【考案の詳細な説明】本考案は各種電子機器の電源回路として用いて好適な安
定化電源回路に関し、特に不要輻射の少ない構成とし、
しかも電圧変動率の小さな出力電圧を得る様にしたもの
である。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a stabilized power supply circuit suitable for use as a power supply circuit for various electronic devices, and in particular has a configuration with little unnecessary radiation.
Moreover, it is designed to obtain an output voltage with a small voltage fluctuation rate.
従来サイリスク制御方式の安定化電源回路としては第１
図に示す如きものが提案されている。The first stabilized power supply circuit using the conventional SIRISK control method.
Something like the one shown in the figure has been proposed.
即ち第１図において、１はスイッチング素子を構成スる
ｎｐｎ形トランジスタ２０オン・オフを制御する例えば
水平周期のパルス信号を発生するパルス信号発生器を示
し、このパルス信号発生器１の出力側より出力されるパ
ルス信号をトランジスタ２のペースに供給し、このトラ
ンジスタ２のエミッタを接地し、このトランジスタ２の
コレクタをダンパー用ダイオード３及びコンデンサ４の
並列回路を介して接地すると共に、このトランジスタ２
のコレクタを出カドランス５の１次巻線５、及び起動回
路を構成するコンデンサ６の直列回路を介して接地する
。That is, in FIG. 1, reference numeral 1 denotes a pulse signal generator that generates, for example, a horizontal period pulse signal to control the on/off of an npn transistor 20 constituting a switching element. The output pulse signal is supplied to the pace of the transistor 2, the emitter of this transistor 2 is grounded, the collector of this transistor 2 is grounded via a parallel circuit of a damper diode 3 and a capacitor 4, and the transistor 2 is grounded.
The collector of is grounded via a series circuit of the primary winding 5 of the output transformer 5 and a capacitor 6 constituting a starting circuit.
又７は電池を示し、この電池７の負極を接地し、この電
池７の正極を抵抗器８及び逆流阻止用ダイオード９の直
列回路を介して出カドランス５の１次巻線５ａ及びコン
デンサ６の互の接続点に接続する。The negative terminal of the battery 7 is grounded, and the positive terminal of the battery 7 is connected to the primary winding 5a of the output transformer 5 and the capacitor 6 through a series circuit of a resistor 8 and a reverse current blocking diode 9. Connect to each other's connection points.
又出カドランス５の２次巻線５．に得られる信号を整流
回路１００入力端に供給し、この整流回路１０の出力側
より一方の出力端子１１１１及び他方の出力端子１１゜
を導出する。Also, the secondary winding 5 of the output transformer 5. A signal obtained at the rectifier circuit 100 is supplied to the input terminal of the rectifier circuit 100, and one output terminal 1111 and the other output terminal 11° are derived from the output side of the rectifier circuit 10.
又出力端子１１ｂは通常接地され、出力端子１１ａに得
られる電圧をパルス幅変調器１２に被検出電圧として供
給し、このパルス幅変調器１２の出力側にこの被検出電
圧の値に応じたパルス幅を有するパルス信号を得、この
パルス幅変調器１２の出力側に得られる被検出電圧の値
に応じたパルス幅を有するパルス信号をパルストランス
１３の１次巻線１３ａに供給する。The output terminal 11b is normally grounded, and the voltage obtained at the output terminal 11a is supplied to the pulse width modulator 12 as a voltage to be detected, and a pulse corresponding to the value of the voltage to be detected is supplied to the output side of the pulse width modulator 12. A pulse signal having a width is obtained, and the pulse signal having a pulse width corresponding to the value of the detected voltage obtained at the output side of the pulse width modulator 12 is supplied to the primary winding 13a of the pulse transformer 13.
又ダイオード１０ａのアノード側よりパルス電圧を得て
パルス幅変調器１２に供給し、パルス幅変調器１２をパ
ルス信号発生器１に同期させて動作させる。Further, a pulse voltage is obtained from the anode side of the diode 10a and supplied to the pulse width modulator 12, and the pulse width modulator 12 is operated in synchronization with the pulse signal generator 1.
