【考案の詳細な説明】 本考案は、テレビジヨン信号の受信や、データ
伝送時に問題となる不要信号を除去するのに適用
される妨害波除去装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an interference wave removal device that is applied to remove unnecessary signals that cause problems during television signal reception and data transmission.
本考案は、装置の構成の簡略化を図り、実用に
供して好適な妨害波除去装置の実現を目的とする
ものである。 The present invention aims to simplify the configuration of the device and to realize an interference wave removal device suitable for practical use.
テレビジヨン信号の受信に関して、不要信号
は、ゴーストを生じさせることは良く知られてい
る。以下の説明では、不要信号もゴーストと呼ぶ
ことにする。ゴーストを除去するためには、受信
信号中に含まれるゴーストの検出が必要とされ
る。ゴーストは、ビデオ信号の波形の歪から検出
される。このため、標準テレビジヨン信号に含ま
れており、然もできる限り長い期間一定の波形か
らゴーストが検出される。多くの場合、第１図に
示すように垂直同期信号の前縁VEの前後の区間
の波形ひずみからゴーストが検出される。つま
り、等化パルスから前縁VE迄の29.39〔μｓ〕と
前縁VEから垂直切れ込み迄の27.32〔μｓ〕の間
には信号がなく、この前縁VEは、ステツプ応答
である。ゴーストには、先行ゴースト及び遅延ゴ
ーストの２種類がある。一例として、遅延時間が
τ（但し、τ＜27.32〔μｓ〕で位相差（＝45
゜）の単一の遅延ゴーストが含まれているときの
ビデオ信号の波形は、第２図Ａに示すものとな
る。位相差は、高周波段での映像搬送角周波数
をωcとしたときに、（ωcτ）で定められるもの
で、位相差によつて波形のみずみは、種々のも
のとなる。第２図Ａに示す波形を微分して極性反
転することにより第２図Ｂに示す微分波形が得ら
れる。垂直同期信号の前縁VEと対応する大レベ
ルの微分波形を除く微分波形は、ゴーストのイン
パルス応答と近似的にみなせるので、かかるイン
パルス応答をトランスバーサルフイルタにより実
現すれば、ゴーストに模擬された打消用信号をト
ランスバーサルフイルタから発生させることがで
きる。 It is well known that in the reception of television signals, unwanted signals cause ghosting. In the following explanation, unnecessary signals will also be referred to as ghosts. To remove ghosts, detection of ghosts contained in the received signal is required. Ghosts are detected from waveform distortion of the video signal. For this reason, ghosts are detected from waveforms that are included in standard television signals and remain constant for as long as possible. In many cases, ghosts are detected from waveform distortion in the sections before and after the leading edge VE of the vertical synchronization signal, as shown in FIG. In other words, there is no signal between 29.39 [μs] from the equalization pulse to the leading edge VE and 27.32 [μs] from the leading edge VE to the vertical notch, and this leading edge VE is a step response. There are two types of ghosts: advance ghosts and delayed ghosts. As an example, when the delay time is τ (however, τ < 27.32 [μs] and the phase difference is = 45
The waveform of the video signal when a single delay ghost of .degree.) is included is as shown in FIG. 2A. The phase difference is determined by (ωc τ), where ωc is the video carrier angular frequency at the high-frequency stage, and the waveform curves vary depending on the phase difference. By differentiating the waveform shown in FIG. 2A and inverting the polarity, the differential waveform shown in FIG. 2B is obtained. The differential waveforms excluding the large-level differential waveform corresponding to the leading edge VE of the vertical synchronization signal can be approximately regarded as the impulse response of a ghost, so if such an impulse response is realized by a transversal filter, the ghost imitation can be canceled. A transversal filter can generate a signal for use.
第３図に上述の原理によるゴースト除去装置の
一例が示される。第３図において、１はチユー
ナ、２は映像中間周波増幅器、３は同期検波形の
映像検波回路、４は同期検波のためのキヤリアを
抜取るキヤリア抜取回路である。映像検波回路３
からのビデオ信号がゴースト除去装置の入力端子
５に供給される。この入力端子５には、合成器６
が接続され、後述のようにして形成された打消用
信号と合成され、その出力端子７には、ゴースト
が除去されたビデオ信号が現れる。この出力端子
７に図示せずも映像増幅器等を介してブラウン管
が接続される。 FIG. 3 shows an example of a ghost removal device based on the above-mentioned principle. In FIG. 3, 1 is a tuner, 2 is a video intermediate frequency amplifier, 3 is a synchronous detection type video detection circuit, and 4 is a carrier extraction circuit for extracting a carrier for synchronous detection. Video detection circuit 3
The video signal from is fed to the input terminal 5 of the ghost removal device. This input terminal 5 has a synthesizer 6
is connected and combined with a cancellation signal formed as described below, and a video signal from which ghosts have been removed appears at its output terminal 7. A cathode ray tube (not shown) is connected to this output terminal 7 via a video amplifier or the like.
