
示すような２階積分回路であり、第１段目の積分回路で
差動増幅器出力（加速度信号）を速度に変換した後、第
２段目の積分回路で速度を変位に変換して変位信号７を
出力する。5 is a differential amplifier that takes the difference between the outputs of the two accelerometers 3a and 3b, and 6 is an integrating circuit. The integrator circuit 6 is a second-order integrator circuit as shown in FIG. 14, and after converting the differential amplifier output (acceleration signal) into speed in the first-stage integrator circuit, the second-stage integrator circuit converts the differential amplifier output (acceleration signal) into speed. is converted into a displacement and a displacement signal 7 is output.
ココテ、第１４図（ａ） 、 （ｂ）中１８は演算増幅
器、９は抵抗、１０はコンデンサで、入力端子１１に差
動増幅器５の出力が入力され、出力端子１２には速度信
号が、出力端子１３に変位信号がそれぞれ出力される。In Fig. 14 (a) and (b), 18 is an operational amplifier, 9 is a resistor, and 10 is a capacitor.The output of the differential amplifier 5 is input to the input terminal 11, and the speed signal is input to the output terminal 12. Displacement signals are output to the output terminals 13, respectively.
なお、第１段目及び第２段目の積分回路において、各抵
抗９及びコンデンサは同じ値及び同じ特性である必要は
なく、各抵抗の抵抗値や各コンデンサの値は最も精度の
高い出力を迅速に得られるように選定することができる
。Note that in the first and second stage integration circuits, each resistor 9 and capacitor do not need to have the same value and characteristics, and the resistance value of each resistor and the value of each capacitor should be set to obtain the most accurate output. It can be selected so that it can be obtained quickly.
１４はリセットスイッチで、オン状態ではコンデンサ１
０を短絡して放電せしめることにより積分回路の動作を
停止させ、オフ状態とすることでコンデンサ１０にチャ
ージを始め積分を開始させる。14 is a reset switch, and when it is on, capacitor 1
By short-circuiting and discharging 0, the operation of the integrating circuit is stopped, and by turning it off, the capacitor 10 is charged and integration is started.
ここで、再び第１３図に戻りカメラプレ検出動作の説明
をする。いま、撮影者がカメラを構え被写体を狙い始め
るとする。このときカメラは矢印４の方向及び紙面垂直
方向に微少にブレる。このブレは主に周波数ＩＨｚない
し３０Ｈｚの振動、つまり加速度運動である。第１３図
における矢印４方向のプレ検出の場合、カメラが矢印４
方向にブレると加速度計３ａ、３ｂには各々異なったプ
レ加速度が人力される。これはカメラが０点を中心とし
てブした場合、その加速度は０点に近い加速度計３ｂよ
り０点から離れている加速度計３８の方に大きく加わる
ことによる。この二つの加速度計３ａ、３ｂの出力の差
分を差動増幅器５により求めることでカメラが矢印４方
向にブレ（縦方向振動）るとき生じた加速度信号が得ら
れる。モして差動増幅＠５の出力を前記のように２階積
分回路６で積分することによってカメラの振動変位を検
出することができる。Here, returning to FIG. 13 again, the camera pre-detection operation will be explained. Suppose now that the photographer holds the camera and starts aiming at the subject. At this time, the camera shakes slightly in the direction of arrow 4 and in the direction perpendicular to the page. This vibration is mainly a vibration with a frequency of IHz to 30Hz, that is, an accelerated motion. In the case of pre-detection in the direction of arrow 4 in FIG.
When the vehicle is shaken in this direction, different pre-accelerations are manually applied to the accelerometers 3a and 3b. This is because when the camera moves around the 0 point, a greater acceleration is applied to the accelerometer 38 that is farther from the 0 point than to the accelerometer 3b that is closer to the 0 point. By calculating the difference between the outputs of these two accelerometers 3a and 3b using the differential amplifier 5, an acceleration signal generated when the camera shakes in the direction of arrow 4 (vertical vibration) can be obtained. The vibration displacement of the camera can be detected by integrating the output of the differential amplifier @5 in the second-order integration circuit 6 as described above.
以上説明したような公−知のカメラプレ検出装置におい
て、例えば加速度信号の波形および該加速度信号から積
分して得られる速度信号波形を例示すれば第１５図（ａ
） 、 （ｂ）に示すとおりである。すなわち第１５図
（ａ）は第１４図（ａ）の１階積分器を用いて入力端子
１１に入る加速度信号１５を積分して速度信号１６とし
て出力端子１２に出力した場合の理想波形を示すもので
ある。しかしながら実際には前記加速度計３ａ、３ｂ各
々に精度にバラツキがあり差動増幅器５からの二つの加
速度計３ａ、３ｂの差分出力には第１５図（ｂ）の加速
度信号１５．に示すように該信号の出力の零点（矢印１
９）からずれた幾分のバイアス出力２０．が加わってい
る。このような状態の加速度信号１５１を積分すると、
そのバイアス分までも積分されることになるため、積分
後の速度信号１６１の精度は著しく低いものとなる。In the known camera pre-detection device as described above, for example, the waveform of the acceleration signal and the waveform of the speed signal obtained by integrating the acceleration signal are shown in FIG.
), as shown in (b). That is, FIG. 15(a) shows an ideal waveform when the first-order integrator of FIG. 14(a) is used to integrate the acceleration signal 15 entering the input terminal 11 and output it as the speed signal 16 to the output terminal 12. It is something. However, in reality, the accuracy of each of the accelerometers 3a and 3b varies, and the differential output of the two accelerometers 3a and 3b from the differential amplifier 5 is the acceleration signal 15. of FIG. 15(b). As shown in the figure, the zero point of the output of the signal (arrow 1
9) Some bias output deviated from 20. has been added. Integrating the acceleration signal 151 in such a state, we get
Since the bias component is also integrated, the accuracy of the speed signal 161 after integration becomes extremely low.
そこで、第１６図に示すように、差動増幅器５と積分器
６との間に直列に第１７図に示すハイパスフィルター２
１を入れることでバイアス出力等の周波数成分をもたな
いように、例えばＩＨｚ未満の著しい低い周波数の出力
をカットして積分器入力信号にバイアス出力が加わらな
いようにする試みがなされている。Therefore, as shown in FIG. 16, a high-pass filter 2 shown in FIG. 17 is connected in series between the differential amplifier 5 and the integrator 6.
Attempts have been made to prevent the bias output from being added to the integrator input signal by inserting 1 so that it does not have a frequency component such as a bias output, for example by cutting off an output with a significantly low frequency below IHz.