この場合、このパルス幅変調器１２は例えば単安定マル
チバイブレータにて構成され、出カドランス５０２次巻
線５５に得られるパルス信号がトリガ信号として供給さ
れてトリガされ、このパルス幅変調器１２より得られる
パルス信号のパルス幅は、このパルス幅変調器１２に被
検出電圧（電源）として供給される出力電圧の値（これ
により単安定マルチバイブレータの時定数が制御される
）に応じて制御される。In this case, this pulse width modulator 12 is constituted by, for example, a monostable multivibrator, and is triggered by supplying a pulse signal obtained to the secondary winding 55 of the output transformer 50 as a trigger signal. The pulse width of the pulse signal is controlled according to the value of the output voltage (which controls the time constant of the monostable multivibrator) supplied to the pulse width modulator 12 as the detected voltage (power supply). .
又パルストランス１３０２次巻線１３ｂの一端及び他端
を夫々スイッチング電圧供給回路を構成するサイリスタ
例えばシリコン制御整流素子１４のカソード及びゲート
に接続し、このシリコン制御整流素子１４のアノードを
電池７の正極に接続し、このシリコン制御整流素子１４
のカソードをコイル１５を介して出カドランス５０１次
巻線５ａに設けられた中間タップに接続する。Further, one end and the other end of the secondary winding 13b of the pulse transformer 130 are respectively connected to the cathode and gate of a thyristor, for example, a silicon-controlled rectifier 14 constituting a switching voltage supply circuit, and the anode of the silicon-controlled rectifier 14 is connected to the positive electrode of the battery 7. This silicon controlled rectifier element 14
The cathode of the output transformer 50 is connected via the coil 15 to an intermediate tap provided on the primary winding 5a of the output transformer 50.
以下第２図を参照しながら、この第１図安定化電源回路
の動作を説明する。The operation of the stabilized power supply circuit shown in FIG. 1 will be explained below with reference to FIG.
トランジスタ２はパルス信号発生器１より供給される第
２図Ａに示す如きパルス信号にて制御されてスイッチン
グ動作を始める。The transistor 2 starts its switching operation under the control of a pulse signal as shown in FIG. 2A supplied from the pulse signal generator 1.
この場合、第２図Ａに示す如きパルス信号のパルス幅τ
の期間トランジスタ２には第２図Ｈの実線ａに示す如き
電流が流れ、又このパルス幅期間がすぎると出カドラン
ス５の１次巻線５ａとコンデンサ４との共振によりトラ
ンジスタ２のコレクタには第２図Ｃの実線ａに示す如き
大きな電圧が発生するのでダイオード３が導通状態とな
ってダイオード３を通して第２図りの実線ａに示す如き
電流が流れる。In this case, the pulse width τ of the pulse signal as shown in FIG.
During this period, a current flows through the transistor 2 as shown by the solid line a in FIG. Since a large voltage as shown by the solid line a in FIG. 2C is generated, the diode 3 becomes conductive and a current flows through the diode 3 as shown by the solid line a in the second diagram.
このため、出カドランス５０２次巻線５ｂには第２図Ｈ
の実線ａに示す如き電圧が得られるから整流回路１０を
構成する整流用ダイオード１０３には第２図Ｆの実線ａ
に示す如き電流が流れ、出力端子１１ａ及び１１ｂ間に
直流出力電圧を得ることができる。Therefore, the secondary winding 5b of the output transformer 50 is
Since a voltage as shown by the solid line a in FIG.
A current as shown in FIG. 1 flows, and a DC output voltage can be obtained between the output terminals 11a and 11b.
