【発明の詳細な説明】本発明はデルタ変調（以下、「ＤＭ」と称する）方式、
又は適応形デルタ変調（以下、「ＡＤＭ」と称する）方
式による音声伝送方式の改良に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides a delta modulation (hereinafter referred to as "DM") method,
Alternatively, the present invention relates to an improvement of a voice transmission method using an adaptive delta modulation (hereinafter referred to as "ADM") method.
音声波形信号を、できるだけ忠実にしかも簡単にデイジ
タル化して伝送する方式としてＤＭ方式があり、６０〜
１ ０ ０ ｋｂｐｓの情報伝送速度で高品質の音声伝
送が可能である。The DM method is a method for digitizing and transmitting audio waveform signals as faithfully as possible and easily.
High-quality voice transmission is possible at an information transmission rate of 100 kbps.
しかし、この情報伝送速度は比較的に大きい。However, this information transmission rate is relatively large.
従って、音声波形信号の振幅の変動に応じて量子化のい
き値を変えるＡＤＭ方式が、情報伝送速度を小さくする
目的で数多く提案されている。Therefore, a number of ADM methods have been proposed in which the quantization threshold is changed in accordance with fluctuations in the amplitude of the audio waveform signal for the purpose of reducing the information transmission speed.
その結果、 ３０〜４０ｋｂｐｓのＡＤＭ方式により、
５ ６ ｋｂｐｓのＰＣＭ方式とほぼ同等の通話品質が
得られるといわれている。As a result, with the ADM method of 30 to 40 kbps,
It is said that call quality almost equivalent to that of the 56 kbps PCM system can be obtained.
なお、海事衛生などでは３ ２ ｋｂｐｓのＡＤＭ方式
が用いられているが、このようなＳＣＰＣ（Ｓｉｎｇｌ
ｅ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ ：
１搬送波ごとにｌチャネル）のデイジタル伝送に、Ｄ．
Ｍ方式は適している。Note that the 32 kbps ADM method is used in maritime hygiene, etc., but this type of SCPC (SinglP
e Channel Per Carrier:
For digital transmission of one channel per carrier wave, D.
M method is suitable.
ところで、多くの通話がＳＣＰＣにより伝送されるよう
な場合、秘話の必要性が生じるが、現在のところその対
策は立てられていない。By the way, when many calls are transmitted by SCPC, there is a need for confidential communication, but no countermeasures have been taken at present.
一方、衛生を利用したＳＣＰＣによる音声通信や、ＶＨ
Ｆ，ＵＨＦ帯の移動音声通信のデイジタル化のためには
、現在のＡＤＭ方式よりも情報伝送速度を小さくするこ
とが望ましい。On the other hand, voice communication by SCPC using hygiene, VH
In order to digitize mobile voice communications in the F and UHF bands, it is desirable to lower the information transmission speed than the current ADM system.
しかし、ＡＤＭ方式でそのまま情報伝送速度を小さく
すると、量子化ひずみや過負荷雑音が増大し、品質の劣
化が著しい。However, if the information transmission speed is reduced in the ADM system, quantization distortion and overload noise will increase, resulting in significant quality deterioration.
ところで、音声波形信号に重畳した雑音や、ひずみの影
響を軽減して通話品質を向上する、短時間自己相関関数
を用いた音声処理方式を発明した（「音声処理方式」、
特開昭５２−７６０６、公開日：５２年１月２０日）。By the way, we have invented a voice processing method using a short-time autocorrelation function that improves call quality by reducing the effects of noise and distortion superimposed on voice waveform signals ("speech processing method").
JP-A-52-7606, publication date: January 20, 1952).
なお、この処理方式はＳＰＡＣ（Ｓｐｅｅｃｈ Ｐｒｏ
ｃｅｓｓｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍｂｙ ｕｓｅ ｏｆ Ａ
ｕｔｏＣｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）と
名付けられている（鈴木誠史：「自己相関関数を利用し
た音声処理方式−ＳＰＡＣ−」、電子通信学会論文誌、
Ｊ ５９Ａ巻、５号、昭和５１年５月）。This processing method is SPAC (Speech Pro
cessing system use of A
AutoCorrelation function) (Masashi Suzuki: "Speech processing method using autocorrelation function - SPAC-", Journal of the Institute of Electronics and Communication Engineers,
J Vol. 59A, No. 5, May 1977).
ＳＰＡＣを用いると、雑音レベルは最大１３ｄＢ以上も
減少することができるが、忠実度のよい処理音声を得る
ためには、あらかじめスペクトル包絡を圧縮する必要が
ある。Using SPAC, the noise level can be reduced by up to 13 dB or more, but in order to obtain processed speech with good fidelity, it is necessary to compress the spectral envelope beforehand.