゛ 上記ハイパスフィルター２１は、第１７図に示すよ
うに、直流成分およびＩＨｚ未満の低周波数成分等から
なるバイアス出力信号を含む加速度信号が入力される入
力端子１１、バイアス出力をカットするための抵抗９Ｉ
とコンデンサ１０、からなるＲＣ直列回路、ノイズを除
去するとともに増幅度を決定するための抵抗９．とコン
デンサ１０２からなるＲＣ並列回路、演算増幅器８、バ
イアス出力をカットされた加速度信号のみが出力される
出力端子２２、から成フている。従って、入力端子１１
に入ってくる差分加速度信号は該ハイパスフィルター２
１においてバイアス成分が除去された補正加速度信号と
なって出力される。゛ As shown in FIG. 17, the high-pass filter 21 has an input terminal 11 to which an acceleration signal including a bias output signal consisting of a DC component and a low frequency component below IHz is input, and a resistor for cutting the bias output. 9I
and a capacitor 10, and a resistor 9 for removing noise and determining the degree of amplification. It consists of an RC parallel circuit consisting of a capacitor 102, an operational amplifier 8, and an output terminal 22 from which only the acceleration signal with the bias output cut is output. Therefore, input terminal 11
The differential acceleration signal entering the high-pass filter 2
1, a corrected acceleration signal from which the bias component has been removed is output.
第１８図はハイパスフィルター２１の作用を説明する図
で、入力端子１１に入力される加速度信号１５．にはバ
イアス出力２０．が加わフている。このような入力をハ
イパスフィルター２１に通すことで出力端子２２にはバ
イアス出力がカットされた補正加速度信号１５２が出力
される。FIG. 18 is a diagram explaining the action of the high-pass filter 21, in which the acceleration signal 15. input to the input terminal 11. has a bias output of 20. has been added. By passing such an input through the high-pass filter 21, a corrected acceleration signal 152 with the bias output cut is outputted to the output terminal 22.
ところで、信号波形を示す第１８図かられかるように、
補正加速度信号１５２はハイパスフィルター２１に人力
開始された時点（矢印Ａ）より時間での経過後の時点（
矢印Ｂ）においてはじめてバイアス出力が除去された安
定領域に入り、この安定するまでの時間τはバイパス時
定数を決定するＲＣ直列回路の抵抗値とコンデンサ容量
の積に比例するが、ＩＨｚ〜３０Ｈｚの周波数の振動（
カメラの手ぶれによる振動の周波数範囲）を検出する場
合、この時間ではかなり長いものとなっていた。しかも
、検出した加速度信号から直流成分等を除去する際に積
分回路の出力が安定するまでに前記の時間τのほかに更
に待ち時間が必要となるため、結局、第１２図に示した
構成の検出装置では安定した出力が得られるまでに極め
て長い時間を要するという欠点があった。By the way, as can be seen from Fig. 18 showing the signal waveform,
The corrected acceleration signal 152 is generated at a point in time (arrow A) after the point in time when the high-pass filter 21 was manually started (arrow A).
It enters the stable region where the bias output is removed for the first time at arrow B), and the time τ until stabilization is proportional to the product of the resistance value of the RC series circuit that determines the bypass time constant and the capacitance of the capacitor. Frequency vibration (
This amount of time is quite long when detecting the frequency range of vibrations caused by camera shake. Moreover, when removing DC components etc. from the detected acceleration signal, an additional waiting time is required in addition to the above-mentioned time τ until the output of the integrating circuit becomes stable. The detection device has the disadvantage that it takes an extremely long time to obtain a stable output.
それ故、本出願人は、前記公知の検出装置の欠点を除去
するために、（ｉ）ハイパスフィルターの時定数を可変
にし、電源投入時に該ハイパスフィルターの時定数を連
続的もしくは段階的に変化させる方法、（ｔｉ）ハイパ
スフィルターの出力が安定するまで積分器の作動を停止
させておく方法、（ｉｉｉ）積分器への入力信号を断続
させることによって積分器の作動を速やかに安定させる
方法、等を提案してきた。これらの方法はいずれも前記
検出装置における出力安定待ち時間を少くするのに有効
であったが、これらの方法によっても解決されない問題
も残されていた。すなわち、前記の方法を組合せること
により積分器及びハイパスフィルターの出力安定待ち時
間を小さくすることができるが、これらの方法に基く回
路構成においても、■電源投入後、直ちに積分器が動作
しないため、電源投入後に積分器の非作動期間があり、
従って、電源投入と同時に検出を開始することができな
い、■過大な加速度が検出端（加速度計）に加わり、そ
の結果、過大な加速度信号が積分器に入力されると、積
分器の出力が飽和してしまうためその後出力の飽和がな
くなっても、それにより長時間にわたりオフセットエラ
ーの実質的な検出が不可能になる、という問題があった
。Therefore, in order to eliminate the drawbacks of the known detection device, the applicant has proposed (i) to make the time constant of the high-pass filter variable, and to change the time constant of the high-pass filter continuously or stepwise when the power is turned on; (ti) a method of stopping the operation of the integrator until the output of the high-pass filter is stabilized; (iii) a method of quickly stabilizing the operation of the integrator by intermittent input signals to the integrator; etc. have been proposed. All of these methods were effective in reducing the output stabilization waiting time in the detection device, but some problems remained unsolved by these methods. In other words, by combining the above methods, it is possible to reduce the output stabilization time of the integrator and high-pass filter, but even in circuit configurations based on these methods, ■The integrator does not operate immediately after power is turned on; , there is a period of integrator inactivity after power-on,
Therefore, detection cannot be started at the same time as the power is turned on. ■If excessive acceleration is applied to the detection end (accelerometer) and as a result, an excessive acceleration signal is input to the integrator, the output of the integrator will become saturated. Therefore, even if the output is no longer saturated, there is a problem in that it becomes virtually impossible to detect the offset error for a long time.
そこで、本発明者は、前記問題を解決するために、下限
カット周波数の異なる複数の積分器を並列接続した回路
を設け、加速度検出信号中の高周波成分をハイパスフィ
ルターを用いて検出し、該ハイパスフィルターで該高周
波成分を検出した時に該積分器をリセットし、該積分器
のリセット後に該積分器を切換えて使用する構成の振動
検出装置を提案した。Therefore, in order to solve the above problem, the present inventor provided a circuit in which a plurality of integrators with different lower limit cut frequencies were connected in parallel, detected the high frequency component in the acceleration detection signal using a high pass filter, and detected the high frequency component in the acceleration detection signal using a high pass filter. A vibration detection device has been proposed in which the integrator is reset when the high frequency component is detected by a filter, and the integrator is switched and used after the integrator is reset.
しかしながら、この既提案の装置では、急激に変化する
過大な加速度が生じた時に該積分器がリセットされてし
まうため振動検出装置の出力が不連続になってしまうと
いう欠点があり、また、リセット動作に続く積分器の切
換え時にも出力が不連続になるという欠点があった。However, this previously proposed device has the disadvantage that the integrator is reset when an excessively rapid change in acceleration occurs, resulting in discontinuous output from the vibration detection device. There was also a drawback that the output became discontinuous when the integrator was switched following the above.