又ここで、この出力端子１１ａ及び１１ｂ間に得られる
電圧をパルス幅変調器１２の被検出電圧として供給して
いるので、パルストランス１３０２次巻線１３５よりシ
リコン制御整流素子１４のゲート・カソード間には、第
２図Ｇに示す如き出力電圧に応じてその立上がりのタイ
ミングが制御されたパルス信号が供給されてこのシリコ
ン制御整流素子１４が第２図Ｇに示す如き位相関係で導
通し、このシリコン制御整流素子１４を通して第２図Ｈ
に示す如き電流が流れるから、トランジスタ２を流れる
電流は第２図Ｈの破線すに示す如く、第２図Ｈの実線ａ
に示す如き電流に第２図Ｈに示す如きシリコン制御整流
素子１４を流れる電流を加算した電流となる。Also, since the voltage obtained between the output terminals 11a and 11b is supplied as the detected voltage of the pulse width modulator 12, the voltage between the gate and cathode of the silicon-controlled rectifier 14 is supplied from the secondary winding 135 of the pulse transformer 130. is supplied with a pulse signal whose rising timing is controlled according to the output voltage as shown in FIG. FIG. 2H through the silicon controlled rectifier 14
Since the current as shown in FIG. 2H flows, the current flowing through the transistor 2 is as shown by the broken line a in FIG.
The current is obtained by adding the current flowing through the silicon controlled rectifier 14 as shown in FIG. 2H to the current shown in FIG.
従って、コンデンサ４と出カドランス５の１次巻線５ａ
及びコイル１５との共振によりトランジスタ２のコレク
タには第２図Ｃの破線すに示す如き大きな電圧が発生す
るので、ダイオード３を通して第２図りの破線すに示す
如き電流が流れる。Therefore, the capacitor 4 and the primary winding 5a of the output transformer 5
Due to the resonance with the coil 15, a large voltage is generated at the collector of the transistor 2 as shown by the broken line in FIG.
このため、出カドランス５０２次巻線５ｂには第２図Ｈ
の破線すに示す如き電圧が得られるから、整流回路１０
を構成するダイオード１０．には第２図Ｆの破線すに示
す如き電流が流れて、出力端子１１ａ及び１１１間より
シリコン制御整流素子１４が導通する以前より大きな出
力電圧を得ることができる。Therefore, the secondary winding 5b of the output transformer 50 is
Since a voltage as shown by the broken line is obtained, the rectifier circuit 10
A diode 10. A current flows as shown by the broken line in FIG. 2F, and a larger output voltage can be obtained from between the output terminals 11a and 111 than before the silicon-controlled rectifying element 14 is brought into conduction.
従って、斯る第１図に示す安定化電源回路に依ればシリ
コン制御整流素子１４のゲート・カソード間に供給され
る第２図Ｇに示す如きパルス信号の立上がりのタイミン
グは出力電圧の値が所定電圧値より低いときには、出力
電圧値を大きくする様に第２図に示す如きｔ１方向にず
れる様、出力電圧の値が所定電圧値より高いときには、
出力電圧値を小さくする様に第２図に示す如きｔ２方向
にずれる様出力電圧値に応じてパルス幅変調器１２によ
り制御されるので、出力端子１１より所定電圧値の安定
した直流出力電圧を得ることができる。Therefore, according to the stabilized power supply circuit shown in FIG. 1, the rise timing of the pulse signal shown in FIG. When the output voltage value is lower than the predetermined voltage value, the output voltage value is shifted in the t1 direction as shown in FIG. 2 to increase the output voltage value, and when the output voltage value is higher than the predetermined voltage value,
Since the pulse width modulator 12 is controlled according to the output voltage value so that the output voltage value is shifted in the t2 direction as shown in FIG. Obtainable.
しかし、この第１図に示す安定化電源回路において、ト
ランジスタ２には第２図Ｈに示す如きピーク電流の大き
な電流が流れて、このトランジスタ２に大きな負担がか
かるという欠点があると共に、ダイオード１０ａには第
２図Ｈに示す如き電圧が印加されると共に、第２図Ｆに
示す如きピーク電流の大きな電流が流れるので不要輻射
が多く出るという欠点があった。However, in the stabilized power supply circuit shown in FIG. 1, a large peak current as shown in FIG. 2H flows through transistor 2, which places a large load on transistor 2. Since a voltage as shown in FIG. 2H is applied and a current with a large peak current as shown in FIG. 2F flows, a large amount of unnecessary radiation is generated.