ＳＰＡＣのためにスペクトル包絡を圧縮する方法の例と
して、瞬時圧縮を利用した圧縮器を発明した（「スペク
トルひずみの減少を行う前置圧縮器」、特願昭５１−０
２７１８１、出願日＝５１年３月１５日）。As an example of a method for compressing the spectral envelope for SPAC, we invented a compressor that uses instantaneous compression ("Precompressor for reducing spectral distortion", patent application No. 51-0).
27181, filing date = March 15, 1951).
スペクトル包絡の圧縮は、波形信号の振幅の圧縮（ダイ
ナミックレンジの圧縮）をもたらす。Compression of the spectral envelope results in compression of the amplitude (compression of dynamic range) of the waveform signal.
これは、ＤＭ方式の情報伝送速度の減少のために非常に
好都合である。This is very advantageous due to the reduction in the information transmission rate of the DM scheme.
本発明は、音声波形信号のスペクトル包絡を圧縮した後
に、ＤＭを行って伝送し、受信側でこれを復調した後に
自己相関関数を利用した処理を行い、音声波形信号を再
生することが特徴であり、その目的は音声波形信号をで
きるだけ能率よく忠実に伝送することである。The present invention is characterized in that after compressing the spectral envelope of an audio waveform signal, DM is performed and transmitted, and after demodulating this on the receiving side, processing using an autocorrelation function is performed to reproduce the audio waveform signal. The purpose is to transmit audio waveform signals as efficiently and faithfully as possible.
また、伝送過程においてＤＭの２値時系列信号を、固有
の符号をもつ２値系列により符号変換して伝送し、受信
後に同一の２値系列により符号変換して、もとのＤＭの
時系列信号を再現することが特徴であり、その目的は伝
送過程の秘話と能率的伝送をあわせて実現することであ
る。In addition, during the transmission process, the DM binary time series signal is code-converted using a binary sequence with a unique code and transmitted, and after reception, the code is converted using the same binary sequence to restore the original DM time series signal. Its characteristic is to reproduce the signal, and its purpose is to realize both secrets of the transmission process and efficient transmission.
本発明では、自己相関関数（以下、「Ｒ」と称する）の
性質を利用するので、まづ、本発明に関係するＲの特徴
を列記する。Since the present invention utilizes the properties of an autocorrelation function (hereinafter referred to as "R"), first, the characteristics of R related to the present invention will be listed.
囚 周期波のＲには、周期波の周波数成分が保存される
。The frequency component of the periodic wave is stored in R of the periodic wave.
（２）周期波の各周波数成分の振幅は、Ｒに変換すると
２乗される。(2) The amplitude of each frequency component of the periodic wave is squared when converted to R.
■ 周期波のＲは、各周波数成分の位相が原点で一致す
るため、基本周期の検出が容易である。(2) Since the phase of each frequency component of R of a periodic wave matches at the origin, it is easy to detect the fundamental period.
■ ランダムな波形のＲの振幅成分は、原点附近に集中
する。■ The amplitude component of the random waveform R is concentrated near the origin.
（２）音声のように時間的に変動する準周期的な信号に
対しては、積分時間を限定した短時間自己相関関数（以
下、「Ｓ」と称する）がＲと同様に使用される。(2) For quasi-periodic signals that vary over time, such as speech, a short-time autocorrelation function (hereinafter referred to as "S") with a limited integration time is used in the same way as R.
なお、標本化周期■で標本化した音声波形信号をａｉで
表したとき、Ｓの計算式の例を（１）式に示す。Note that when the audio waveform signal sampled at the sampling period ■ is represented by ai, an example of the calculation formula for S is shown in equation (1).
ＬＳ（ｊ）＝Σ二 ａ，・ａ：＋ｊ ・・・・・・
（１）■＝１』＝０、１、２、・・・・・・ｍここで、ｊは遅延時間に対応し、その時間間隔は■であ
る。L S(j)=Σ2 a,・a:+j ・・・・・・
(1) ■=1''=0, 1, 2, . . . m Here, j corresponds to the delay time, and the time interval is ■.
また、Ｓの積和時間（連続系の積分時間に対応）は、Ｌ
・■である。Also, the product-sum time of S (corresponding to the integration time of continuous system) is L
・It is ■.
以下、図に従い本発明を説明する。The present invention will be explained below with reference to the drawings.
第１図は第１の発明の実施例のブロック図で、２１はス
ペクトル包絡圧縮器、２２はＤＭ回路、２３は標本化パ
ルス発振器、２４は変調・伝送・復調の過程を表し、２
５はＤＭ復調回路、２６はＳＰＡＣの装置、２０は入力
端子、２７は出力端子である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the first invention, in which 21 represents a spectrum envelope compressor, 22 a DM circuit, 23 a sampling pulse oscillator, 24 a modulation/transmission/demodulation process, and 2
5 is a DM demodulation circuit, 26 is a SPAC device, 20 is an input terminal, and 27 is an output terminal.