［発明の目的］この発明の目的は、本発明者による既提案の装置に内在
する前記欠点を除去し、電源投入後に極めて短時間で正
確な振動検出出力が得られるとともに、電源投入直後や
過大な加速度が検出端に加わった時にも出力が不連続に
なる恐れのない、改良された振動検出装置を提供するこ
とである。 。[Objective of the Invention] The object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks inherent in the devices already proposed by the present inventor, to obtain accurate vibration detection output in a very short time after turning on the power, and to be able to detect vibrations immediately after turning on the power or when An object of the present invention is to provide an improved vibration detection device in which there is no fear that the output will become discontinuous even when a certain acceleration is applied to the detection end. .
［発明の概要］本発明による振動検出装置は、カットオフ周波数を変更
できるように構成されたハイパスフィルターと、積分可
能周波数範囲の下限周波数を変化させることができるよ
うに構成された積分器と、該ハイパスフィルターもしく
は該積分器への入力信号が所定範囲内にあるか否かを検
出する入力信号検出器と、該入力信号検出器によって該
入力信号が該所定範囲内にないことが検出された時には
該ハイパスフィルターのカットオフ周波数及び該積分器
の積分可能範囲の下限周波数を変化させる制御手段と、
を具備していることを特徴とする。[Summary of the Invention] A vibration detection device according to the present invention includes: a high-pass filter configured to be able to change a cutoff frequency; an integrator configured to be able to change a lower limit frequency of an integrable frequency range; an input signal detector that detects whether an input signal to the high-pass filter or the integrator is within a predetermined range; and an input signal detector that detects that the input signal is not within the predetermined range. A control means that sometimes changes the cutoff frequency of the high-pass filter and the lower limit frequency of the integrable range of the integrator;
It is characterized by having the following.
本発明の振動検出装置では電源投入時や過大加速度信号
が入力した時には該入力信号検出手段によりそれを検知
するとともに該制御手段により該ハイパスフィルターの
カットオフ周波数や該積分器の下限周波数を変化させる
ので、電源投入直後に積分器が動作しなかったり、或い
は過大加速度信号が入力された時に積分器が飽和する、
等の現象を発生しても、その後長時間積分器が動作しな
いことを防ぎ、迅速且つ正確な振動検出を行うことがで
きる。In the vibration detection device of the present invention, when the power is turned on or when an excessive acceleration signal is input, the input signal detection means detects it, and the control means changes the cutoff frequency of the high-pass filter and the lower limit frequency of the integrator. Therefore, the integrator may not operate immediately after the power is turned on, or the integrator may become saturated when an excessive acceleration signal is input.
Even if such a phenomenon occurs, it is possible to prevent the integrator from operating for a long time afterward, and to perform rapid and accurate vibration detection.
［発明の実施例］以下に第１図乃至第１２図を参照して本発明の詳細な説
明する。[Embodiments of the Invention] The present invention will be described in detail below with reference to FIGS. 1 to 12.
第１図はカメラに搭載された本発明の第１実施例の振動
検出装置の概略構成を示した図であり、同図において第
図と同一符号で表示されている部分は第 図に示され
た部分と同一のものであるから説明を省略する。FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a vibration detection device according to a first embodiment of the present invention mounted on a camera. In the figure, parts indicated by the same symbols as in FIG. Since it is the same as the part mentioned above, the explanation will be omitted.
第１図において、２３はゲインを一定に保ちつつカット
オフ周波数を変更することのできるハイパスフィルター
、２４は過大な加速度信号を検出する過大加速度信号検
出器、２５及び２６は積分可能範囲の下限周波数を変更
することのできる積分器、２７はハイパスフィルター２
３及び積分器２５並びに積分器２６のそれぞれの時定数
を変化させるための制御信号を発生する制御手段として
のタイミング回路、でありタイミング回路２７から所定
の時期に信号線２９〜３１を介してハイパスフィルター
２３及び積分器２５及び２６に印加される制御信号によ
ってハイパスフィルター２３と積分器２５及び２６のそ
れぞれの時定数が変更されるようになっている。In FIG. 1, 23 is a high-pass filter that can change the cutoff frequency while keeping the gain constant, 24 is an excessive acceleration signal detector that detects excessive acceleration signals, and 25 and 26 are the lower limit frequencies of the integrable range. 27 is a high-pass filter 2
3 and a timing circuit as a control means for generating control signals for changing the respective time constants of the integrator 25 and the integrator 26. The time constants of the high-pass filter 23 and the integrators 25 and 26 are changed by control signals applied to the filter 23 and the integrators 25 and 26, respectively.
第２図（ａ）及び第２図 （ｂ）は積分器２５及び積分
器２６の実施例であり、同図において、２５ａ及び２６
ａは演算増幅器（以下にはＯＰアンプと記載する）、２
５ｂ及び２６ｂはＬＥＤ（フォトタイオード）とＣｄＳ
とで構成されたフォトカプラー、ｒ、〜ｒ４は抵抗、Ｃ
８及びＣ２はコンデンサ、である。FIG. 2(a) and FIG. 2(b) are examples of the integrator 25 and the integrator 26, and in the same figure, 25a and 26
a is an operational amplifier (hereinafter referred to as OP amplifier), 2
5b and 26b are LED (photodiode) and CdS
A photocoupler consisting of , r and ~r4 are resistors, and C
8 and C2 are capacitors.
第３図はハイパスフィルター２３の実施例を示したもの
であり、同図において、２３ａはＯＰアンプ、２３ｂは
前記と同じ構成のフォトカプラー、ｒ５及びｒ６は抵抗
、Ｃ５はコンデンサである。FIG. 3 shows an embodiment of the high-pass filter 23, in which 23a is an OP amplifier, 23b is a photocoupler having the same configuration as above, r5 and r6 are resistors, and C5 is a capacitor.
過大加速度信号検出器２４は公知の差動のウィンドーコ
ンパレータによって構成されており、ハイパスフィルタ
ー２３の出力信号が所定の範囲外であった時にはタイミ
ング回路２７に対して信号３２を発生する。The excessive acceleration signal detector 24 is constituted by a known differential window comparator, and generates a signal 32 to the timing circuit 27 when the output signal of the high-pass filter 23 is outside a predetermined range.
第４図は前記構成の振動検出装置に電源が投入された時
及び過大加速度信号がハイパスフィルター２３に人力さ
れた時にタイミング回路２７からハイパスフィルター２
３と積分器２５及び２６とに印加される制御信号（電流
信号）Ｉ２９〜Ｔｓ＋を示した図であり、第４図（ａ）
はタイミング回路２７からハイパスフィルター２３に印
加される制御信号Ｉ２９、第４図 （ｂ）はタイミング
回路２７から積分器２５に印加される制御信号Ｉ３（＋
、第４図（ｃ）はタイミング回路２７から積分器２６に
印加される制御信号、である。FIG. 4 shows a signal from the timing circuit 27 to the high-pass filter 2 when the power is turned on to the vibration detection device configured as described above and when an excessive acceleration signal is input to the high-pass filter 23.
4(a) is a diagram showing control signals (current signals) I29 to Ts+ applied to 3 and integrators 25 and 26, and FIG.
is the control signal I29 applied from the timing circuit 27 to the high-pass filter 23, and FIG. 4(b) is the control signal I3 (+
, FIG. 4(c) is a control signal applied from the timing circuit 27 to the integrator 26.