一方、この欠点を解消するため第３図に示す如き安定化
電源回路が提案されている。On the other hand, in order to eliminate this drawback, a stabilized power supply circuit as shown in FIG. 3 has been proposed.
第３図において第１図と対応する部分には同一符号を付
して示す。In FIG. 3, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
即ち、第３図においては出カドランス５０２次巻線５ｂ
の一端をコイル１６、整流用ダイオード１０ 及びコン
デンサー７の直列回路を介して、ａこの出カドランス５０２次巻線５ の他端に接続し、こ
のダイオード１０ａ及びコンデンサー７の互の接続点を
平滑回路１８を構成するコイル１８８及びコンデンサー
８ｂの直列回路を介して出カドランス５の２次巻線５．
の他端に接続し、このコイル１８ａ及びコンデンサー８
ｂの互の接続点より一方の出力端子１１ａを導出し、こ
の出カドランス５の２次巻線５．の他端より他方の出力
端子１１ｂを導出する。That is, in FIG. 3, the output transformer 50 secondary winding 5b
One end is connected to the other end of the secondary winding 5 of the output transformer 50 through a series circuit of the coil 16, the rectifying diode 10, and the capacitor 7, and the connection point between the diode 10a and the capacitor 7 is connected to the smoothing circuit. The secondary winding 5.
Connected to the other end, this coil 18a and capacitor 8
One output terminal 11a is led out from the mutual connection point of the output transformer 5 and the secondary winding 5.b of the output transformer 5. The other output terminal 11b is led out from the other end.
この場合、コイル１６及びコンデンサ１７によりパルス
信号発生器１の発振周波数に共振する様な共振回路が構
成されている。In this case, the coil 16 and the capacitor 17 constitute a resonant circuit that resonates with the oscillation frequency of the pulse signal generator 1.
その他は第１図と同様に構成する。The rest of the structure is the same as in FIG.
斯る第３図に示す安定化電源回路に依ればこの電源回路
の２次側に配されたコイル１６及びコンデンサ１Ｔより
パルス信号発生器１の発振周波数に共振する様な共振回
路が構成されているので、ダイオード１０ａ及びコンデ
ンサー７の互の接続点には第２図■に示す如きパラボラ
状信号を得ることができ、ダイオード１０ａには第２図
Ｊに示す如き電流が流れる。According to the stabilized power supply circuit shown in FIG. 3, a resonant circuit that resonates with the oscillation frequency of the pulse signal generator 1 is constructed by the coil 16 and capacitor 1T arranged on the secondary side of this power supply circuit. Therefore, a parabolic signal as shown in FIG. 2 can be obtained at the connection point between the diode 10a and the capacitor 7, and a current as shown in FIG. 2J flows through the diode 10a.
従って、第２図■に示す如きパラボラ状信号をコイル１
８ａ及びコンデンサ１８ｂより成る平滑回路１８を介し
て平滑し、出力端子１１ａ及び１１ｂ間に安定した直流
出力電圧を得ることができる。Therefore, the parabolic signal shown in Figure 2 (■) is transmitted to the coil 1.
8a and a capacitor 18b, a stable DC output voltage can be obtained between the output terminals 11a and 11b.
然しなから斯る第３図に示す安定化電源回路においてダ
イオード１０ には第２図Ｊに示す様にピーク電流の大
きな電流は流れないので不要輻射は少なくできるが、電
源回路の２次側にコイル１６とコンデンサー７と設けて
いるため負荷に流れる電流が変化したときはこれに対す
る追従性が悪く出力端子１１ 及び１１ｂ間に得られる
出力電圧の値が変動するという欠点を持つと共に、部品
数の増加に伴って高価となる欠点があった。However, in the stabilized power supply circuit shown in Fig. 3, a current with a large peak current does not flow through the diode 10 as shown in Fig. 2 J, so unnecessary radiation can be reduced. Since the coil 16 and capacitor 7 are provided, when the current flowing through the load changes, it has poor followability and the value of the output voltage obtained between the output terminals 11 and 11b fluctuates. There was a drawback that it became expensive as the number increased.
