【発明の詳細な説明】〔概要〕本発明はダブルリッジ導波管が通常１オクタ一ブ以上の
広帯域性がとれることに注目し、厳密な計算によって、
その断面寸法を決定し、アンテナの開口を下限周波数で
四分の一波長以下で１オクタ一ブ以上の動作周波数帯域
を実現し、また、その片端に同軸導波管変換部、開口部
に誘電体を設けた構成とし、同軸の入力端から誘電体を
介しての空間への出力までインピーダンスを整合して良
好な特性を得るとともに、エンドランチャ−型導波管タ
イプの超小形広帯域アンテナとしている。[Detailed Description of the Invention] [Summary] The present invention focuses on the fact that double ridge waveguides usually have a broadband property of one octave or more, and through rigorous calculations,
The cross-sectional dimensions of the antenna were determined, and the antenna aperture was designed to achieve an operating frequency band of more than one octave with a quarter wavelength or less at the lower limit frequency. The impedance is matched from the coaxial input end to the output to the space via the dielectric to obtain good characteristics, and it is an end launcher waveguide type ultra-small wideband antenna. .
本発明はレーダや通信装置等のフェーズド・アレイ・ア
ンテナ・システムに用いられる超小型広帯域アンテナに
関し、特にリッジ導波管アンテナのりフジ部構造を最適
化することにより、小型で且つ広帯域特性を得るように
した超小形広帯域アンテナに関するものである。The present invention relates to an ultra-small wideband antenna used in phased array antenna systems such as radar and communication equipment, and in particular, by optimizing the ridge structure of the ridge waveguide antenna, it is possible to obtain small size and wideband characteristics. The invention relates to an ultra-small wideband antenna.
通常、マイクロ波帯域のレーダや通信装置等のフェーズ
ド・アレイ・アンテナ・システムにおいては、そのアン
テナ素子間の配列ピンチがある程度大きくなると、ビー
ム走査方向の反対側に同レベルの不要ローブが形成され
る。従って、広帯域フェーズド・アレイ・アンテナに用
いられるアンテナ素子は動作周波数帯域の上限周波数で
約０．６波長に限定する必要がある。この欠点を解消す
るために超小形で、且つ広帯域を有するアンテナ素子の
出現が要望されている。Normally, in phased array antenna systems such as radars and communication devices in the microwave band, when the array pinch between the antenna elements becomes large to a certain extent, an unnecessary lobe of the same level is formed on the opposite side of the beam scanning direction. . Therefore, the antenna element used in the wideband phased array antenna must be limited to approximately 0.6 wavelength at the upper limit frequency of the operating frequency band. In order to eliminate this drawback, there is a demand for an antenna element that is ultra-small and has a wide band.
第６図はフェーズド・アレイ・アンテナ・システムのブ
ロック図、第７図はそのアンテナ配置の一例図である。FIG. 6 is a block diagram of a phased array antenna system, and FIG. 7 is an example of its antenna arrangement.
第６図に示すように、フェーズド・アレイ・アンテナ・
システムは、所定の周波数を発振する発振器１と、発振
器１の出力信号を複数回路に分配して出力する分配器２
と、分配された各回路の信号の位相を変える移相器３−
１〜３−ｎと、各移相器の出力信号を外部に送出するア
ンテナ４−１〜４−ｎとより構成されている。As shown in Figure 6, the phased array antenna
The system includes an oscillator 1 that oscillates a predetermined frequency, and a distributor 2 that distributes the output signal of the oscillator 1 to multiple circuits and outputs the signal.
and a phase shifter 3- which changes the phase of the distributed signal of each circuit.
1 to 3-n, and antennas 4-1 to 4-n for transmitting output signals of each phase shifter to the outside.
また、アンテナ４−１〜４−ｎは、第７図に示すように
、例えば、導体板５上にマトリックス状に配置されてい
る。Further, the antennas 4-1 to 4-n are arranged, for example, in a matrix on the conductor plate 5, as shown in FIG.
発振器１で発振した所定周波数の信号は分配器２で複数
回路に分配され、各移相器３−１〜３−ｎに入力する。A signal of a predetermined frequency oscillated by an oscillator 1 is distributed to a plurality of circuits by a distributor 2 and input to each phase shifter 3-1 to 3-n.