第５図は積分器２５及び２６の増幅率のＢＯＤＥ線図で
あり、第５図（ａ）は第４図の時刻上〇〜ｔ１間におけ
る積分器２５及び２６の特性を表したものであり、第５
図 （ｂ）は第４図の時刻ｔ２以後の積分器２５及び２
６の特性を表わしている。FIG. 5 is a BODE diagram of the amplification factors of the integrators 25 and 26, and FIG. 5(a) shows the characteristics of the integrators 25 and 26 between times 0 and t1 in FIG. , 5th
Figure (b) shows the integrators 25 and 2 after time t2 in Figure 4.
6 characteristics.
積分器２５及び２６は時刻１．〜時刻ｔ２までの間はタ
イミング回路２７から信号線３０及び３１を介して流れ
る電流Ｉ３０及びｒａｔに応じて第５図（ａ）に示す特
性から第５図 （ｂ）に示した特性へ連続的に変化する
ように構成されており、時刻ｔ０から時刻ｔ、までの間
は第５図（ａ）に示す特性の動作をし、時刻ｔ２以後は
第５図 （ｂ）に示す特性の動作をする。Integrators 25 and 26 operate at time 1. ~ time t2, the characteristics shown in FIG. 5(a) change continuously from the characteristics shown in FIG. 5(b) depending on the current I30 flowing from the timing circuit 27 through the signal lines 30 and 31 and rat. From time t0 to time t, it operates with the characteristics shown in Figure 5(a), and after time t2, it operates with the characteristics shown in Figure 5(b). do.
なお、第５図において、実線は積分器２５及び２６の特
性、点線は理想積分器の特性である。また、ｆ、′及び
ｆ２′は積分動作可能な周波数帯域の下限周波数であり
、積分器２５及び２６の積分動作は周波数ｆ１′及びｆ
２′以上 の周波数帯域で行われる。本実施例の積分器
２５及び２６は時刻ｔ１から時刻ｔ２の間、連続的に第
５図（ａ）の特性から第５図 （ｂ）の特性へ変化し、
この間に積分器として動作する限界周波数（たとえば第
５図（ａ）における周波数ｆ＋’）以上での増幅率対周
波数の関係は第５図 （ｂ）のそれと常に同一である。In FIG. 5, the solid lines represent the characteristics of the integrators 25 and 26, and the dotted lines represent the characteristics of the ideal integrator. Further, f, ' and f2' are the lower limit frequencies of the frequency band in which integral operation is possible, and the integral operation of the integrators 25 and 26 is performed at frequencies f1' and f2'.
This is done in a frequency band of 2' or higher. The integrators 25 and 26 of this embodiment continuously change from the characteristic shown in FIG. 5(a) to the characteristic shown in FIG. 5(b) between time t1 and time t2,
During this period, the relationship between amplification factor and frequency above the limit frequency (for example, frequency f+' in FIG. 5(a)) for operating as an integrator is always the same as that in FIG. 5(b).
つまり、第５図（ａ）及び第５図 （ｂ）に示す特性を
有する本実施例の積分器２５及び２６は理想的積分器に
対してローカット特性を有しており、下限周波数が変化
するだけでゲインは変化しないという特性を有している
。なお、本実施例の場合、積分器２５及び２６が時刻ｔ
２において積分器として動作する限界周波数（ローカッ
ト周波数）ｆｂは、カメラの手ぶれ振動に対して位相の
合った正確な信号を検出できるようにＪ少なくとも０．
１ Ｈｚ以下の値に設定されている。In other words, the integrators 25 and 26 of this embodiment having the characteristics shown in FIGS. 5(a) and 5(b) have low-cut characteristics with respect to an ideal integrator, and the lower limit frequency changes. It has the characteristic that the gain does not change. In the case of this embodiment, the integrators 25 and 26 operate at time t.
2, the limit frequency (low-cut frequency) fb that operates as an integrator is J at least 0.2 so that an accurate signal that is in phase with camera shake vibration can be detected.
It is set to a value of 1 Hz or less.
第６図（ａ）は時刻ｔ０におけるハイパスフィルター２
３の特性図、第６図（ｂ）は時刻ｔ１以後のハイパスフ
ィルター２３の特性図であり、ハイパスフィルター２３
はタイミング回路２７から印加される制御信号！２．に
より時刻ｔ０から時刻１．までの間は積分器２５及び２
６と同様に第６図（ａ）の特性から第６図 （ｂ）の特
性に連続的に変化するように動作する。FIG. 6(a) shows the high-pass filter 2 at time t0.
3, and FIG. 6(b) is a characteristic diagram of the high-pass filter 23 after time t1.
is the control signal applied from the timing circuit 27! 2. From time t0 to time 1. Until then, integrators 25 and 2
6, it operates so as to continuously change from the characteristic shown in FIG. 6(a) to the characteristic shown in FIG. 6(b).
第７図はハイパスフィルター２３と積分器２５及び２６
とにそれぞれ装備されているフォトカプラー２３ｂ及び
２５ｂ並びに２６ｂの入出力特性を示した図である。FIG. 7 shows a high-pass filter 23 and integrators 25 and 26.
FIG. 3 is a diagram showing the input/output characteristics of photocouplers 23b, 25b, and 26b respectively installed in the photocouplers 23b, 25b, and 26b.
第８図は過大加速度信号検出器２４を構成しているウィ
ンドーコンパレータの入出力特性を示した図である。FIG. 8 is a diagram showing the input/output characteristics of the window comparator constituting the excessive acceleration signal detector 24.
次に前記の如き構成を有する本実施例の振動検出装置の
動作を説明する。Next, the operation of the vibration detection device of this embodiment having the above-mentioned configuration will be explained.
不図示の電源スィッチを投入して不図示の電源回路を該
振動検出装置に接続され、加速度計３８及び３ｂが動作
を始めると、電源投入に基因する過大な加速度信号が加
速度計３ａ及び３ｂから発生する。When a power switch (not shown) is turned on, a power supply circuit (not shown) is connected to the vibration detection device, and the accelerometers 38 and 3b start operating, an excessive acceleration signal due to the power turning on is output from the accelerometers 3a and 3b. Occur.
また、電源接続後において、カメラに何らかの原因で過
大な加速度が加わった時にも加速度計３ａ及び３ｂから
過大な加速度信号が発生する。Further, even when excessive acceleration is applied to the camera for some reason after the power is connected, excessive acceleration signals are generated from the accelerometers 3a and 3b.
この過大な加速度信号がハイパスフィルター２３に入力
されると、ハイパスフィルター２３の出力はウィンドー
コンパレータから成る過大加速度信号検出器２４に入力
され、該検出器２４への入力信号が第８図のＶｔｈ−〜
■ｔｈ、で決る所定の範囲に入らぬことが検知されると
、該検出器２４からタイミング回路２７に第８図に示す
過大加速度検知信号３２が入力される。When this excessive acceleration signal is input to the high-pass filter 23, the output of the high-pass filter 23 is input to the excessive acceleration signal detector 24 consisting of a window comparator, and the input signal to the detector 24 is −～
(2) When it is detected that the acceleration is not within the predetermined range determined by th, an excessive acceleration detection signal 32 shown in FIG. 8 is input from the detector 24 to the timing circuit 27.