合成器６の出力に現れるビデオ信号が遅延回路
８に供給される。遅延ゴーストの除去を考慮して
いる場合、サンプリング周期Δτ（例えば100
〔ns〕）の間隔でＮ個（例えば270個）のタツプが
遅延回路８から導出されており、各タツプに現れ
るＮ個の信号が利得制御回路の構成の乗算器９１
〜９Nに供給される。乗算器９１〜９Nの出力が加
算器１０に供給され、この加算器１０からゴース
トに模擬された打消用信号が発生し、この打消用
信号が合成器６に供給されることでビデオ信号中
のゴーストが除去される。 The video signal appearing at the output of the synthesizer 6 is fed to a delay circuit 8. If delay ghost removal is considered, the sampling period Δτ (e.g. 100
N taps (for example, 270 taps) are derived from the delay circuit 8 at intervals of [ns]), and the N signals appearing at each tap are sent to the multiplier91 , which constitutes a gain control circuit.
~9N is supplied. The outputs of the multipliers91 to9N are supplied to an adder 10, which generates a cancellation signal simulated by a ghost, and this cancellation signal is supplied to the synthesizer 6, thereby converting the video signal into a video signal. The ghost inside is removed.
乗算器９１〜９Nに対するＮ個の重みづけ係数
は、重みづけ係数記憶回路１１から発生する。微
分回路１２に対して合成器６の出力に現れるビデ
オ信号が供給され、その微分出力がデマルチプレ
クサ１３に供給される。デマルチプレクサ１３
は、遅延回路８と同様にサンプリング周期Δτの
間隔で導出されたＮ個のタツプを有し、各タツプ
の出力が記憶回路１１に供給される。記憶回路１
１には、垂直同期信号の前縁VEから後の約27
〔μｓ〕の期間の微分波形がデマルチプレクサ１
３に供給され終わつたタイミングで短時間だけオ
ンとなるゲート回路を介して重みづけ係数が供給
される。この場合、前縁VEと対応する微分波形
は、ビデオ信号そのものであるので、デマルチプ
レクサ１３からは発生しないようにされている。
また、ゴーストの微分波形は、厳密には、ゴース
トのインパルス応答と一致しないために、消し残
りがでる。したがつて１フイールドに１回なされ
るゴーストの検出動作は、反復して行なわれ、記
憶回路１１には、反復動作で繰り返し生じるデマ
ルチプレクサ１３の出力が累算されて貯えられ
る。 N weighting coefficients for the multipliers 91 to 9N are generated from the weighting coefficient storage circuit 11 . A differentiating circuit 12 is supplied with the video signal appearing at the output of the synthesizer 6, and its differentiated output is supplied to a demultiplexer 13. Demultiplexer 13
Like the delay circuit 8, it has N taps derived at intervals of the sampling period Δτ, and the output of each tap is supplied to the storage circuit 11. Memory circuit 1
1, approximately 27 seconds after the leading edge VE of the vertical synchronization signal.
The differential waveform of the period [μs] is the demultiplexer 1.
The weighting coefficients are supplied via a gate circuit that is turned on for a short time at the timing when the weighting coefficients are finished being supplied to the third circuit. In this case, the differential waveform corresponding to the leading edge VE is the video signal itself, so it is prevented from being generated from the demultiplexer 13.
Further, since the differential waveform of the ghost does not strictly match the impulse response of the ghost, unerased portions appear. Therefore, the ghost detection operation, which is performed once per field, is performed repeatedly, and the outputs of the demultiplexer 13 that are repeatedly generated in the repeated operations are accumulated and stored in the memory circuit 11.
上述せるゴースト除去装置は、比較的高価な乗
算器９１〜９NをＮ個必要とするので、装置全体
の価格も高くなる問題点があつた。 The above-mentioned ghost removal device requires N relatively expensive multipliers 91 to 9N , so there is a problem that the price of the entire device becomes high.