各移相器は図示しない位相制御回路によりそれぞれ入力
信号の位相を変化させ、それぞれのアンテナ４−１〜４
−ｎに出力する。Each phase shifter changes the phase of the input signal by a phase control circuit (not shown), and each of the antennas 4-1 to 4
-Output to n.
ここで、各アンテナは第７図の如くマトリ・７クス状に
配設されおり、且つ各アンテナに印加されるＲＦ倍信号
位相を変えることにより３次元のビーム走査を行う。Here, the antennas are arranged in a matrix as shown in FIG. 7, and three-dimensional beam scanning is performed by changing the phase of the RF multiplied signal applied to each antenna.
従来の広帯域アンテナとしては、■ヘリカルアンテナ、
■バイコニカルアンテナ、■スパイラルアンテナ、■対
数周期アンテナなどが挙げられるが、ｌオクターブ以上
の周波数帯域を持ち、且つ下限周波数（ｆＬ） テ開口
が０．５ Ｃ／ｆＩ、 （Ｃは光速）程度の小形に設計
できるのは■スパイラルアンテナであり、上述したフェ
ーズド・アレイ・アンテナの広帯域システムに用いられ
ている例もある。Conventional broadband antennas include ■Helical antenna,
■ Biconical antenna, ■ Spiral antenna, ■ Logarithmically periodic antenna, etc. are examples, but they have a frequency band of 1 octave or more, and the lower limit frequency (fL) Te aperture is about 0.5 C/fI, (C is the speed of light). The spiral antenna can be designed to be as compact as possible, and there are examples of it being used in the wideband system of the phased array antenna mentioned above.
上記のスパイラルアンテナは、原理的にビーム幅が７０
°〜８０°と比較的に狭くビームを広域に走査できない
。また定在波比（ＶＳＷＲ）特性も全帯域を通して良好
とはいえない。さらに偏波面は円偏波であり、ビーム幅
以外の方向での軸比特性は極めて不安定であるといった
欠点がある。The above spiral antenna has a beam width of 70 mm in principle.
The beam is relatively narrow (° to 80°) and cannot scan a wide area. Furthermore, the standing wave ratio (VSWR) characteristics cannot be said to be good throughout the entire band. Furthermore, the plane of polarization is circularly polarized, and the axial ratio characteristics in directions other than the beam width are extremely unstable.
本発明はこのような点に鑑みて創作されたもので、小型
で、しかも給電部がアンテナ軸方向にあるエンドランチ
ャ−型であり、また、ｌオクターブ以上の周波数帯域で
良好なＶＳＷＲ特性と交差偏波特性を有し、安定したパ
ターンが得られる超小形広帯域アンテナを提供すること
を目的としている。The present invention was created in view of these points, and is a compact, end-launcher type in which the feeding part is in the antenna axis direction, and also has good VSWR characteristics and crossover characteristics in a frequency band of 1 octave or more. The purpose of this invention is to provide an ultra-small wideband antenna that has polarization characteristics and can provide a stable pattern.
第１図ｆａｎ、 （ｂｌは本発明の超小形広帯域アンテ
ナの原理断面図であり、図（ａｌ中６は同軸コネクタ、
７は同軸コネクタ芯（エアーライン）、８はステンプト
ランスフオーマ、９はダブルリ・７ジ、１０は誘電体で
ある。FIG.
7 is a coaxial connector core (air line), 8 is a stamp transformer, 9 is a double rigid 7, and 10 is a dielectric.
第１図（ａ）に示すように、同軸／導波管変換部１１は
給電用同軸コネクタ６をアンテナの軸の中心に位置させ
るため、シングルリッジ１２とステンプトランスフォー
マ８とから成るインピーダンス整合のためのバラン回路
で構成し、徐々にダブルリッジ構造としてダブルリッジ
導波管部１３を形成し、インピーダンス整合をとってい
る。また、空間とのインピーダンス整合は開口部１４に
誘電体１０を装着した構成としている。As shown in FIG. 1(a), the coaxial/waveguide converter 11 uses an impedance matching system consisting of a single ridge 12 and a stamp transformer 8 in order to position the feeding coaxial connector 6 at the center of the antenna axis. The double ridge waveguide section 13 is gradually formed into a double ridge structure to achieve impedance matching. Further, impedance matching with space is achieved by attaching a dielectric 10 to the opening 14.