このため、タイミング回路２７が起動され、タイミング
回路２７からはハイパスフィルター２３と積分器２５及
び２６に対して前述の制御信号■２９〜Ｉ３１が印加さ
れる。このため、ハイパスフィルター２３と積分器２５
及び２６が該制御信号により以下のように制御される。Therefore, the timing circuit 27 is activated, and the above-mentioned control signals 29 to 131 are applied from the timing circuit 27 to the high-pass filter 23 and the integrators 25 and 26. For this reason, the high-pass filter 23 and the integrator 25
and 26 are controlled by the control signal as follows.
時刻ｔｏにおいて第３図のハイパスフィルター２３のフ
ォトカプラー２３ｂ内のＬＥＤには信号線２９を通って
タイミング回路２７から第４図（ａ）に示した信号電流
１２９が流れ始め、また、第２図の積分器２５及び２６
のそれぞれのフォトカプラー２５ｂ及び２６ｂ内のＬＥ
Ｄにも信号線３０及び３１を通って第４図（ａ）及び第
４図（ｂ）の如き信号電流Ｉ、。及びＩ３１が流れ始め
る。At time to, the signal current 129 shown in FIG. 4(a) begins to flow from the timing circuit 27 through the signal line 29 to the LED in the photocoupler 23b of the high-pass filter 23 shown in FIG. integrators 25 and 26
LE in each photo coupler 25b and 26b of
A signal current I, as shown in FIGS. 4(a) and 4(b), also passes through signal lines 30 and 31 to D. and I31 begins to flow.
時刻ｔ０におけるハイパスフィルター２３の特性は第６
図（ａ）に示したものとなり、このハイパスフィルター
２３のカットオフ周波数ｆｃは、第３図のフォトカプラ
ー２３ｂ内のＣｄＳの抵抗とそれに並列な抵抗ｒ、との
合成抵抗値をＲＨとし、コンデンサＣ８の容量値を００
とすると、 。The characteristic of the high-pass filter 23 at time t0 is the sixth
The cutoff frequency fc of this high-pass filter 23 is as shown in FIG. Set the capacitance value of C8 to 00
Then, .
ＣｄＳの抵抗値は第７図に示すように入力電流の値が小
さい程高く、入力電流が大きくなるにつれて減少するの
で、上記の式でＲＨも時刻がｔｏか６１．に向って進む
につれて（すなわち、信号電流Ｉ２Ｂが時刻ｔ０から時
刻ｔ１にかけて減少していくにつれて）増大し、その結
果、ハイパスフィルター２３のカットオフ周波数ｆｃは
時刻がｔｏからｔｌに向って進むにつれて小さくなり、
第６図（ａ）に示した最初（時刻ｔｏ）の値ｆ０から第
６図（ｂ）に示した値ｆＩ （ｆ’＋ ＜ｆｏ ）へと
変化してゆく。As shown in FIG. 7, the resistance value of CdS increases as the input current value decreases, and decreases as the input current increases. Therefore, in the above equation, RH also depends on whether the time is to or 61. (that is, as the signal current I2B decreases from time t0 to time t1), and as a result, the cutoff frequency fc of the high-pass filter 23 decreases as time progresses from to to tl. Become,
The initial value f0 (time to) shown in FIG. 6(a) changes to the value fI (f'+<fo) shown in FIG. 6(b).
なお、ハイパスフィルター２３が安定するに要する時間
ではカットオフ周波数ｆｃに反比例するので該時間τは
時刻上〇に近い時はど（つまり、電源投入直後はど）短
くなり、従って時刻ｔ０に近いほど正確な出力が得られ
る周波数範囲は狭くなる。このように、ハイパスフィル
ター２３は電源投入後において最初はど落ち着きが早く
作動し、その後は急速に安定しつつ時刻ｔ１に近ずくに
つれて正確動作可能な周波数帯が広がり、時刻ｔ、にお
いてカットオフ周波数がｆ、となるように動作する。Note that the time required for the high-pass filter 23 to stabilize is inversely proportional to the cutoff frequency fc, so the time τ becomes shorter when the time is close to 〇 (that is, immediately after the power is turned on), and therefore the time τ is shorter as it is closer to the time t0. The frequency range over which accurate output can be obtained becomes narrower. In this way, after the power is turned on, the high-pass filter 23 initially settles quickly and operates, and then rapidly stabilizes, and as time t1 approaches, the frequency band in which it can operate accurately expands, and at time t, the cutoff frequency is reached. It operates so that f.
一方、積分器２５及び２６のフォトカプラー２５ｂ及び
２６ｂのＣｄＳにも時刻ｔｏからタイミング回路２７に
よって第４図 （ｂ）及び第４図（ｃ）に示す信号電流
Ｉ、。及びｔｓ＋が供給され、積分器２５及び２６は時
刻ｔ０から時刻ｔ、までの間は該信号電流が高い値の一
定値であるため第５図（ａ）に示すように比較的高い周
波数ｔ 、 １以上で積分動作する。なお、積分器２５
及び２６における積分可能範囲の下限周波数ｆ′はフォ
トカプラー２５ｂ及び２６ｂの抵抗値と抵抗ｒ２及びｒ
４の抵抗値との合成抵抗をＲ１とし、コンデンサＣＩ及
びＣ２の容量値れ、積分器２５が安定するまでの時間τ
はｆ′の値に反比例する。また、積分器２５はｆ′以上
の周波数域では積分動作を行い、ｆ′以下の周波数域で
は単なる反転増幅器として動作することになる。On the other hand, the signal currents I shown in FIGS. 4(b) and 4(c) are also applied to the CdS of the photocouplers 25b and 26b of the integrators 25 and 26 by the timing circuit 27 from time to. and ts+ are supplied, and the integrators 25 and 26 have a relatively high frequency t, as shown in FIG. 5(a), since the signal current is a constant high value from time t0 to time t. Integral operation is performed when the value is 1 or more. Note that the integrator 25
The lower limit frequency f' of the integrable range in
Let the combined resistance with the resistance value of 4 be R1, the capacitance value of capacitors CI and C2, and the time τ until the integrator 25 becomes stable.
is inversely proportional to the value of f'. Further, the integrator 25 performs an integrating operation in a frequency range of f' or higher, and operates as a mere inverting amplifier in a frequency range of f' or lower.
公知の振動検出装置では前記ｆ′が低い値に設定されて
いたので直流の増幅率が大きかった。そのため、ハイパ
スフィルターがまだ安定せず、従ってハイパスフィルタ
ー出力に直流成分が含まれている時には、積分器が飽和
して積分動作が不可能となる欠点があフた。In the known vibration detection device, the f' was set to a low value, so the DC amplification factor was large. Therefore, when the high-pass filter is not yet stable and therefore the output of the high-pass filter contains a DC component, the integrator becomes saturated and the integrator becomes unable to perform an integral operation.
本発明の振動検出装置では、ハイパスフィルターが安定
する時刻ｔ１まではタイミング回路２７により積分器２
５及び２６の積分動作範囲の下限周波数ｆ′を比較的高
い値に設定しておくことによって積分器２５及び°２６
の安定を早めるとともに高い周波数成分から振動検出を
行い、しかる後、時刻ｔ、から時刻ｔ２にかけてｆ′の
値を小さくして徐々に積分動作範囲を広げ、時刻ｔ２で
は低い周波数成分から正確な振動検出が行われる。In the vibration detection device of the present invention, the integrator 2 is operated by the timing circuit 27 until the time t1 when the high-pass filter becomes stable.
By setting the lower limit frequency f' of the integral operation range of 5 and 26 to a relatively high value, the integrators 25 and 26
, and detect vibrations from high frequency components. Then, from time t to time t2, the value of f' is decreased to gradually expand the integral operation range, and at time t2, accurate vibrations are detected from low frequency components. Detection takes place.
なお、積分器２５及び２６の動作下限周波数ｆ２’及び
ハイパスフィルター２３のカットオフ周波数ｆｌは検出
すべき振動の周波数に応じて最適な値に設定すればよい
。本実施例の場合、ｆ２’ は０．１Ｈｚ以下に設定さ
れており、ｆ、及びｆ、″は少なくとも０．５Ｈｚ以上
の値に設定へれている。Note that the operating lower limit frequency f2' of the integrators 25 and 26 and the cutoff frequency fl of the high-pass filter 23 may be set to optimal values according to the frequency of vibration to be detected. In the case of this embodiment, f2' is set to 0.1 Hz or less, and f and f,'' are set to values of at least 0.5 Hz or more.
加速度計３ａ及び３ｂから生じた加速度信号は差動増幅
器５において引き算され、両加速度計の出力の差に相当
する角加速度信号が差動増幅器５から生じ、該角加速度
信号がハイパスフィルター２３に入力される。該角加速
度信号には直流成分であるオフセット誤差が含まれてい
るが、このオフセット誤差はハイパスフィルター２３で
除去される。ハイパスフィルター２３のカットオフ周波
数はタイミング回路２７から供給される第４図（ａ）の
信号電流Ｉ２Ｇによって時間の経過とともに減少し、ま
た、ハイパスフィルター２３の特性は時刻ｔ０から時刻
ｔ、の間に第６図（ａ）の特性から第６図 （ｂ）の特
性に連続的に変化する。従って、時刻ｔ。から時刻ｔｌ
までの間にハイパスフィルター２３に入力された角加速
度信号は入力時刻が早いほど高い周波数成分までカット
され、ハイパスフィルター２３の出力は出力時刻が早い
ほど下限周波数が高い信号となる。すなわち、ハイパス
フィルター２３は電源投入時刻上〇に近い時刻では入力
信号の内のかなり高い周波数成分のみを通過させ、時刻
ｔｌに近ずくにつれて入力信号の内のより低い周波°数
成分をも通過させるように動作する。The acceleration signals generated from the accelerometers 3a and 3b are subtracted in the differential amplifier 5, and an angular acceleration signal corresponding to the difference between the outputs of both accelerometers is generated from the differential amplifier 5, and this angular acceleration signal is input to the high-pass filter 23. be done. The angular acceleration signal includes an offset error that is a DC component, but this offset error is removed by the high-pass filter 23. The cutoff frequency of the high-pass filter 23 decreases over time due to the signal current I2G in FIG. 4(a) supplied from the timing circuit 27, and the characteristics of the high-pass filter 23 change between time t0 and time t. The characteristic changes continuously from the characteristic shown in FIG. 6(a) to the characteristic shown in FIG. 6(b). Therefore, time t. to time tl
The earlier the input time is, the higher the frequency component of the angular acceleration signal input to the high-pass filter 23 is cut, and the output of the high-pass filter 23 becomes a signal whose lower limit frequency is higher as the output time is earlier. That is, the high-pass filter 23 passes only fairly high frequency components of the input signal at a time close to the power-on time 〇, and also passes lower frequency components of the input signal as it approaches time tl. It works like this.
ハイパスフィルター２３でオフセット誤差等を除去され
た角加速度信号は積分器２５及び２６に順に入力された
後、積分器２６から変位信号３３として出力される。The angular acceleration signal from which offset errors and the like have been removed by the high-pass filter 23 is sequentially input to integrators 25 and 26, and then outputted from the integrator 26 as a displacement signal 33.
積分器２５及び２６の積分可能範囲の下限周波数はタイ
ミング回路２７からの信号電流Ｉ３゜及びＩ３１によっ
て制御されているため、積分器２５及び２６の積分下限
周波数は時刻ｔ０から時刻１．までの間は第５図（ａ）
に示した周波数ｆＩ′となり、時刻ｔ１から時刻ｔ２の
間では第５図 （ｂ）に示したｆ２’ に変化する。Since the lower limit frequency of the integrable range of the integrators 25 and 26 is controlled by the signal currents I3° and I31 from the timing circuit 27, the lower limit frequency of the integrators 25 and 26 is changed from time t0 to time 1. Until then, Figure 5 (a)
The frequency becomes fI' as shown in FIG. 5B, and changes to f2' between time t1 and time t2 as shown in FIG. 5(b).
第９図はタイミング回路２７からハイパスフィルター２
３と積分器２５及び２６とに印加する制御信号を第４図
の信号とは異なったものにした実施例を示す図である。FIG. 9 shows the timing circuit 27 to the high pass filter 2.
5 is a diagram showing an embodiment in which the control signals applied to 3 and integrators 25 and 26 are different from the signals shown in FIG. 4. FIG.
この実施例ではハイパスフィルター２３に印加される信
号（電流）Ｉ２９は第４図に示したものと同じであるが
、積分器２５及び２６に印加する信号（電流）Ｉｓ。′
及び■ｓ＋′が第４図（ｂ）及び第４図（Ｃ）に示した
ものとは異なっている。すなわち、積分器２５に印加さ
れる信号■、。′及び積分器２６に印加される信号Ｉ３
１′はハイパスフィルター２３に印加される信号１２１
１が零に達する前の時刻ｔ 、 Ｉ及び時刻ｔ、ＩＩに
おいて下降を始め、従って、この実施例ではハイパスフ
ィルター２３のカットオフ周波数が高い周波数から低い
周波数に変化しつつある時に積分器２５及び２６の動作
下限周波数も高い周波数から低い周波数へ変更されるこ
とになる。In this embodiment, the signal (current) I29 applied to the high-pass filter 23 is the same as that shown in FIG. 4, but the signal (current) Is applied to the integrators 25 and 26. ′
and ■s+' are different from those shown in FIG. 4(b) and FIG. 4(C). That is, the signal ■ applied to the integrator 25. ' and the signal I3 applied to the integrator 26
1' is the signal 121 applied to the high-pass filter 23
1 starts to fall at time t, I and time t, II before reaching zero, and therefore, in this embodiment, when the cutoff frequency of the high-pass filter 23 is changing from a high frequency to a low frequency, the integrator 25 and The operating lower limit frequency of No. 26 will also be changed from a higher frequency to a lower frequency.