ところで、実際にテレビジヨン電波を受信する
場合、ゴーストの遅延時間τは、送信箇所が１箇
所であるときには、受信機の設置される場所に応
じてある値に定まり、受信チヤネルの相違は、映
像搬送周波数の相違による位相差の違い即ち波
形ひずみの違いをもたらす。また、近年の高層ビ
ルによるゴーストは、高々１個或いは２個のもの
である。例えば遅延時間τが数μｓ以内のゴース
トが存在している場合に対して第３図に示すゴー
スト除去装置を用いたとすると、遅延回路８の
270個のタツプの出力のうちで数十個程度のタツ
プの出力に対して所定の重みづけ係数が乗じら
れ、他の200個程度のタツプの出力に対する重み
づけ係数は、零であり、この200個程度のタツプ
と接続された乗算器が無意味なものとなり、頗る
無駄である。 By the way, when actually receiving television radio waves, the ghost delay time τ is determined to a certain value depending on the location where the receiver is installed when there is only one transmitting location. A difference in carrier frequency results in a difference in phase difference, that is, a difference in waveform distortion. Furthermore, in recent years, there are at most one or two ghosts caused by high-rise buildings. For example, if the ghost removal device shown in FIG. 3 is used when there is a ghost with a delay time τ of several μs or less,
The outputs of about a few dozen of the 270 taps are multiplied by a predetermined weighting coefficient, and the weighting coefficient for the outputs of the other 200 taps is zero. Multipliers connected to a few taps become meaningless and a huge waste.
本考案は、上述のように、受信機が設置される
場所において除去すべき不要信号の遅延時間が異
なることを考慮し、除去すべき不要信号に応じて
必要なだけの遅延回路、乗算器、デマルチプレク
サ、重みづけ係数記憶回路、加算器を設ければ良
い妨害波除去装置を提供せんとするものである。 As mentioned above, the present invention takes into consideration that the delay time of unnecessary signals to be removed differs depending on the location where the receiver is installed, and uses the necessary delay circuits, multipliers, It is an object of the present invention to provide an interference wave removal device that only requires a demultiplexer, a weighting coefficient storage circuit, and an adder.
以下、本考案の一実施例について第４図を参照
して説明する。合成器６の出力側と微分回路１２
の出力側との間に任意の個数（ｉ個）の回路ブロ
ツク１４１，１４２…１４iが縦続接続される。
各回路ブロツクは、ビデオ信号の入力端t11，t21
…ｔi1とその出力端t12，t22，…ｔi2と微分波形の
入力端t13，t23，…ｔi3とその出力端t14，t24，…
ｔi4と打消用信号の出力端t15，t25，…ｔi5とを
夫々有しており、出力端t15，t25，…ｔi5に現れる
打消用信号が加算器１０により加算されて合成器
６に供給される。これら端子は、プラグ及びジヤ
ツクによるなど容易に相互間で接続されるように
なされている。回路ブロツク１４１は、第５図に
示すように構成されている。サンプリング周期Δ
τの間隔でｎ個のタツプが導出された遅延回路８
１の入力端がビデオ信号の入力端子t11と接続さ
れ、その出力端子がビデオ信号の出力端子t12と
して導出される。また、遅延回路８１のｎ個のタ
ツプに対して乗算器９１〜９oが接続される。乗
算器９１〜９oの出力が加算器１０１に供給さ
れ、加算器１０１の出力が現れる出力端子t15に
この回路ブロツク１４１により形成された打消用
信号が得られる。微分波形の入力端子t13は、デ
マルチプレクサ１３１の入力端子と接続され、デ
マルチプレクサ１３１の出力端子が微分波形の出
力端子t14として導出されている。デマルチプレ
クサ１３１は、サンプリング周期Δτの間隔で導
出されたｎ個のタツプを有し、各タツプの出力が
重みづけ係数記憶回路１１１に供給されるように
なされている。他の回路ブロツク１４２…１４i
も第５図と同様の構成とされている。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. Output side of synthesizer 6 and differentiation circuit 12
An arbitrary number (i) of circuit blocks 141 , 142 . . . 14i are connected in cascade between the output side of the circuit and
Each circuit block has video signal input terminals t11 , t21
...ti1 and its output terminals t12 , t22 , ... ti2 and the differential waveform input terminals t13 , t23 , ... ti3 and its output terminals t14 , t24 , ...