第２図は第１図の各部の波形を単純化して示した図で、
１は入力音声波形信号、２は１のスペクトル包絡を圧縮
した波形、３は２の２値ＤＭ波形（Ａｉ）、４は３を復
調した波形、５は４をＳＰＡＣで処理した波形、６は標
本化パルスの波形である。Figure 2 is a simplified diagram showing the waveforms of each part in Figure 1.
1 is the input audio waveform signal, 2 is the waveform obtained by compressing the spectrum envelope of 1, 3 is the binary DM waveform (Ai) of 2, 4 is the waveform obtained by demodulating 3, 5 is the waveform obtained by processing 4 with SPAC, and 6 is the waveform obtained by processing 4 by SPAC. This is the waveform of the sampling pulse.
第１図中の１から６までの番号は、第２図の波形の番号
である。The numbers 1 to 6 in FIG. 1 are the waveform numbers in FIG. 2.
ここで、３′、６′は３、６に対応する受信側の波形で
ある。Here, 3' and 6' are waveforms on the receiving side corresponding to 3 and 6.
入力端子２０に加えられた入力音声波形信号１は、スペ
クトル包絡圧縮器２１でスペクトル包絡を圧縮した波形
２になる。The input audio waveform signal 1 applied to the input terminal 20 becomes a waveform 2 whose spectrum envelope is compressed by the spectrum envelope compressor 21 .
２の振幅の変動は、１の振幅の変動よりも小さい。The amplitude variation of 2 is smaller than the amplitude variation of 1.
１と２の関係については後述する。The relationship between 1 and 2 will be described later.
２はＤＭ回路２２に加えられ、標本化パルス発振器２３
で発生された標本化パルス６により、標本化周期（クロ
ツク周期）■の２値ＤＭ波形（３、Ａ． ）に変換！される。2 is added to the DM circuit 22 and the sampling pulse oscillator 23
The sampling pulse 6 generated in is converted into a binary DM waveform (3, A.) with a sampling period (clock period) ■! be done.
Ａ．は、変調・伝送・復調の過程２４をｌ経て、３のＡ、となり、ＤＭ復調回路２５に加えられ、
４が得られる。A. passes through the modulation, transmission, and demodulation process 24, becomes 3A, and is added to the DM demodulation circuit 25,
4 is obtained.
なお、２４の変調方式は、ＦＭ，ＰＳＫなど何でもよく
、直結でも差し支えない。Note that the modulation method of 24 may be of any type, such as FM or PSK, and may be directly connected.
また、２２のＤＭ回路の手法は何でもよく、ＡＤＭ回路
でもよい。Moreover, any method may be used for the 22 DM circuits, and an ADM circuit may be used.
２５では、３′の復調とともにＡ．の標本化周期に対応
する標本化パルス６′を発生する。25, along with demodulation of 3', A. A sampling pulse 6' corresponding to the sampling period of is generated.
４と６′はＳＰＡＣの装置２６に送られる。4 and 6' are sent to the SPAC device 26.
２６では、６ｌに同期して４の相関処理を行い、その出
力波形として５が得られる。In 26, correlation processing of 4 is performed in synchronization with 6l, and 5 is obtained as the output waveform.
５は１と完全に同じではないが、Ｒの特徴囚により１の
情報を伝える波形信号である。Although 5 is not completely the same as 1, it is a waveform signal that conveys the information of 1 due to the characteristics of R.
なお、２６の構成例を第３図のブロック図に、ＳＰＡＣ
の処理の過程を第４図の波形図で示す。The block diagram of FIG. 3 shows an example of the configuration of 26 SPACs.
The process of processing is shown in the waveform diagram of FIG.
第３図で、４２は標本化回路、４３は記憶回路、４４は
相関器、４５は波形編集器、４０は入力端子、４１は標
本化パルス■の入力端子である。In FIG. 3, 42 is a sampling circuit, 43 is a storage circuit, 44 is a correlator, 45 is a waveform editor, 40 is an input terminal, and 41 is an input terminal for the sampling pulse (2).
第４図は第３図の各部の波形で、７はスペクトル包絡を
圧縮された音声波形、８と９はＴのＳの波形、１０は８
と９から切り出して接続された音声波形信号である。Figure 4 shows the waveforms of each part of Figure 3, 7 is the audio waveform with compressed spectrum envelope, 8 and 9 are the waveforms of S of T, 10 is 8
This is an audio waveform signal cut out from and connected to 9.
２５で復調された波形４が２６の入力端子４０に、標本
化パルス６′が４１に印加される。The waveform 4 demodulated by 25 is applied to the input terminal 40 of 26, and the sampling pulse 6' is applied to 41.
第３図、第４図では４の代わりに７で、５の代わりに１
０を用いて説明する。In Figures 3 and 4, 7 is used instead of 4, and 1 is used instead of 5.