本考案は斯る点に鑑み、出力電圧の変動が小さく、しか
も不要輻射の少ない良好ら安定化電源回路を提案せんと
するものである。In view of these points, the present invention proposes a well-stabilized power supply circuit with small fluctuations in output voltage and less unnecessary radiation.
以下、第４図を参照しながら本考案安定化電源回路の一
実施例について説明しよう。Hereinafter, an embodiment of the stabilized power supply circuit of the present invention will be described with reference to FIG.
第４図において第１図と幻応する部分には同一符号を付
し、その詳細説明は省略する。In FIG. 4, parts that correspond to those in FIG. 1 are given the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.
第４図においてはコンデンサ６の値を例えばｌμＦ程度
に選定し、出カドランス５の１次巻線５ａとこのコンデ
ンサ６とで共振回路を構成し、この共振回路がパルス信
号発生器１の発振周波数に共振する如く構成する。In FIG. 4, the value of the capacitor 6 is selected to be about lμF, for example, and the primary winding 5a of the output transformer 5 and this capacitor 6 constitute a resonant circuit, and this resonant circuit is connected to the oscillation frequency of the pulse signal generator 1. It is configured so that it resonates with the
その他は第１図と同様に構成する。The rest of the structure is the same as in FIG.
以下、本考案の動作を第５図を参照しながら説明しよう
。Hereinafter, the operation of the present invention will be explained with reference to FIG.
即ち、パルス信号発生器１より供給される第５図Ａに示
す如きパルス信号にてオン・オフを制御されてトランジ
スタ２はスイッチングを開始する。That is, the transistor 2 starts switching by being turned on and off by a pulse signal as shown in FIG. 5A supplied from the pulse signal generator 1.
この場合、コンデンサ６及び出カドランス５の１次巻線
５ａとでパルス信号発生器１の発振周波数に共振する共
振回路が構成されているから、コンデンサ６０両端には
第５図Ｂに示す如きパラボラ状電圧が発生しており、ト
ランジスタ２には第５図Ｃの実線ａに示す如きピークの
鈍った電流が流れる。In this case, since the capacitor 6 and the primary winding 5a of the output transformer 5 constitute a resonant circuit that resonates with the oscillation frequency of the pulse signal generator 1, the capacitor 60 has a parabola as shown in FIG. A voltage is generated, and a current with a blunt peak flows through the transistor 2 as shown by the solid line a in FIG. 5C.
又、このパルス輻期間がすぎるとトランジスタ２のコレ
クタには第５図りの実線ａに示す如き大きな電圧が発生
するのでダイオード３が導通状態となりダイオード３を
通して第５図Ｅの実線ａに示す如きピークの鈍った電流
が流れる。When this pulse duration period passes, a large voltage as shown by the solid line a in Figure 5 is generated at the collector of the transistor 2, so that the diode 3 becomes conductive and a peak voltage as shown by the solid line a in Figure 5E is generated through the diode 3. A slow current flows.
ところで、コンデンサ６と出カドランス５の１次巻線５
ａとで共振回路が構成され、コンデンサ６０両端にはパ
ラボラ状電圧が発生しているので、出カドランス５の１
次巻線５８０両端には第５図Ｆの実線ａに示す如き逆パ
ラボラ状電圧が生じることになる。By the way, the capacitor 6 and the primary winding 5 of the output transformer 5
Since a resonant circuit is formed with a and a parabolic voltage is generated across the capacitor 60, one of the output transformers 5
A reverse parabolic voltage as shown by the solid line a in FIG. 5F is generated across the next winding 580.