ti4 and output terminals t15 ,t25 , . . . ti5 for cancellation signals, respectively, and the cancellation signals appearing at the output terminals t15 , t25 , . It is supplied to a combiner 6. These terminals are adapted to be easily connected to each other, such as by plugs and jacks. The circuit block141 is constructed as shown in FIG. Sampling period Δ
Delay circuit 8 in which n taps are derived at intervals of τ
1 is connected to the video signal input terminalt11 , and its output terminal is led out as the video signal output terminalt12 . Furthermore, multipliers 91 to 9o are connected to the n taps of the delay circuit 81 . The outputs of the multipliers91 to9o are supplied to the adder101 , and the cancellation signal formed by this circuit block141 is obtained at the output terminalt15 where the output of the adder101 appears. The input terminal t13 of the differential waveform is connected to the input terminal of the demultiplexer 131 , and the output terminal of the demultiplexer 131 is derived as the output terminal t14 of the differential waveform. The demultiplexer131 has n taps derived at intervals of the sampling period Δτ, and the output of each tap is supplied to the weighting coefficient storage circuit111 . Other circuit blocks 142 ...14i
The configuration is also similar to that shown in FIG.
垂直同期信号の前縁VEのやや後から27〔μ
ｓ〕の期間をゴースト検出区間としている場合、
100〔ns〕にサンプリング周期を選ぶと（Ｎ＝
270個）のサンプリング点が存在する。上述の一
実施例における回路ブロツク１４１，１４２…１
４iの夫々において（ｎ＝30個）のサンプリング
を分担するようにすれば、検出区間は、夫々が３
〔μｓ〕の長さのT1〜T9の９個に分割されること
になる。 27 [μ] slightly after the leading edge VE of the vertical synchronization signal
s] as the ghost detection interval,
If we choose the sampling period to 100 [ns] (N=
There are 270 sampling points. Circuit blocks 141 , 142 . . . 1 in the above embodiment
If sampling is divided into (n = 30 pieces) in each of 4i , the detection interval will be 3
It is divided into nine pieces T1 toT 9 each having a length of [μs].
一例として第６図Ａに示すように遅延時間τ１
の（＝０゜）のゴーストと遅延時間τ２の（
＝90゜）のゴーストとの２つのゴーストがビデオ
信号中に含まれていると、同図Ｂに示す微分波形
が微分回路１２から発生する。（τ１≒４〔μ
ｓ〕，τ２≒11〔μｓ〕）のときには、T5以降の
検出区間には、ゴーストが存在しなくなる。した
がつてこのようなゴーストを除去するには、合成
器６の出力端子と微分回路１２の出力端子との間
に４個の回路ブロツク１４１，１４２，１４３，
１４４を接続すれば良い。 As an example, as shown in FIG. 6A, the delay time τ1
The ghost of (=0°) and the delay time τ2 of (
When two ghosts, one at 90°) and the other at 90°) are included in the video signal, the differential waveform shown in FIG. (τ1 ≒4 [μ
s], τ2 ≈11 [μs]), no ghost exists in the detection section after T5 . Therefore, in order to remove such ghosts, four circuit blocks 141 , 142 , 143 ,
144 should be connected.
また、回路ブロツクとして、第７図に示すよう
に分割された検出区間（３〔μｓ〕）に等しい遅
延量を有する遅延回路８i′及び１３i′を備え、遅
延回路８i′の入力端の夫々にビデオ信号の入力端
子ｔi1′及びｔi2′が接続され、遅延回路１３i′の入
力端の夫々に微分波形の入力端子ｔi3′及び出力
端子ｔi4′が接続された回路ブロツク１４i′を第５
図に示すような回路ブロツクと併用するようにし
ても良い。回路ブロツク１４i′は、ダミーとして
の機能をもち、打消用信号を形成することはでき
ない。 Further, as a circuit block, delay circuits 8i ′ and 13i ′ having a delay amount equal to the divided detection interval (3 [μs]) are provided as shown in FIG. 7, and the input terminal of the delay circuit 8i ′ A circuit block in which video signal input terminals ti1 ′ and ti2 ′ are connected to each of the input terminals of the delay circuit 13i ′, and an input terminal ti3 ′ and an output terminal ti4 ′ of the differential waveform are connected to the input terminals of the delay circuit 13 i ′, respectively. 14i ′ as the fifth
It may also be used in conjunction with a circuit block as shown in the figure. The circuit block 14i ' has a dummy function and cannot form a canceling signal.