本発明によるダブルリッジ導波管方式では、動作周波数
外に遮断周波数がくるよう第１図（ｂｌに示す導波管帯
域断面を厳密に計算し、且つ同軸コネクタ６のインピー
ダンス（５０Ω）と空間のインピーダンス（１２０πΩ
）に可能な限り整合させるため、シングルリッジ１２に
はステンブトランスフォーマ８を設けて同軸コネクタ６
とダブルリッジ９間のインピーダンス整合を、またダブ
ルリッジ９と空間とのインピーダンス整合は開口部１４
に設けられた誘電体１０の＄Ａ層量等を調整して行なう
。In the double ridge waveguide method according to the present invention, the cross section of the waveguide band shown in FIG. Impedance (120πΩ
), a stent transformer 8 is provided on the single ridge 12 to align the coaxial connector 6 as much as possible.
The impedance matching between the double ridge 9 and the double ridge 9 and the impedance matching between the double ridge 9 and the space are performed using the opening 14.
This is done by adjusting the amount of the $A layer of the dielectric 10 provided in the.
本発明によれば、ダブルリッジ導波管の断面を厳密に規
定することによって１オクタ一ブ以上の動作周波数が確
保されるとともに、下限周波数で四分の一波長以下の開
口直径が実現される。また、信号が給電される同軸コネ
クタから信号が送出される開口部までのインピーダンス
整合をとることにより、全帯域にわたって良好なＶＳＷ
’Ｒ特性を得ている。According to the present invention, by strictly defining the cross section of the double ridge waveguide, an operating frequency of one octave or more is secured, and an aperture diameter of one-quarter wavelength or less is realized at the lower limit frequency. . In addition, by matching the impedance from the coaxial connector where the signal is fed to the aperture where the signal is sent out, good VSW is achieved over the entire band.
'R characteristic has been obtained.
第２図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）は本発明の一実施例
の超小形広帯域アンテナの側断面、Ｂ−Ｂ’断面図、Ｃ
−Ｃ′断面図をそれぞれ示しており、第４〜５図は一実
施例の特性図を示している。なお、各図に示す寸法の単
位はｍｍである。Figures 2 (a), (b), and (c) are side cross-sectional views, BB' cross-sectional views, and C
-C' sectional views are shown, and FIGS. 4 and 5 show characteristic diagrams of one embodiment. Note that the units of dimensions shown in each figure are mm.
本実施例では、開口直径の外寸が１０ｍｍ、内寸が９ｍ
ｍ（第２図ｆｂ１図参照）で、周波数帯域が８ＧＨｚ〜
１８ＧＨｚの帯域を有する超小形広帯域アンテナの実施
例である。In this example, the outer diameter of the opening is 10 mm and the inner diameter is 9 m.
m (see Figure 2 fb1), and the frequency band is 8 GHz ~
This is an example of an ultra-small wideband antenna having a band of 18 GHz.
第２図＋ａＪ中、同軸コネクタ６と同軸コネクタ芯（エ
アーライン）７とシングルリッジ１２とで構成される同
軸／導波管変換部１１は入力インピーダンス５０Ωを急
激に変化させることな（、良好なＶＳＷＲを確保し、且
つアンテナの中央に給電用コネクタを配置できるように
、第２図（Ｃｌのｃ−ｃ ’断面図のごとく電界壁を非
対称として主要モード（ハイブリッドＴＥＩＯモード）
の遮断周波数を６．６Ｇ ｆｉｚとし、下限動作周波数
８ Ｇ Ｉｌｚより充分低く設定して寸法を決定し、記
載の寸法としている。なお、高次モードＴＥ２０の遮断
周波数は約３３ＧＨｚと計算され、以上の計算結果より
ｃ−ｃ’断面図に記載の寸法を得ている。In Fig. 2+aJ, the coaxial/waveguide converter 11 composed of the coaxial connector 6, the coaxial connector core (air line) 7, and the single ridge 12 has a good In order to ensure VSWR and place the power supply connector in the center of the antenna, the electric field wall is made asymmetrical as shown in Figure 2 (C-C' cross section of Cl), and the main mode (hybrid TEIO mode) is set.