第１０図及び第１１図は第１図の装置をディジタル方式
に構成する場合の積分器とタイミング回路とに関する実
施例を示したものであり、第１０図は積分器の構成に関
する一実施例を示し、第１１図は第１０図の構成の積分
器２５′及び２６′と該積分器を制御するためのタイミ
ング回路２７′ との接続を示した図、である。10 and 11 show an example of an integrator and a timing circuit when the device of FIG. 1 is configured in a digital manner, and FIG. 10 shows an example of the integrator configuration. 11 is a diagram showing the connection between the integrators 25' and 26' having the configuration shown in FIG. 10 and a timing circuit 27' for controlling the integrators.
ｉｔｏ図は積分器２５′の構成を示し、２５８′はｏｐ
アンプ、ｒ７〜ｒｌｏはＯＰアンプ２５ａ′ と並列に
接続された抵抗、Ｃ４はＯＰアンプ２５ａ′と並列に接
続されたコンデンサ、２５０′及び２５ｄ′並びに２５
ｅ′はアナログスイッチ、ｒｌ＋は抵抗、である。（な
お、積分器２６′の構成も積分器２５′と同じであるか
ら図示を省略する。）アナログスイッチ２５０′及び２５ｄ′並びに２５ｅ′
はタイミング回路２７″から印加される信号ａ −Ｃに
よってオンにされ、該アナログスイッチがオンになった
時にｏＰアンプ２５ａ′と並列に抵抗ｒ７〜ｒ９が没入
されて該積分器２５′の時定数が変更される。The ito diagram shows the configuration of the integrator 25', and 258' is the op
amplifiers, r7 to rlo are resistors connected in parallel with the OP amplifier 25a', C4 is a capacitor connected in parallel with the OP amplifier 25a', 250', 25d' and 25
e' is an analog switch, and rl+ is a resistor. (Note that the configuration of the integrator 26' is the same as that of the integrator 25', so illustration is omitted.) Analog switches 250', 25d', and 25e'
is turned on by the signal a-C applied from the timing circuit 27'', and when the analog switch is turned on, resistors r7 to r9 are inserted in parallel with the oP amplifier 25a' to set the time constant of the integrator 25'. is changed.
第１２図はタイミング回路２７′から積分器２５′及び
２６′の前記アナログスイッチに印加される制御信号ａ
〜Ｃのタイミングを示した図であり、同図から明らかで
あるように制御信号ａは時刻ｔｏから時刻ｔ２になるま
での間、アナログスイッチ２５０′をオンさせ、制御信
号す及びＣは制御信号ａよりも長い時間、アナログスイ
ッチ２５ｄ′及び２５８′をオンさせる。従って、時刻
ｔ。から時刻ｔ２までは積分器２５′の側路抵抗ｒ７〜
ｒ９が抵抗ｒｌｏとともにコンデンサＣ４と並列になる
ので積分器２５′の動作周波数の下限は高くなり、時刻
ｔ２以後は段階的に動作周波数の下限が減少する。FIG. 12 shows the control signal a applied from the timing circuit 27' to the analog switches of the integrators 25' and 26'.
As is clear from the figure, the control signal a turns on the analog switch 250' from time to to time t2, and the control signals A and C are the control signals A and C. Analog switches 25d' and 258' are turned on for a longer time than a. Therefore, time t. From to time t2, the bypass resistance r7 of the integrator 25'
Since r9 and resistor rlo are connected in parallel with capacitor C4, the lower limit of the operating frequency of the integrator 25' becomes high, and after time t2, the lower limit of operating frequency decreases step by step.
本実施例においてもハイパスフィルターとして第３図に
示した構造のものを使用するので、電源投入時及び過大
加速度作動時には前記実施例と同じく、タイミング回路
２７′はハイパスフィルター２３に第４図（ａ）の如き
電流の制御信号を印加する一方、積分器２５′および２
６′には第１図の如き制御信号を印加し、これにより、
第１図の実施例と同じ動作をハイパスフィルターと積分
器２５′及び２６′とに生じさせる。In this embodiment as well, a high-pass filter having the structure shown in FIG. ) while applying a current control signal such as
A control signal as shown in Fig. 1 is applied to 6', and as a result,
The same operation as in the embodiment of FIG. 1 is caused in the high pass filter and integrators 25' and 26'.
第１０図及び第１１図の実施例では積分器のＯＰアンプ
の側路にＣｄＳ等の経年変化の大きい素子を使用しない
ので積分器の経年変化がなくなフて信顆性が向上し、ま
た、ＣｄＳフォトカプラーを使用する場合は実装スペー
スを必要とするのにくらべて第９図及び第１０図の実施
例では実装面積を小さくすることができる。In the embodiments shown in FIGS. 10 and 11, an element that has a large aging effect such as CdS is not used in the side path of the OP amplifier of the integrator, so the integrator does not change over time and the reliability is improved. , CdS photocouplers require a mounting space, but the embodiments shown in FIGS. 9 and 10 can reduce the mounting area.
なお、第１０図において、抵抗ｒ７〜ｒｌｏの代りにＭ
ＯＳＦＥＴを抵抗として使用することもでき、その場合
には積分器を更に小型化することができるとともに消費
電力を低減することができる。In addition, in FIG. 10, M is used instead of the resistors r7 to rlo.
An OSFET can also be used as a resistor, in which case the integrator can be further downsized and power consumption can be reduced.
前記実施例では人力信号のレベルを判定する人力信号レ
ベル判定手段としての過大加速度信号検出器２４を積分
器２５の入力端に設けているが、入力信号レベル判定（
すなわち過大加速度検出）のための手段としては前記実
施例に限定することなく、どこにどのような検出手段を
設けてもよいことは当然である。In the embodiment described above, the excessive acceleration signal detector 24 as a human power signal level determination means for determining the level of the human power signal is provided at the input end of the integrator 25, but the input signal level determination (
In other words, the means for detecting excessive acceleration is not limited to the embodiments described above, and it goes without saying that any kind of detecting means may be provided anywhere.