第８図Ａに示すように例えば（＝90゜）でか
なり大きな遅延時間（τ３≒20〔μｓ〕）の１個
のゴーストが存在しており、同図Ｂに示すような
微分波形が微分回路１２から現れる場合には、検
出区間T1〜T6に対応する６個の回路ブロツクと
して第７図に示すようなダミー用の回路ブロツク
を接続すれば良い。ダミー用の回路ブロツク１４
i′は、重みづけのための構成を何等有しないの
で、本来の回路ブロツクに比してより簡単でした
がつてより安価なものであり、遅延時間が大きい
ゴーストを除去する場合に用いて好適である。 As shown in Figure 8A, for example, there is one ghost with a fairly large delay time (τ3 ≒ 20 [μs]) at (=90°), and the differential waveform as shown in Figure 8B is differentiated. When appearing from the circuit 12, dummy circuit blocks as shown in FIG. 7 may be connected as six circuit blocks corresponding to the detection sectionsT1 toT6 . Dummy circuit block 14
Sincei ' does not have any structure for weighting, it is simpler and therefore cheaper than the original circuit block, and is suitable for removing ghosts with large delay times. It is.
実際に何個の回路ブロツクを接続するかは、別
個にゴースト測定器を用いたり、微分波形をオシ
ロスコープで観測して受信機（受信アンテナ）で
受信されたビデオ信号中のゴーストの遅延時間を
測定すれば決定することができる。或いは、より
単純な方法としては、受信映像を見ながら回路ブ
ロツクを接続し、もつともゴーストが少なくなる
ようにする方法がある。 To determine how many circuit blocks are actually connected, use a separate ghost measuring device or observe the differential waveform with an oscilloscope and measure the delay time of ghosts in the video signal received by the receiver (receiving antenna). Then you can decide. Alternatively, a simpler method is to connect circuit blocks while viewing the received video so as to reduce ghosts.
上述の一実施例の説明から理解されるように、
本考案に依れば、実際に受信信号に含まれる不要
信号を除去するのに必要で且つ最少限の遅延回
路、デマルチプレクサ、乗算器等を設けるだけで
良いので、除去しうる不要信号の遅延範囲即ち検
出区間の全てをカバーする遅延回路、デマルチプ
レクサ、乗算器等を設ける従来の妨害波除去装置
と比べて著しく構成の簡略化を図ることができ、
したがつて装置のコストを下げることができる。
また、不要信号が存在しないときでは、全く回路
ブロツクを接続しないようにしたり、大レベルの
不要信号と小レベルの不要信号との複数個の不要
信号が存在し、然も大レベルの不要信号の方が遅
延時間が小さい場合には、主たる不要信号のみを
除去できる回路ブロツクを接続することにより、
受信画像中のゴーストを殆ど目立たなくするよう
にしたり、適切な妨害波除去能力を定めることが
できる。更に、新たに高層ビルが建築されたりし
て不要信号が増加した場合でも、この不要信号を
除去できるように妨害波除去能力を容易に向上さ
せることができる。このように本考案に依れば、
従来の妨害波除去装置と比べて著しく構成の簡略
化を図ることができ、したがつて装置のコストを
下げることができる。 As understood from the description of one embodiment above,
According to the present invention, it is only necessary to provide the minimum delay circuit, demultiplexer, multiplier, etc. that are necessary to actually remove unnecessary signals included in the received signal, so that the unnecessary signals that can be removed can be delayed. The configuration can be significantly simplified compared to conventional interference wave removal devices that include delay circuits, demultiplexers, multipliers, etc. that cover the entire range, that is, the detection section.
Therefore, the cost of the device can be reduced.
In addition, when there is no unnecessary signal, it is possible to connect no circuit block at all, or when there are multiple unnecessary signals such as a high-level unnecessary signal and a low-level unnecessary signal, and even if the large-level unnecessary signal is If the delay time is smaller, connect a circuit block that can remove only the main unnecessary signal.
It is possible to make ghosts in a received image almost inconspicuous, and to determine an appropriate interference wave removal ability. Furthermore, even if the number of unnecessary signals increases due to the construction of new high-rise buildings, the interference wave removal ability can be easily improved so that the unnecessary signals can be removed. In this way, according to the present invention,
The configuration can be significantly simplified compared to conventional interference wave removal devices, and the cost of the device can therefore be reduced.
第９図は、本考案の他の実施例を示す。この例
は、同期検波により得られたビデオ信号が供給さ
れる入力端子５と微分回路１２の出力側との間
に、前述の一実施例と同様にゴーストの遅延時間
に応じて任意の数の回路ブロツク１４１，１４２
…１４iを縦続接続し、この回路ブロツクの夫々
から発生する消打用信号を加算器１０に供給し、
入力端子５からのビデオ信号と加算器１０の出力
に現れる打消用信号とを合成器６に供給するよう
にしたものである。つまり、上述の一実施例がフ
イードバツク形であるのに対し、この例は、フイ
ードホワード形のものである。また、微分回路１
２に供給されるのは、入力端子５に供給されるゴ
ースト除去前のビデオ信号である。このようにゴ
ーストを検出するときには、回路ブロツク１４
１，１４２…１４iの夫々における重みづけ係数
記憶回路が累算機能を持たないでも良い。 FIG. 9 shows another embodiment of the invention. In this example, an arbitrary number of terminals are connected between the input terminal 5 to which the video signal obtained by synchronous detection is supplied and the output side of the differentiating circuit 12, depending on the ghost delay time, as in the previous embodiment. Circuit blocks 141 , 142
...14i are connected in cascade, and the canceling signals generated from each of these circuit blocks are supplied to the adder 10,
The video signal from the input terminal 5 and the cancellation signal appearing at the output of the adder 10 are supplied to the synthesizer 6. That is, while the above embodiment is of the feedback type, this example is of the feedback type. Also, differentiator circuit 1
2 is the video signal supplied to the input terminal 5 before ghost removal. When detecting a ghost in this way, the circuit block 14
The weighting coefficient storage circuits in each of1 , 142 . . . 14i may not have an accumulation function.
第１０図は、本考案の更に他の実施例を示す。
この例は、ゴーストを検出するのに、微分回路１
２の微分波形をそのまま用いずに、Ａ／Ｄ変換器
１５により例えば低レベルと高レベルとの２値出
力にデジタル化し、フイードバツクループを持つ
デジタルメモリー１６と加算器１７とによりＡ／
Ｄ変換器１５の出力をデジタル量で累算し、この
累算出力をＡ／Ｄ変換器１８によりアナログ量に
戻すようにしたものである。したがつて回路ブロ
ツク１４１，１４２…１４iの夫々における重み
づけ係数記憶回路が累算機能を持たないで良い。
このようにゴーストを検出するのに本考案を適用
した場合も上述と同様の効果が得られる。 FIG. 10 shows yet another embodiment of the present invention.
In this example, to detect a ghost, the differentiator circuit 1
Instead of using the differential waveform of 2 as it is, it is digitized into a binary output of low level and high level, for example, by the A/D converter 15, and then converted into A/D by the digital memory 16 with a feedback loop and the adder 17.
The output of the D converter 15 is accumulated as a digital quantity, and this accumulated output is returned to an analog quantity by the A/D converter 18. Therefore, the weighting coefficient storage circuits in each of the circuit blocks 141 , 142 . . . 14i need not have an accumulation function.
When the present invention is applied to detect ghosts in this manner, the same effects as described above can be obtained.
また、微分回路１２の出力をＡ／Ｄ変換器１５
によりデジタル量に変換し、Ａ／Ｄ変換しないで
回路ブロツクに供給する構成も可能であり、第１
１図にその一例を示す。第１１図では、簡単のた
め、２つの回路ブロツク１４１，１４２が縦続接
続されている。これらは、同様の構成である。回
路ブロツク１４１について説明すると、第５図と
同様に遅延回路８１、乗算器９１〜９o、加算器
１０１を備えている。乗算器９１〜９oに対する
重みづけ係数は、Ａ／Ｄ変換器２３１〜２３oの
夫々から発生する。つまり、重みづけ係数は、例
えば２値的なデジタル量としてシフトレジスタ２
０１からゲート回路２１１を介してＡ／Ｄ変換器
２３１〜２３oに供給される。ゲート回路２１１
には、端子２２１からゲートパルスが供給され、
シフトレジスタ２０１に分割された検出区間の
T1のデータが供給され終わつたタイミングでゲ
ート回路２１１が短時間だけオンするようになさ
れる。また回路ブロツク１４１と同様に回路ブロ
ツク１４２が構成されており、シフトレジスタ２
０１及び２０２が縦続接続されている。Ａ／Ｄ変
換器１５からの出力とシフトレジスタ２０１のフ
イードバツク出力とが加算器１９に供給され、こ
の加算器１９の出力がシフトレジスタ２０２に供
給される構成となされて１フイールドで１回なさ
れるゴースト検出の結果が累算されるようになさ
れている。 Further, the output of the differentiating circuit 12 is transferred to the A/D converter 15.
It is also possible to convert it into a digital quantity and supply it to the circuit block without A/D conversion.
An example is shown in Figure 1. In FIG. 11, two circuit blocks 141 and 142 are connected in cascade for simplicity. These have similar configurations. The circuit block141 is provided with a delay circuit81 , multipliers91 to9o , and an adder101 as in FIG. Weighting coefficients for multipliers 91 - 9o are generated from A/D converters 231 - 23o , respectively. In other words, the weighting coefficient is, for example, a binary digital quantity in the shift register 2.
01 to the A/D converters 231 to 23o via the gate circuit 211 . Gate circuit 211
is supplied with a gate pulse from terminal221 ,
Shift register 20 Detection period divided into1
The gate circuit211 is turned on for a short time at the timing when the data ofT1 is finished being supplied. Also, a circuit block142 is configured in the same manner as the circuit block 141, and has a shift register2 .
01 and 202 are connected in cascade. The output from the A/D converter 15 and the feedback output from the shift register201 are supplied to an adder 19, and the output from the adder 19 is supplied to the shift register202 , so that the output is transmitted once per field. The results of ghost detection performed are accumulated.
以上の実施例は、遅延回路のタツプの出力を重
みづけして加算することによつて打消用信号を形
成するものである。これと異なり、遅延回路のタ
ツプに重みづけされた信号を供給する構成として
も良い。第１２図はそのような本考案の実施例を
示し、図示の構成では、簡単のため２つの回路ブ
ロツク１４１，１４２が縦続接続されている。回
路ブロツク１４１の遅延回路８１は、BBD，
CCD等の電荷転送素子によつて構成され、サン
プリング周期の間隔でｎ個のタツプが導出されて
おり、このタツプに乗算器９１〜９oの出力端子
が接続されている。乗算器９１〜９oには、出力
端子７に現れるビデオ信号が供給されており、重
みづけ係数記憶回路１１１から発生するｎ個の重
みづけ係数でもつて重みづけされたビデオ信号が
遅延回路８１の各タツプに加えられる。遅延回路
８１は、各タツプに加えられる信号を合成し、そ
の出力側に打消用信号が発生し、この打消用信号
が合成器６に供給されることによりゴーストが除
去される。回路ブロツク１４２は、上述の回路ブ
ロツク１４１と同様に構成されており、遅延回路
８１及び８２が直列接続されると共に、デマルチ
プレクサ１３１及び１３２が直列接続されるよう
に、両回路ブロツク１４１，１４２が縦続接続さ
れる。 In the above embodiment, a cancellation signal is formed by weighting and adding the outputs of the taps of the delay circuit. Differently from this, a configuration may also be used in which weighted signals are supplied to the taps of the delay circuit. FIG. 12 shows such an embodiment of the present invention, and in the illustrated configuration, two circuit blocks 141 and 142 are connected in cascade for simplicity. The delay circuit 81 of the circuit block 141 is a BBD,
It is composed of a charge transfer element such as a CCD, and n taps are derived at intervals of a sampling period, and the output terminals of multipliers91 to9o are connected to these taps. The multipliers91 to9o are supplied with the video signal appearing at the output terminal 7, and the video signal weighted with n weighting coefficients generated from the weighting coefficient storage circuit111 is sent to the delay circuit. 8 Added to each tap in1 . The delay circuit81 combines the signals applied to each tap, generates a cancellation signal on its output side, and this cancellation signal is supplied to the synthesizer 6 to remove ghosts. The circuit block142 is configured in the same manner as the circuit block141 described above, and has delay circuits81 and82 connected in series, and demultiplexers131 and132 connected in series. Circuit blocks 141 and 142 are connected in cascade.
この第１２図に示すように、遅延回路のタツプ
に重みづけされたビデオ信号を供給する構成によ
つて打消用信号を形成するときも、上述と同様の
作用効果を得ることができる。 As shown in FIG. 12, the same effects as described above can be obtained when the canceling signal is formed by supplying a weighted video signal to the taps of the delay circuit.