The dimensions are determined by setting the cutoff frequency to 6.6G fiz, which is sufficiently lower than the lower limit operating frequency of 8G Ilz, and the dimensions are as described. Note that the cutoff frequency of the higher-order mode TE20 is calculated to be approximately 33 GHz, and the dimensions shown in the cc' cross-sectional view are obtained from the above calculation results.
次に、開口部１４につながる第２図０））のＢ−Ｂ ’
断面は開口部を対称形とするため、ダブルリッジ構造と
し、前述のシングルリッジ部から徐々にテーパリング１
５を施している。第２図（ｂ）のＢ−Ｂ’断面図に記載
の寸法によるＴＥＩＯおよびＴＥ２０モードによる遮断
周波数は各々６．６ Ｇ１１ｚと４５ＧＨｚであり、帯
域周波数（８〜１８ＧＨｚ）のモードはハイブリッドＴ
ＥＩＯモードのみとなる。また、Ｂ−８’断面での導波
管伝送インピーダンスは８ＧＨｚ、１８Ｇ Ｈｚで各々
１３０Ω、７８Ωである。Next, B-B' in FIG. 2 0)) leading to the opening 14
In order to make the opening symmetrical, the cross section has a double ridge structure, and gradually tapers 1 from the single ridge mentioned above.
5 has been applied. The cut-off frequencies for the TEIO and TE20 modes according to the dimensions shown in the BB' cross-sectional view of Fig. 2(b) are 6.6 G11z and 45 GHz, respectively, and the mode for the band frequency (8 to 18 GHz) is the hybrid T
Only EIO mode is available. Further, the waveguide transmission impedance at the B-8' cross section is 130Ω and 78Ω at 8 GHz and 18 GHz, respectively.
従って、空間のインピーダンス１２０ πΩ（３７７Ω
）と整合をとるために開口部１４に誘電体１ｏを設け、
誘電体１０の積層量を調整してその厚さを１０ｍｍに設
定してインピーダンス整合を行なっている。Therefore, the spatial impedance is 120 πΩ (377Ω
), a dielectric material 1o is provided in the opening 14 in order to align with the
Impedance matching is performed by adjusting the amount of laminated dielectric material 10 and setting its thickness to 10 mm.
以上の構造による一実施例のアンテナを実測した結果、
第３図から第５図に示す特性が得られた。As a result of actually measuring the antenna of one example with the above structure,
The characteristics shown in FIGS. 3 to 5 were obtained.
第３図はＶＳＷＲ，利得、ビーム幅の特性図、第４図は
周波数がＰＬのときの放射パターン特性図、第５図は周
波数が２．３ｆＬのときの放射パターン特性図をそれぞ
れ示している。Figure 3 shows the characteristics of VSWR, gain, and beam width, Figure 4 shows the radiation pattern characteristics when the frequency is PL, and Figure 5 shows the radiation pattern characteristics when the frequency is 2.3 fL. .
第３図に示すように、ＶＳＷＲ・・・・・・・２：１以下アンテナゲイン・・２ｄｂｉ以上（ｍａｘ ７ ｄｂｉ
）２ｄｂｉ ８ＧＨｚ７ ｄｂｉ １８ Ｇ ｔｌｚまた、第４図の下限周波数および第５図の上限周波数に
おけるパターン特性に示すように、ビーム幅（Ｅ面）・
・・７０°〜１６０゜ビーム幅（Ｅ面）・・・６０°〜
１３０゜となる。As shown in Figure 3, VSWR: 2:1 or less Antenna gain: 2 dbi or more (max. 7 dbi
) 2 dbi 8 GHz 7 dbi 18 G tlz Also, as shown in the pattern characteristics at the lower limit frequency in Fig. 4 and the upper limit frequency in Fig. 5, the beam width (E plane)
...70°~160° Beam width (E plane)...60°~
It becomes 130°.