このため、出カドランス５０２次巻線５ｂには第５図Ｇ
の実線ａに示す如きパラボラ状電圧が得られることとな
り、整流回路１０を構成する整流用ダイオード１０ａに
は第２図Ｈの実線ａに示す如きパラボラ状電流が流れる
から出力端子１１ａ及び１１ｂ間に直流出力電圧を得る
ことができる。Therefore, the secondary winding 5b of the output transformer 50 is
A parabolic voltage as shown by the solid line a in FIG. 2H is obtained, and a parabolic current as shown in the solid line a in FIG. DC output voltage can be obtained.
又ここで、この出力端子１１．ｌ及び１１ｂ間に得られ
る電圧をパルス幅変調器１２の被検出電圧として供給し
ているので、パルストランス１３０２次巻線１３ａより
シリコン制御整流素子１４のゲート・カソード間には第
５図Ｉに示す如き出力電圧に応じてその立上がりのタイ
ミングが制御されたパルス信号が供給されるから、この
シリコン制御整流素子１４が第５図Ｉに示す如きパルス
信号の立上がりで導通する。Also, here, this output terminal 11. Since the voltage obtained between 1 and 11b is supplied as the voltage to be detected by the pulse width modulator 12, the voltage between the gate and cathode of the silicon-controlled rectifying element 14 from the secondary winding 13a of the pulse transformer 130 is as shown in FIG. Since a pulse signal whose rise timing is controlled in accordance with the output voltage as shown in FIG.
このため、シリコン制御整流素子１４を通して第５図Ｊ
に示す如き電流が流れるからトランジスタ２に流れる電
流は第５図Ｃの実線ａに示す如き電流に第５図Ｊに示す
如きシリコン制御整流素子１４を流れる電流を加算した
ピークの鈍った電流となる。Therefore, through the silicon controlled rectifying element 14,
Since the current shown in FIG. 5 flows, the current flowing through the transistor 2 becomes a current with a blunted peak, which is the sum of the current shown by the solid line a in FIG. 5C and the current flowing through the silicon-controlled rectifier 14 shown in FIG. .
従って、トランジスタ２のコレクタには第５図りの破線
すに示す如き大きな電圧が発生するのでダイオード３を
通して第５図Ｅの破線すに示す如き電流が流れる。Therefore, a large voltage as shown by the broken line in FIG. 5 is generated at the collector of the transistor 2, and a current as shown by the broken line in FIG. 5E flows through the diode 3.
この場合・ コンデンサ６の両端には第５図Ｂに示す如
きパラボラ状電圧が発生しており、出カドランス５の１
次巻線５ａの両端電圧は第５図Ｆの破ｉｂに示す如き逆
パラボラ状電圧となる。In this case, a parabolic voltage as shown in FIG. 5B is generated across the capacitor 6, and
The voltage across the next winding 5a becomes an inverse parabolic voltage as shown by broken ib in FIG. 5F.
このため、出カドランス５０２次巻線５ｂには第５図Ｇ
の破線すに示す如きパラボラ状電圧が得られ、整流回路
を構成するダイオード１０ａには第５図Ｈの破線すに示
す如きパラボラ状電流が流れて、出力端子１１１及び１
１ｂ間にシリコン制御整流素子１４が導通する以前より
大きな直流出力電圧を得ることができる。Therefore, the secondary winding 5b of the output transformer 50 is
A parabolic voltage as shown by the broken line in FIG. 5H is obtained, and a parabolic current as shown in the broken line in FIG.
It is possible to obtain a DC output voltage greater than that before the silicon-controlled rectifying element 14 conducts between 1b and 1b.
この様に、斯る第４図においても第１図と同様にシリコ
ン制御整流素子１４のオンを制御するためゲート・カソ
ード間に供給される第５図Ｇに示す如きパルス信号の立
上がりのタイミングは出力電圧の値が所定電圧値より低
いときには出力電圧直を大きくする様に第５図に示す如
きｔ１方向にずれる様、出力電圧の値が所定電圧値より
高いときは出力電圧値を小さくする様に第５図に示す如
きｔ２方向にずれる様出力電圧値に応じてパルス幅変調
器１２に依り制御されるので、出力端子１１１及び１１
ｂ間に所定電圧値の安定した直流出力電圧を得ることが
できる。In this way, in FIG. 4 as well as in FIG. 1, the timing of the rise of the pulse signal as shown in FIG. When the value of the output voltage is lower than a predetermined voltage value, the output voltage value is increased so as to shift in the t1 direction as shown in FIG. 5, and when the value of the output voltage is higher than the predetermined voltage value, the output voltage value is decreased. As shown in FIG.
It is possible to obtain a stable DC output voltage with a predetermined voltage value between b.
しかもトランジスタ２に流れる電流は第５図Ｃに示す如
きピークの鈍った電流であるからそれだけこのトランジ
スタ２の負担を軽減できる。Moreover, since the current flowing through the transistor 2 has a blunted peak as shown in FIG. 5C, the load on the transistor 2 can be reduced accordingly.
又斯る本考案に依れば整流回路を構成するダイオード１
０ａを流れる電流は第５図Ｈに示す如く、ピーク値を抑
えたパラボラ状電流であるから不要輻射を少なくできる
。Also, according to the present invention, the diode 1 constituting the rectifier circuit
The current flowing through 0a is a parabolic current with a suppressed peak value, as shown in FIG. 5H, so unnecessary radiation can be reduced.
さらに、第３図に示す安定化電源回路の如く出力側に遅
延回路を構成するコイル及びコンデンサを配していない
から応答性が早く、負荷を流れる電流の変化に伴って出
力電圧が変動するという欠点はなく、又余分な部品を使
用しないので第３図に示す安定化電源回路に比べ安価に
構成できる。Furthermore, unlike the stabilized power supply circuit shown in Figure 3, since there are no coils or capacitors that constitute a delay circuit on the output side, the response is quick, and the output voltage will fluctuate with changes in the current flowing through the load. There are no drawbacks, and since no extra parts are used, it can be constructed at a lower cost than the stabilized power supply circuit shown in FIG.
尚、本考案は上述実施例に限らず、本考案の要旨を逸脱
することなくその他種々の構成を取り得ることは勿論で
ある。Note that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and it goes without saying that various other configurations may be adopted without departing from the gist of the present invention.
第１図及び第３図は従来の安定化電源回路の例を示す構
成図、第２図はその説明に供する線図、第４図は本考案
安定化電源回路の一実施例を示す構成図、第５図はその
説明に供する線図である。１はパルス信号発生器、２はトランジスタ、３はダイオ
ード、４及び６は夫々コンデンサ、７は電池、１０は整
流回路、１０ａは整流用ダイオード、１１１及び１１ｂ
は夫々出力端子、１２はパルス幅変調器、１３はパルス
トランス、１４はシリコン制御整流素子、１５はコイル
である。1 and 3 are configuration diagrams showing an example of a conventional stabilized power supply circuit, FIG. 2 is a diagram for explaining the same, and FIG. 4 is a configuration diagram showing an example of the stabilized power supply circuit of the present invention. , FIG. 5 is a diagram for explaining the same. 1 is a pulse signal generator, 2 is a transistor, 3 is a diode, 4 and 6 are capacitors, 7 is a battery, 10 is a rectifier circuit, 10a is a rectifier diode, 111 and 11b
12 is a pulse width modulator, 13 is a pulse transformer, 14 is a silicon controlled rectifier, and 15 is a coil.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13352779UJPS5936149Y2 (en) | 1979-09-27 | 1979-09-27 | Stabilized power supply circuit |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13352779UJPS5936149Y2 (en) | 1979-09-27 | 1979-09-27 | Stabilized power supply circuit |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5651485U JPS5651485U (en) | 1981-05-07 |
| JPS5936149Y2true JPS5936149Y2 (en) | 1984-10-05 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13352779UExpiredJPS5936149Y2 (en) | 1979-09-27 | 1979-09-27 | Stabilized power supply circuit |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5936149Y2 (en) |
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5651485U (en) | 1981-05-07 |
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
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