なお、ゴーストを検出するのに、受動素子から
なる微分回路で微分する以外に、遅延回路の入出
力を減算するような差分を行なうようにしても良
い。また、微分波形の時間軸を伸長する手段を設
け、デマルチプレクサ等のサンプリング周期を実
質的に長いものに変換するようにしても良い。こ
の場合は、デマルチプレクサの遅延量は、ビデオ
信号が供給される遅延回路の遅延量より大きいも
のとなる。 Note that in order to detect ghosts, instead of differentiating using a differentiating circuit made up of passive elements, a difference such as subtracting the input and output of a delay circuit may be performed. Further, a means for extending the time axis of the differential waveform may be provided to convert the sampling period of a demultiplexer or the like into a substantially longer one. In this case, the amount of delay of the demultiplexer is greater than the amount of delay of the delay circuit to which the video signal is supplied.
また、上述の実施例では、除去しようとする不
要信号の遅延範囲を整数分割するようにしてい
る。つまり、必要とする全サンプル数Ｎと回路ブ
ロツクの１個当りのサンプル数ｎとの関数を（Ｎ／ｎ＝整数）となるようにしている。しかし、このよ
うに回路ブロツク間のサンプル数を互いに等しく
する必要はなく、種々のサンプル数の回路ブロツ
クを組合わせて使用するようにしても良い。要
は、（Ｎ＞ｎ）なる関係さえ満足されるサンプル
数の回路ブロツクを実際に存在する不要信号の遅
延時間に応じて１個以上設ければ良い。 Further, in the above-described embodiment, the delay range of the unnecessary signal to be removed is divided into integer parts. In other words, the function between the total number of samples N required and the number n of samples per circuit block is set to be (N/n = integer). However, it is not necessary to make the number of samples between circuit blocks equal to each other in this way, and circuit blocks having various numbers of samples may be used in combination. In short, it is sufficient to provide one or more circuit blocks whose number of samples satisfies the relationship (N>n) depending on the delay time of the actually existing unnecessary signal.
第１図及び第２図は妨害波除去装置の一例とし
てのゴースト除去装置の説明に用いる波形図、第
３図はゴースト除去装置の一例のブロツク図、第
４図は本考案の一実施例のブロツク図、第５図は
回路ブロツクの一例のブロツク図、第６図及び第
８図は本考案の一実施例の説明に用いる波形図、
第７図は回路ブロツクの他の例のブロツク図、第
９図は本考案の他の実施例のブロツク図、第１０
図、第１１図及び第１２図は夫々本考案の更に他
の実施例のブロツク図である。 ５はゴースト除去装置の入力端子、７はその出
力端子、８，８１，８２，８i′は遅延回路、９１
〜９Nは乗算器、１１，１１１，１１２は重みづ
け係数記憶回路、１２は微分回路、１３，１３
１，１３２，１３i′はデマルチプレクサ、１４
１，１４２…１４i，１４i′は回路ブロツクであ
る。 1 and 2 are waveform diagrams used to explain a ghost removal device as an example of an interference wave removal device, FIG. 3 is a block diagram of an example of a ghost removal device, and FIG. 4 is a diagram of an example of the ghost removal device. 5 is a block diagram of an example of a circuit block, FIGS. 6 and 8 are waveform diagrams used to explain an embodiment of the present invention,
Fig. 7 is a block diagram of another example of the circuit block, Fig. 9 is a block diagram of another embodiment of the present invention, and Fig. 10 is a block diagram of another example of the circuit block.
11 and 12 are block diagrams of still further embodiments of the present invention. 5 is an input terminal of the ghost removal device, 7 is its output terminal, 8, 81 , 82 , 8i ' is a delay circuit, 91
~9N is a multiplier, 11, 111 , 112 is a weighting coefficient storage circuit, 12 is a differentiation circuit, 13, 13
1 , 132 , 13i ′ is a demultiplexer, 14
1 , 142 . . . 14i , 14i ' are circuit blocks.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4631479UJPS6233415Y2 (en) | 1979-04-06 | 1979-04-06 |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4631479UJPS6233415Y2 (en) | 1979-04-06 | 1979-04-06 |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55146766U JPS55146766U (en) | 1980-10-22 |
| JPS6233415Y2true JPS6233415Y2 (en) | 1987-08-26 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4631479UExpiredJPS6233415Y2 (en) | 1979-04-06 | 1979-04-06 |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6233415Y2 (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2525465B2 (en) | Ghost removal device | |
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| JPH03239073A (en) | Ghost eliminator | |
| JPS58175376A (en) | Ghost eliminating device | |
| JPH01288173A (en) | Long ghost eliminating device | |
| JPH04192765A (en) | Digitized ghost removal device | |
| JP2570116B2 (en) | Transmission device | |
| JPS59191975A (en) | Ghost removal device |