This will be explained using 0.
７は、標本化回路４２で６′により、周期■で標本化さ
れａ１に変換される。7 is sampled by the sampling circuit 42 by 6' at a period of 2 and converted to a1.
ａｉは波形としては７と同じであり、逐次記憶回路４３
に記憶される。ai is the same as 7 as a waveform, and the sequential memory circuit 43
is memorized.
４３から時刻ｔ１を始点として読み出されたａｉは、相
関器４４に送られ、（１）式に従って短時間自己相関関
数８１（第４図（８））が計算される。ai read from 43 starting at time t1 is sent to a correlator 44, and a short-time autocorrelation function 81 (FIG. 4 (8)) is calculated according to equation (1).
８は波形編集器４５に送られる。8 is sent to the waveform editor 45.
ここでは、Ｓ１のピーク値を利用して波形の周期Ｔ１が
決定される。Here, the period T1 of the waveform is determined using the peak value of S1.
この過程は、Ｂの特徴■により極めて容易である。This process is extremely easy due to the feature (2) of B.
次に、Ｓ から１周期Ｔ１に相当する標本Ｔ ．／をＩ標本化周期■で切り出し、出力端子２７に送る。Next, sample T . corresponding to one period T1 from S . / to IIt is cut out at the sampling period ■ and sent to the output terminal 27.
ＳにはＲの特徴■があるので、その原点（（１）式のｊ
＝０）附近の利用を避けて雑音成分を除く。Since S has the feature ■ of R, its origin (j in equation (1)
=0) Eliminate noise components by avoiding use in the vicinity.
第４図の例では、原点に近く、振幅値がＯでその微係数
が正の点のＳから切り出しを行っている。In the example shown in FIG. 4, the cutout is performed from a point S near the origin, where the amplitude value is O and its differential coefficient is positive.
一方、４５で定められたＴ１の情報は４６を介して４３
へ送られ、Ｔ１分の標本を移動し、始点をｔ２＝ｔ１＋
Ｔ１として４４へａｉを送る。On the other hand, the information on T1 determined in 45 is transmitted to 43 via 46.
The sample is moved by T1, and the starting point is set to t2=t1+
Send ai to 44 as T1.
その結果、４４ではｔ２に関してＳ２（第４図９）が計
算され、更に４５で周期Ｔ２の決定、Ｔ２に相当する標
本Ｔ≦の切り出しが行われる。As a result, at 44, S2 (FIG. 4, 9) is calculated for t2, and at 45, the period T2 is determined and samples T≦ corresponding to T2 are cut out.
次の８３は、ｔ３＝ｔ２＋Ｔ２について計算される。The next 83 is calculated for t3=t2+T2.
これらの操作が繰り返され、２７にはＴ１Ｔ２Ｔ３、・
・・・・・とＳの１周期づつが連続する第４図１０の波
形が得られる。These operations are repeated, and 27 has T1T2T3, .
The waveform shown in FIG. 4 and 10, in which each period of S and S are continuous, is obtained.
なお、Ｒの特徴囚で述べたように、７と１０は同じ周波
数成分から成る。Note that, as described in the feature description of R, 7 and 10 consist of the same frequency component.
ここで、本発明の原理を第５図を用い、スペクトル領域
で補足説明する。Here, the principle of the present invention will be supplementarily explained in the spectral domain using FIG.
第５図で１１は入力音声波形信号の周波数スペクトル包
絡、１２は１１の波形信号をＳＰＡＣで処理したときの
出力波形信号の周波数スペクトル包絡、１３は１１のス
ペクトル包絡を圧縮したものである。In FIG. 5, 11 is the frequency spectrum envelope of the input audio waveform signal, 12 is the frequency spectrum envelope of the output waveform signal when the waveform signal 11 is processed by SPAC, and 13 is the compressed spectrum envelope of 11.
Ｒの特徴囚，（２）で述べたが、ＳＰＡＣなどの自己相
関関数に変換する処理を行った場合、変換前後の周波数
スペクトル包絡は、１１と１２のような関係になる。Characteristics of R As described in (2), when processing to convert into an autocorrelation function such as SPAC is performed, the frequency spectrum envelopes before and after conversion have a relationship such as 11 and 12.
１１と１２の各周波数成分は共通であるが、各周波数成
分の振幅は２乗され、１２のダイナミックレンジは対数
尺度上で、１１の２倍に広がる。Although each frequency component of 11 and 12 is common, the amplitude of each frequency component is squared, and the dynamic range of 12 is twice as wide as that of 11 on a logarithmic scale.
これは、時間領域でも（波形としても）ダイナミックレ
ンジの拡大をもたらし、不自然な音声の原因となる。This results in an expansion of the dynamic range in the time domain (also in the waveform), causing unnatural audio.