さらに、第４．５図より、交差偏波特性は一２０ｄｂ以
下となることがわかる。Further, from FIG. 4.5, it can be seen that the cross-polarization characteristic is -20 db or less.
以上説明したように本発明によれば、小形で、且つ１オ
クターブの広帯域周波数にわたって良好なＶＳＷＲおよ
び交差偏波特性を有するエンドランチャ−型導波管アン
テナが得られ、配列性と耐電力性にすぐれているため、
広帯域フェーズド・アレイ・アンテナ・システムに在勤
に利用できる。As explained above, according to the present invention, it is possible to obtain an end-launcher type waveguide antenna that is small and has good VSWR and cross-polarization characteristics over one octave broadband frequency, and has good arrangement and power durability. Because it is excellent in
Available for use in broadband phased array antenna systems.
第１図は本発明の超小形広帯域アンテナの原理断面図、第２図は一実施例の超小形広帯域アンテナの断第６図は
フェーズド・アレイ・アンテナ・システムのブロック図
、第７図は第６図のアンテナ配置別図である。図において、１は発振器、２は分配器、３−１〜３−
ｎは移相器、４−１〜４−ｎはアンテナ、５は導体板、
６は同軸コネクタ、７は同軸コネクタ芯（エアーライン
）、８はステップトランスフォーマ、９はダブルリッジ
、１０は誘電体、１１は同軸／導波管変換部、１２はシ
ングルリ・ノジ、１３はダブルリッジ導波管部、１４は
開口部、１５はテーパリングである。第１図＜ｂ） （Ｃ）（Ｑｌ−τ赳例、、８／ｌ、刑７：亭を戟゛アンナた畔面図第
２図一尖旋（列のＶＳＷＲ，利疼 ヒー乙方だ＃＋主Ｇ］第
３図一突＊ｔｒＪ、ｈ ＊ｆｔｎｙｙ−＞ａｔｒ；ｓｐｔ＋
ｔ−ｙｐｎｒｖ第４図一少一桐シ？Ｊ−友之ｔすへ６ターン（馴よ茅ｔ ２．
３ｋ ）オ寺イ１ａ丁第５図７τ−ス”Ｌ、了１イ、了シテ九システム図７”Ｏソ７
ｍ第６図Fig. 1 is a cross-sectional view of the principle of the ultra-small wideband antenna of the present invention, Fig. 2 is a cross-sectional view of the ultra-small wideband antenna of one embodiment, Fig. 6 is a block diagram of a phased array antenna system, and Fig. 7 is a cross-sectional view of the ultra-small wideband antenna of the present invention. FIG. 6 is another diagram of the antenna arrangement in FIG. 6; In the figure, 1 is an oscillator, 2 is a distributor, 3-1 to 3-
n is a phase shifter, 4-1 to 4-n are antennas, 5 is a conductor plate,
6 is a coaxial connector, 7 is a coaxial connector core (air line), 8 is a step transformer, 9 is a double ridge, 10 is a dielectric, 11 is a coaxial/waveguide converter, 12 is a single renoge, 13 is a double In the ridge waveguide section, 14 is an opening, and 15 is a tapering. Figure 1 <b) (C) (Ql -τ Example, 8/l, Punishment 7: A side view of a bower + Main G] Fig. 3 one hit *trJ, h *ftnyy->atr; spt+
t-ypnrv Figure 4 Ichigo Ichigiri? J-Tomoyuki tsuhe 6 turns (Namiyo Kaya t 2.