［発明の効果］以上に説明したように、本発明の振動検出装置は、カッ
トオフ周波数を変化させることのできるハイパスフィル
ターと、積分可能範囲の下限周波数を変化させることの
できる積分器と、該ハイパスフィルター及び該積分器へ
の入力信号が所定範囲にないことを判定する人力信号判
定手段と、該入力信号判定手段によって人力信号が所定
範囲にないことが判定された時に該ハイパスフィルター
のカットオフ周波数及び該積分器の該下限周波数を高い
値から低い値へ変化させる制御手段と、を有しているの
で、電源投入時や過大加速度信号が入力された時にも該
ハイパスフィルターや該積分器が極めて早く安定し、し
かも該ハイパスフィルター及び該積分器が安定する前に
も正確な振動検出を行うことができる。[Effects of the Invention] As explained above, the vibration detection device of the present invention includes a high-pass filter that can change the cutoff frequency, an integrator that can change the lower limit frequency of the integrable range, and a high-pass filter that can change the cutoff frequency. A human signal determining means for determining that the input signal to the high pass filter and the integrator is not within a predetermined range, and a cutoff of the high pass filter when the input signal determining means determines that the human signal is not within the predetermined range. Since it has a control means for changing the frequency and the lower limit frequency of the integrator from a high value to a low value, the high-pass filter and the integrator are controlled even when the power is turned on or an excessive acceleration signal is input. It stabilizes very quickly, and accurate vibration detection can be performed even before the high-pass filter and the integrator stabilize.
第１図はカメラに搭載した本発明の振動検出装置の第１
実施例を示す図、第２図（ａ） 、 （ｂ）は第１図の
装置の一部である積分器に関する一実施例を示した図、
第３図は第１図の装置の一部であるハイパスフィルター
の一実施例を示した図、第４図（ａ）は第１図の装置に
含まれる制御手段から第３図のハイパスフィルターに印
加される信号電流を示した図、第４図 （ｂ）及び（Ｃ
）は該制御手段から第２図の積分器に印加される信号電
流を示した図、第５図（ａ） 、 （ｂ）は該積分器の
動作特性の変化を示した図、第６図（ａ）。（ｂ）は該ハイパスフィルターの動作特性の変化を示し
た図、第７図は第２図及第３図に示したハイパスフィル
ター及び積分器に装備されているフォトカプラー内のＣ
ｄＳの出力抵抗と入力電流との関係を示した図、第８図
は第１図の装置に含まれている入力信号判定手段として
のウィンドーコンパレータの入出力特性図、第９図（ａ
） 、 （ｂ）及び（Ｃ）は第４図の信号電流とは異な
る信号電流の例を示した図、第１０図は第２図とは異る
積分器の実施例を示した図、第１１図は第１０図に示し
た積分器を用いて構成した振動検出装置の一部の概略図
、第１２図は第１０図及び第１１図の構成において制御
手段から第１０図の積分器に印加されるＩＩＪ御信分信
号イミングチャート、第１３図は従来公知の振動検出装
置の概略図、第１４図は第１３図の装置に含まれる積分
器の回路図、第１５図（ａ） 、 （ｂ）は第１３図の
装置における入力信号と第１４図の積分器の前段部分に
おける出力信号とを示した波形図、第１６図は公知の振
動検出装置の他の形式のものを示した図、第１７図は第
１６図の装置に含まれているハイパスフィルターの回路
図、第１８図は第１６図の装置における人力信号と第１
７図のハイパスフィルターの出力信号とを示した波形図
、である。ｌ・・・カメラボディ ２・・・カメラレンズ３ａ
及び３ｂ・・・加速度計 ５・・・差動増幅器６・・
・積分器２１・・・ハイパスフィルター２３・・・ハイパスフィルター２４・・・過大加速度信号検出器２５及び２６・・・積分器２３ｂ及び２５ｂ並びに２６ｂ・・・フォトカプラー２
７・・・タイミング回路第１図第２図（α）（ｂ）増幅率第６図周仮数ｆｔ ｋｇ ｆ第７図入力電Ｈ／ Ｉｎｐｕｔ ｃｕｒｒｅｎｔ（／７？Ａ）出力入力第９図第１５図（ｄ）（ｂ）Figure 1 shows the first vibration detection device of the present invention mounted on a camera.
Figures 2(a) and 2(b) are diagrams showing an example of an integrator which is a part of the apparatus shown in Figure 1;
FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of the high-pass filter that is a part of the device in FIG. 1, and FIG. 4(a) shows how the high-pass filter in FIG. Diagrams showing applied signal currents, Fig. 4 (b) and (C
) is a diagram showing the signal current applied from the control means to the integrator in FIG. 2, FIGS. 5(a) and (b) are diagrams showing changes in the operating characteristics of the integrator, and FIG. (a). (b) is a diagram showing changes in the operating characteristics of the high-pass filter, and FIG. 7 is a diagram showing the change in the operating characteristics of the high-pass filter.
Figure 8 is a diagram showing the relationship between the output resistance of dS and the input current.
), (b) and (C) are diagrams showing an example of a signal current different from the signal current in Figure 4; Figure 10 is a diagram showing an example of an integrator different from that in Figure 2; FIG. 11 is a schematic diagram of a part of a vibration detection device configured using the integrator shown in FIG. IIJ signal timing chart to be applied, FIG. 13 is a schematic diagram of a conventionally known vibration detection device, FIG. 14 is a circuit diagram of an integrator included in the device of FIG. 13, and FIG. 15(a), (b) is a waveform diagram showing the input signal in the device shown in FIG. 13 and the output signal at the front stage of the integrator shown in FIG. 14, and FIG. 16 shows another type of known vibration detection device. 17 is a circuit diagram of the high-pass filter included in the device shown in FIG. 16, and FIG. 18 is a circuit diagram of the high-pass filter included in the device shown in FIG.
7 is a waveform diagram showing the output signal of the high-pass filter in FIG. 7. FIG. l...Camera body 2...Camera lens 3a
and 3b... accelerometer 5... differential amplifier 6...
- Integrator 21... High pass filter 23... High pass filter 24... Excessive acceleration signal detectors 25 and 26... Integrators 23b, 25b and 26b... Photo coupler 2
7... Timing circuit Figure 1 Figure 2 (α) (b) Amplification factor Figure 6 Cycle mantissa ft kg f Figure 7 Input current H/ Input current (/7?A) Output input Figure 9 Figure 15 Figure (d) (b)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62121493AJP2728246B2 (en) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | Blur detection device and signal processing device therefor |
| US07/195,278US5099694A (en) | 1987-05-19 | 1988-05-18 | Vibration detecting apparatus |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62121493AJP2728246B2 (en) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | Blur detection device and signal processing device therefor |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63285424Atrue JPS63285424A (en) | 1988-11-22 |
| JP2728246B2 JP2728246B2 (en) | 1998-03-18 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62121493AExpired - Fee RelatedJP2728246B2 (en) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | Blur detection device and signal processing device therefor |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2728246B2 (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0418835A1 (en) | 1989-09-19 | 1991-03-27 | Kao Corporation | Novel alkaline pullulanase y having alpha-amylase activity, microorganism producing the same, and process for producing the same |
| JPH07253356A (en)* | 1994-03-15 | 1995-10-03 | Kajima Corp | Vibration speed meter |
| JP2013182196A (en)* | 2012-03-02 | 2013-09-12 | Nikon Corp | Shake correction device and optical equipment |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58174928A (en)* | 1982-04-07 | 1983-10-14 | Toshiba Corp | Camera shake detection device |
| JPS60143330A (en)* | 1983-12-29 | 1985-07-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Photography equipment |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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