従って、ＳＰＡＣで処理した後に自然な音声を得るため
には、あらかじめ、入力音声波形信号の周波数スペクト
ル包絡を対数尺度上で上（平方根特性に相当）に圧縮し
、２１３のようにしておけばよい。Therefore, in order to obtain natural speech after processing with SPAC, it is necessary to compress the frequency spectrum envelope of the input speech waveform signal upward on the logarithmic scale (corresponding to the square root characteristic) in advance, as shown in 2 13. good.
１３をＳＰＡＣで処理すると、１１の周波数スペクトル
包絡をもつ波形信号が出力として得られる。When 13 is processed by SPAC, a waveform signal having a frequency spectrum envelope of 11 is obtained as an output.
ところで、１３のスペクトル包絡をもつ波形のダイナミ
ックレンジは、１１の場合に比較して、近似的には対数
尺度上で上に圧縮されている。By the way, the dynamic range of a waveform with a spectral envelope of 13 is approximately compressed upward on a logarithmic scale compared to the case of 11.
従って、１３の波形２をＤＭする場合、音声波形信号を直接ＤＭする場合より
、過負荷ひずみが極めて小さくなる。Therefore, when DMing the 13 waveforms 2, the overload distortion becomes much smaller than when directly DMing the audio waveform signal.
換言すると、ＤＭの情報伝送速度を大幅に節減しても、
品質を保つことが可能である。In other words, even if the DM information transmission speed is significantly reduced,
It is possible to maintain quality.
更に、ＳＰＡＣには雑音レベルを低減する能力があるの
で、少ない情報伝送速度で高品質の音声伝送が可能であ
る。Additionally, SPAC's ability to reduce noise levels allows for high quality voice transmission at lower information transmission rates.
第６図は、スペクトル包絡圧縮器２１の第１の実施例の
ブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a first embodiment of the spectral envelope compressor 21.
ここで、５１はＢＰＦ１５２は瞬時圧縮器、５３は加算
回路、２０は第１図と共通の入力端子、５５は２１の出
力端子である。Here, 51 is a BPF 152 which is an instantaneous compressor, 53 is an adder circuit, 20 is an input terminal common to that in FIG. 1, and 55 is an output terminal of 21.
以下、第６図に従ってスペクトル包絡圧縮の過程を説明
する。The process of spectral envelope compression will be described below with reference to FIG.
２０に印加された入力音声波形信号は、ＢＰＦ群５１−
１、５１−２、・・・・・・、５１ｎにより、それぞれ
その振幅を瞬時圧縮した後に、加算回路５３に印加され
、１チャネルの波形信号が５５に出力される。The input audio waveform signal applied to the BPF group 51-
1, 51-2, .
５５は、第１図のＤＭ回路２２の入力端子に接続される
。55 is connected to the input terminal of the DM circuit 22 in FIG.
この過程で、瞬時圧縮器の入出力特性は、平方根特性で
あることが望ましいが、近似的に上記特性を有していれ
ば実用上は差し支えなく、μ＝１００の対数圧縮器でも
よい。In this process, it is desirable that the input/output characteristic of the instantaneous compressor be a square root characteristic, but there is no practical problem as long as it approximately has the above characteristics, and a logarithmic compressor with μ=100 may also be used.
また、ｎは音声の基本周波数の高調波を完全に分離でき
る程大きくとれば、理想的な処理が可能である。Further, ideal processing is possible if n is set large enough to completely separate harmonics of the fundamental frequency of the voice.
しかし、ｎ−３として、第１〜第３ホルマント周波数を
分離すれば実用上は十分であり、特に高品質の音声を望
まなければｎ ＝ １でも差し支えない。However, it is practically sufficient to separate the first to third formant frequencies as n-3, and n = 1 may be sufficient if particularly high quality audio is desired.
第Ｔ図は、２１の第２の実施例のブロック図である。FIG. 21 is a block diagram of the second embodiment.
ここで、５４はＡＧＣ増幅器で、第６図と共通の番号の
ブロック等は、第６図と共通の機能をもつ。Here, 54 is an AGC amplifier, and blocks with the same numbers as in FIG. 6 have the same functions as in FIG. 6.
入力端子２０に印加された入力音声波形信号は、５１−
１、５１−２、・・・・・・、５１−ｎによりｎチャネ
ルに分割され、各チャネルの波形信号は、ＡＧＣ増幅器
５４−１、５４−２、・・・・・・、５４−ｎにより非
直線的増幅を行った後に５３に加えられ、１チャネルの
波形信号が５５に出力される。The input audio waveform signal applied to the input terminal 20 is 51-
1, 51-2, ..., 51-n, and the waveform signal of each channel is divided into n channels by AGC amplifiers 54-1, 54-2, ..., 54-n. After performing non-linear amplification, it is added to 53, and a one-channel waveform signal is output to 55.
５４は公知の回路を用いればよいが、その入出力特性は
１ ｄＢ７２ ｄＢに近いことが望ましく、時定数は１
０〜５０ｍｓｅｃが適当である。54 may be a known circuit, but its input/output characteristics are preferably close to 1 dB72 dB, and the time constant is 1.
0 to 50 msec is appropriate.
ｎについては、第６図の場合と同様である。Regarding n, it is the same as in the case of FIG.
第１の発明の方式によると、低い情報伝送速度で音声の
デイジタル伝送が可能となるので、移動無線やＳＣＰＣ
による衛星通信に適用できる。According to the method of the first invention, it is possible to digitally transmit voice at a low information transmission rate, so it can be used for mobile radio and SCPC.
can be applied to satellite communications.
このような通信の場合、できるならば通話の秘密を守る
ことが望ましい。In the case of such communications, it is desirable to keep the calls confidential if possible.
秘話通信の一つの方式として、音声の零交差波の符号変
換による秘話通信方式（「秘話通信方式」、特願昭５２
−００９２３２、出願日＝５２年２月１日）。As one method of confidential communication, a confidential communication method (``Secret communication method'', patent application 1983) is based on code conversion of zero-crossing waves of voice.
-009232, filing date = February 1, 1952).
同じ原理はＤＭ方式によるデイジタル信号にも適用でき
る。The same principle can also be applied to digital signals using the DM system.
第３の発明の秘話通信方式では、ＭＯＤ２の加法による
符号変換を利用するので、ここでその原理を説明する。Since the confidential communication system of the third invention uses code conversion by MOD2 addition, the principle thereof will be explained here.
標本化周期Ｉの２値ＤＭ波形をＡＡ ・・・・・・Ａ
．、・・・・・・ＡＭとする。The binary DM waveform with sampling period I is AA...A
．． ,...AM.
一方、符１ ２１ ｌ号間隔■の２値系列をＢ１、Ｂ２、・・・・・・Ｂ，・
・・・・・ＢＮとする。On the other hand, the binary series with the symbol 1 21 l interval ■ is B1, B2,...B,...
.....BN.
２値系列の周期はＮで、一般にＮ＜ＭであるＢによるＡ
の符号変換過程は（２）式で示される。The period of the binary series is N, and generally A by B with N<M
The code conversion process is shown by equation (2).
Ａ．■Ｂ．＝Ｃ． ・・・・・・（
２）ここで、［Ｆ］よＭＯＤ２の加法を表す。A. ■B. =C.・・・・・・(
2) Here, [F] represents addition of MOD2.
時系列信号Ｃ，、Ｃ２、・・・・・・Ｃ．、・・・・・
・ＣＭが伝送信号であるが、ＣもＡ，Ｂと同様に２値で
ある。Time series signals C,, C2,...C. ,...
- Although CM is a transmission signal, C is also binary like A and B.
受信側では送信側で使用したＢ．と同じ２値系列を用い
て、Ｊ符号変換を行う。The receiving side uses the B. J code conversion is performed using the same binary sequence as .
これを（３）式、（４）式で示す。Ｃ．■Ｂ・＝Ａ．
・・・・・・（３）Ｃ．■石．＝Ｘ．
・・・・・・（４）！（３）式の場合、変換前のＡ．が復元され、（４）式の
！場合は位相の反転したＡ、が得られる。This is shown in equations (3) and (4). C. ■B・=A.
・・・・・・(3)C. ■Stone. =X.
・・・・・・(4)! In the case of formula (3), A. is restored, and the ! of equation (4) is restored. In this case, A with an inverted phase is obtained.
Ａ．とＡ．をＤＭ復調した波形は、位相が１８０°異な
るだけであり、ききとり上の差はない。A. and A. The waveforms obtained by DM demodulation differ only in phase by 180°, and there is no difference in listening performance.
一般に、Ａ．とＣ．の周波数スペクトルには相１１関がなく、Ｃ．を傍受しても、Ｂｊを知らない限！りＡｉを得ることはできず、通話の秘密を守ることがで
きる。In general, A. and C. There is no correlation in the frequency spectrum of C. Even if you intercept it, unless you know Bj! It is not possible to obtain Ai from other sources, and the secrecy of the call can be maintained.
以下図に従い、第３の発明（第１の発明の方式で秘話通
信を行う場合）の実施例を説明する。An embodiment of the third invention (a case where confidential communication is performed using the method of the first invention) will be described below with reference to the drawings.
第８図は本実施例のブロック図で、２８と３１は排他的
論理和回路、２９と３２は２値系列発生器、３０はパル
ス同期回路で、第１図と共通のブロツク等の番号は、第
１図と同じ機能をもつ。FIG. 8 is a block diagram of this embodiment, in which 28 and 31 are exclusive OR circuits, 29 and 32 are binary sequence generators, 30 is a pulse synchronization circuit, and the numbers of blocks common to those in FIG. 1 are , has the same function as in Figure 1.
第９図は本実施例に関係のある各部の波形を示す図で、
１４は標本化周期■の２値ＤＭ波形（Ａｉ）で、第２図
の３に相当、１５は２値符号系列の波形（Ｂ・）、１６
は１４と１５をＭＯＤ２の加法で変換した伝送波形（Ｃ
．）、１６′は伝送された受信側の１６の波形、１５′
は受信側で発生したＢ，の波形、１４′はＪ１５と１ぎをＭＯＤ２の加法で変換して得られたＡ．、
６は標本化パルス、σは受信側で発生したｌ標本化パルスである。FIG. 9 is a diagram showing waveforms of various parts related to this example.
14 is a binary DM waveform (Ai) with a sampling period ■, which corresponds to 3 in Fig. 2; 15 is a binary code series waveform (B); 16
is the transmission waveform (C
．． ), 16' is the transmitted waveform of 16 on the receiving side, 15'
14' is the waveform of B generated on the receiving side, and 14' is the waveform of A. obtained by converting J15 and 1 by addition of MOD2. ,
6 is a sampling pulse, and σ is an l sampling pulse generated on the receiving side.
音声波形信号を２値ＤＭ波形１４に変換する過程は、第
１図の方式と同じである。The process of converting the audio waveform signal into the binary DM waveform 14 is the same as the method shown in FIG.
一方、２３で発生した標本化パルス６は２値系列発生器
２９にも加えられ、符号間隔■、周期Ｎ（Ｎは２以上の
正の整数）の２値系列１５を発生する。On the other hand, the sampling pulse 6 generated at 23 is also applied to a binary sequence generator 29, which generates a binary sequence 15 with a code interval of 3 and a period of N (N is a positive integer of 2 or more).
この例では、２値系列Ｂ．はＮ＝５の１１０００である
。In this example, the binary series B. is 11000 with N=5.
Ｊ排他的論理和回路２８で、１４と１５をＭＯＤ２の加法
により変換する。J Exclusive OR circuit 28 converts 14 and 15 by addition of MOD2.
２８の出力が伝送波形ノ１６でＣ，に相当する。The output of 28 corresponds to transmission waveform No. 16 and C.
１６は、変調・伝送・復■調の過程２４を経て受信信号１『となる。16 is modulation, transmission, and recovery.After passing through the keying process 24, the received signal becomes 1'.
１６′はパルス同期回路３０に印加される。16' is applied to the pulse synchronization circuit 30.
３０では、１６の位相にあわせて周期■の標本化パルス
６′を発生し、２値系列発生器３２を駆動して２値系列
の波形１５′を発生する。At step 30, a sampling pulse 6' having a period of 2 is generated in accordance with the phase of 16, and the binary sequence generator 32 is driven to generate a binary sequence waveform 15'.
１５′と１６′のＭＯＤ２の加法が排他的論理和回路３
１で行われ、その出力として１４′が得られる。Addition of MOD2 of 15' and 16' is exclusive OR circuit 3
1, and 14' is obtained as the output.
１４′はＡ．であり、第１図の３′に相当する波形で、
その後の処理は第１図の場合と同じである。14' is A. , and the waveform corresponds to 3' in Figure 1,
The subsequent processing is the same as in the case of FIG.
本発明の秘話方式では、２値系列Ｂ．には無限ともいえ
る種類があり、Ｎ＝１０の場合に限っても、５００余の
２値系列がある。In the secret method of the present invention, the binary sequence B. There are an almost infinite number of types, and even when N=10, there are over 500 binary sequences.
大きなＮを選択したり、Ｍ系列、Ｌ系列などの擬似ラン
ダム系列の利用も可能である。It is also possible to select a large N, or to use a pseudo-random sequence such as an M sequence or an L sequence.
また、チャネルごとに異なった２値系列を割り当てて、
特に秘話の効果を高めることもできる。Also, by assigning a different binary sequence to each channel,
In particular, it can also enhance the effect of secret stories.
本発明の秘話通信方式では、送信側と受信側の２値系列
Ｂ．の同期をとる必要がある。In the confidential communication system of the present invention, the binary sequence B. need to be synchronized.
しかし、Ｊ２値系列が簡単なとき、たとえば、Ｎ＝２で１０のよう
なときには、受信側では単に符号間隔の位相を一致させ
るだけでよい。However, when the J binary sequence is simple, for example, when N=2 and 10, it is sufficient for the receiving side to simply match the phases of the code intervals.
また、Ｎが大きいときには、会話の始めや一定の周期ご
とに、Ｂ．のＪ同期をとるためのパルスをそう人すればよい。Also, when N is large, B. All you need to do is set a pulse for synchronization.
次に、本発明の方式の実験例について述べる。Next, an experimental example of the method of the present invention will be described.
最初に、入力音声波形信号を２００〜８ ０ ０ ＨＺ
１８ ０ ０〜２，０ ０ ０Ｈｚ１２，０ ０ ０〜
３，４ ０ ０Ｈｚ，の３個のＢＰＦで周波数帯域に分
割し、３チャネルの波形信号とした後、各チャネルごと
に平方根特性の瞬時圧縮器で波形の振幅を圧縮した。First, the input audio waveform signal is set to 200~800Hz.
1800～2,000Hz12,000～
After dividing the signal into frequency bands using three BPFs of 3 and 400 Hz to obtain a three-channel waveform signal, the amplitude of the waveform was compressed for each channel using an instantaneous compressor with square root characteristics.
圧縮した３チャネルの波形信号を加え合わせた後、１０
ｋｂｐｓのＤＭ波形に変換した。After adding the compressed 3-channel waveform signals, 10
It was converted to a kbps DM waveform.
このＤＭ波形を復調した後、標本化周期１０ｋＨｚのＳ
ＰＡＣで処理したところ、３２ｋｂｐｓのＡＤＭ方式に
匹敵する品質の音声波形信号を得ることができた。After demodulating this DM waveform, S
When processed with PAC, it was possible to obtain an audio waveform signal with quality comparable to that of the 32 kbps ADM system.
以上のように、本発明の伝送方式によれば、１ ０ ｋ
ｂｐｓ程度の情報伝送速度で高品質の音声伝送が可能で
あり、また秘話通信も可能であることから、移動無線、
衛星通信、あるいはデータ伝送回線を通じた音声伝送な
どに広く利用できる。As described above, according to the transmission method of the present invention, 1 0 k
Mobile radio, as high-quality voice transmission is possible at an information transmission speed of about bps, and confidential communication is also possible.
It can be widely used for satellite communications or voice transmission through data transmission lines.
第１図、第３図、第６図、第７図、第８図は本発明の実
施例のブロック図、第２図は第１図の発明の動作を説明
する波形図、第４図は第３図の動作を説明する波形図、
第５図は第１図、第６図、第７図の動作を説明するスペ
クトル包絡の図、第９図は第８図の動作を説明する波形
図である。２１・・・・・・スペクトル包絡圧縮器、２２・・・・
・・ＤＭ回路、２３・・・・・・標本化パルス発振器、
２４・・・・・・変調・伝送・復調、２５・・・・・・
ＤＭ復調回尾２６・・・・・・ＳＰＡＣの装置、２８，
３１・・・・・・排他的論理和回路、２９，３２・・・
・・・２値系列発生器、３０・・・・・・パルス同期回
路、４２・・・・・・標本化回路、４３・・・・・・記
憶回路、４４・・・・・・相関器、４５・・・・・・波
形編集器、５１・・・・・・ＢＰＦ，５２・・・・・・
瞬時圧縮器、５３・・・・・・加算回路、２０，４０・
・・・・・入力端子、２７，５５・・・・・・出力端子
、４１・・・・・・標本化パルス入力端子、■・・・・
・・標本化周期、Ｔ・・・・・・波形の周期。1, 3, 6, 7, and 8 are block diagrams of embodiments of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram explaining the operation of the invention of FIG. 1, and FIG. 4 is a A waveform diagram explaining the operation of FIG.
FIG. 5 is a spectrum envelope diagram for explaining the operations in FIGS. 1, 6, and 7, and FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the operation in FIG. 8. 21... Spectral envelope compressor, 22...
...DM circuit, 23...sampling pulse oscillator,
24...Modulation, transmission, demodulation, 25...
DM demodulation loop 26...SPAC device, 28,
31... Exclusive OR circuit, 29, 32...
... Binary sequence generator, 30 ... Pulse synchronization circuit, 42 ... Sampling circuit, 43 ... Memory circuit, 44 ... Correlator , 45...Waveform editor, 51...BPF, 52...
Instantaneous compressor, 53... Addition circuit, 20, 40...
...Input terminal, 27, 55...Output terminal, 41...Sampling pulse input terminal, ■...
...Sampling period, T... Waveform period.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52062720AJPS5848919B2 (en) | 1977-05-31 | 1977-05-31 | Audio transmission method |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52062720AJPS5848919B2 (en) | 1977-05-31 | 1977-05-31 | Audio transmission method |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53148205A JPS53148205A (en) | 1978-12-23 |
| JPS5848919B2true JPS5848919B2 (en) | 1983-10-31 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52062720AExpiredJPS5848919B2 (en) | 1977-05-31 | 1977-05-31 | Audio transmission method |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5848919B2 (en) |
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53148205A (en) | 1978-12-23 |
| Publication | Publication Date | Title |
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