3k) Oteri 1a-cho 5th figure 7τ-su"L, ryo1i, ryoshite9 system diagram 7"Oso7
mFigure 6
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62019517AJPH0618287B2 (en) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | Ultra-small broadband antenna |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62019517AJPH0618287B2 (en) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | Ultra-small broadband antenna |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63187707Atrue JPS63187707A (en) | 1988-08-03 |
| JPH0618287B2 JPH0618287B2 (en) | 1994-03-09 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62019517AExpired - Fee RelatedJPH0618287B2 (en) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | Ultra-small broadband antenna |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618287B2 (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0456403A (en)* | 1990-06-25 | 1992-02-24 | Fujitsu Ltd | Small sized antenna system |
| US5670918A (en)* | 1994-11-21 | 1997-09-23 | Nec Corporation | Waveguide matching circuit having both capacitive susceptance regulating means and inductive materials |
| JP2011035327A (en)* | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Vacuum processing apparatus |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9118098B2 (en) | 2011-01-25 | 2015-08-25 | Nec Corporation | Coaxial waveguide converter and ridge waveguide |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3458862A (en)* | 1966-08-08 | 1969-07-29 | Esl Inc | Quadruply ridged waveguide and horn antenna |
| US3555553A (en)* | 1969-01-31 | 1971-01-12 | Us Navy | Coaxial-line to waveguide transition for horn antenna |
| JPS4914375A (en)* | 1972-06-02 | 1974-02-07 | ||
| JPS5645446A (en)* | 1979-09-07 | 1981-04-25 | Hoechst Ag | Quarternery ester of hydroxyalkylamidoamine* its manufacture and its use as fiber material softening agent |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3458862A (en)* | 1966-08-08 | 1969-07-29 | Esl Inc | Quadruply ridged waveguide and horn antenna |
| US3555553A (en)* | 1969-01-31 | 1971-01-12 | Us Navy | Coaxial-line to waveguide transition for horn antenna |
| JPS4914375A (en)* | 1972-06-02 | 1974-02-07 | ||
| JPS5645446A (en)* | 1979-09-07 | 1981-04-25 | Hoechst Ag | Quarternery ester of hydroxyalkylamidoamine* its manufacture and its use as fiber material softening agent |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0456403A (en)* | 1990-06-25 | 1992-02-24 | Fujitsu Ltd | Small sized antenna system |
| US5670918A (en)* | 1994-11-21 | 1997-09-23 | Nec Corporation | Waveguide matching circuit having both capacitive susceptance regulating means and inductive materials |
| US5708401A (en)* | 1994-11-21 | 1998-01-13 | Nec Corporation | Waveguide coaxial converter including susceptance matching means |
| JP2011035327A (en)* | 2009-08-05 | 2011-02-17 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Vacuum processing apparatus |
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0618287B2 (en) | 1994-03-09 |
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7369095B2 (en) | Source-antennas for transmitting/receiving electromagnetic waves | |
| JP4440266B2 (en) | Broadband phased array radiator | |
| US5070340A (en) | Broadband microstrip-fed antenna | |
| US8537068B2 (en) | Method and apparatus for tri-band feed with pseudo-monopulse tracking | |
| US4839663A (en) | Dual polarized slot-dipole radiating element | |
| JP4128686B2 (en) | Planar antenna | |
| US4041499A (en) | Coaxial waveguide antenna | |
| US4316194A (en) | Hemispherical coverage microstrip antenna | |
| US20060038732A1 (en) | Broadband dual polarized slotline feed circuit | |
| KR101927708B1 (en) | Microstrip Balun-fed four-arm Sinuous Antenna | |
| US4972199A (en) | Low cross-polarization radiator of circularly polarized radiation | |
| KR20070077464A (en) | Circular Waveguide Antennas and Circular Waveguide Array Antennas | |
| CN112993578B (en) | Polarization coding phased array amplitude limiting antenna | |
| US6653984B2 (en) | Electronically scanned dielectric covered continuous slot antenna conformal to the cone for dual mode seeker | |
| US9431715B1 (en) | Compact wide band, flared horn antenna with launchers for generating circular polarized sum and difference patterns | |
| JP2000505991A (en) | Antenna feeding architecture for use with a continuous transverse stub antenna array | |
| CN113594680A (en) | Circular polarization octave ultra-wideband antenna unit and array | |
| Morgan | Spiral antennas for ESM | |
| JPH1197915A (en) | Phase array antenna | |
| US6320552B1 (en) | Antenna with polarization converting auger director | |
| JPS63187707A (en) | Ultra-compact wideband antenna | |
| KR101001715B1 (en) | Multimode Monopulse Feeder for Tracking Radar Monopulse Antenna | |
| JP3188174B2 (en) | Folded waveguide | |
| Tcheg et al. | A new broadband antenna of high gain: the double Cornu-spiral antenna | |
| USH1877H (en) | Polarization diverse phase dispersionless broadband antenna |
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |