【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
た３相誘導電動機の駆動装置に係り、特に単相交流電力
で駆動する小容量の３相誘導電動機の駆動に好適な駆動
装置に関する。The present invention relates to a driving device for a three-phase induction motor using an inverter, and more particularly to a driving device suitable for driving a small-capacity three-phase induction motor driven by single-phase AC power.
【０００２】[0002]
【従来の技術】誘導電動機(ＩＭ)は、工業用に限らず、
家庭用のエアコンや冷蔵庫、洗濯機、掃除機、水道用の
ポンプ、換気用のファンなど各種の電化製品(家電製品)
にも広く用いられるようになっているが、更に近年は、
これら電化製品についても省エネ性や静粛性など性能向
上についての要求が高まり、これに応じてインバータに
よる可変速駆動方式の電動機が広く用いられるようにな
ってきた。2. Description of the Related Art Induction motors (IM) are not limited to industrial use.
Various electric appliances (home appliances) such as household air conditioners and refrigerators, washing machines, vacuum cleaners, water pumps, ventilation fans, etc.
Has been widely used, but in recent years,
With respect to these electric appliances, there is a growing demand for improved performance such as energy saving and quietness, and accordingly, variable-speed drive type electric motors using inverters have been widely used.
【０００３】ところで３相誘導電動機やインバータ装置
は、当初は主として工業用であり、このため、３相交流
２００Ｖ(３相交流４００Ｖの場合もある)で供給されて
いる工業用の商用電力に合わせて、通常は３相２００Ｖ
定格になっていて、これが広く汎用化されている状況に
ある。Incidentally, three-phase induction motors and inverter devices are primarily used for industrial purposes at first, and therefore, are compatible with industrial commercial power supplied at 200 V three-phase AC (sometimes 400 V three-phase AC). And usually 3 phase 200V
They are rated and are in widespread use.
【０００４】一方、家庭用の商用電力は、主として単相
交流１００Ｖ(単相交流２００Ｖの場合もある)で供給さ
れており、このため、インバータ装置を用いて電動機を
可変速駆動するようにした場合でも、家電製品の場合
は、夫々単相交流１００Ｖ定格のものを用いるのが通例
であった。On the other hand, commercial power for home use is mainly supplied with a single-phase AC of 100 V (in some cases, a single-phase AC of 200 V). Therefore, the motor is driven at a variable speed using an inverter device. Even in this case, in the case of home electric appliances, it is customary to use a single-phase AC 100 V rated one each.
【０００５】ところで、製品の低価格化は常に大きな命
題であり、このためには、汎用化されている部品や電動
機を用いるのが有利であり、このため、インバータ装置
のスイッチング素子や誘導電動機としても、汎用品とし
て供給されている３相交流２００Ｖ(又は３相交流４０
０Ｖ)用のものを使用するのが望ましい。[0005] By the way, reducing the price of products is always a major proposition, and for this purpose, it is advantageous to use general-purpose parts and electric motors. Also, a three-phase AC 200 V (or a three-phase AC 40
0V).
【０００６】そこで、図７に示すように、インバータ装
置の順変換部を、２個のダイオード１、２と、同じく２
個のコンデンサ３、４のブリッジ接続による周知の倍電
圧整流回路で構成し、これにより、単相交流１００Ｖの
商用電源ＰＳから、直流の＋−端子間に２００Ｖ以上の
電圧の直流電力を得るようにした電動機駆動装置が従来
技術として提案されている。Therefore, as shown in FIG. 7, the forward conversion unit of the inverter device is connected to two diodes 1 and 2 and 2 diodes.
A well-known voltage doubler rectifier circuit composed of a plurality of capacitors 3 and 4 connected in a bridge manner, so that a DC power of 200 V or more can be obtained between the DC + and-terminals from a single-phase AC 100 V commercial power supply PS. An electric motor drive device has been proposed as a conventional technique.
【０００７】そして、この従来技術では、その直流の＋
−端子間に得られる２００Ｖ以上の電圧を有する直流電
力を、フライホイールダイオードが並列接続された、例
えばＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)
からなる６個のスイッチング素子５〜１０で構成される
一般的な３相ブリッジ型の逆変換部(インバータ主回路)
により、任意の周波数の３相交流電力に変換して３相誘
導電動機１２に供給し、これにより３相誘導電動機１２
の可変速駆動が得られるようにしてある。In this prior art, the DC +
DC power having a voltage of 200 V or more obtained between terminals is connected to a flywheel diode in parallel, for example, an IGBT (insulated gate bipolar transistor)
General three-phase bridge type inversion unit (inverter main circuit) composed of six switching elements 5 to 10
To convert the power into three-phase AC power of an arbitrary frequency and supply the power to the three-phase induction motor 12.
Variable speed drive is obtained.
【０００８】このため、この図７の従来技術では、イン
バータ制御回路１１によりゲート信号ＧＵ、ＧＸ、Ｇ
Ｖ、ＧＹ、ＧＷ、ＧＸを発生させ、これを各スイッチン
グ素子５〜１０に供給して、それらを各個にオン(導通)
オフ(遮断)制御し、これにより所定の電圧で所定の周波
数の３相交流電力が、出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに得られるよ
うに構成してある。In the prior art shown in FIG. 7, therefore, the gate signals GU, GX, G
V, GY, GW, GX are generated and supplied to each of the switching elements 5 to 10 to turn them on (conduction).
The power supply is turned off (cut off), so that three-phase AC power of a predetermined voltage and a predetermined frequency is obtained at the output terminals U, V, and W.
【０００９】このときのスイッチング素子５〜１０の制
御は、図８に示すように、出力電圧の１サイクル期間を
電気角３６０°として、電気角６０°毎に第１モード〜
第６モードの６種のモードによりオンオフ制御されるよ
うになっている。なお、図８において、上側の(a)図は
各スイッチング素子を１８０°通電制御した場合で、下
側の(b)図は、同じく１２０°通電制御の場合である。At this time, the control of the switching elements 5 to 10 is performed, as shown in FIG.
On / off control is performed by six modes of the sixth mode. In FIG. 8, the upper diagram (a) shows the case where the 180 ° conduction control is performed on each switching element, and the lower (b) diagram shows the case where the same 120 ° conduction control is performed.
【００１０】ここで、良く知られているように、ダイオ
ード１、２とコンデンサ３、４からなる倍電圧整流回路
では、入力された単相交流電圧の波高値のほぼ２倍の直
流電圧を得ることができ、従って、単相交流商用電源Ｐ
Ｓの電圧Ｖm を１００Ｖとすると、各コンデンサ３、４
の各端子と中性点端子Ｎの間には、夫々約１４０Ｖの直
流電圧Ｖo が得られることになり、この結果、直流の＋
−端子間には、この直流電圧Ｖo の２倍の電圧２Ｖo(≒
２８０Ｖ)が得られることになる。Here, as is well known, in the voltage doubler rectifier circuit composed of the diodes 1 and 2 and the capacitors 3 and 4, a DC voltage almost twice the peak value of the input single-phase AC voltage is obtained. Therefore, the single-phase AC commercial power supply P
When a voltage Vm of S is 100 V, the capacitors 3 and 4
, A DC voltage Vo of about 140 V is obtained between each terminal and the neutral point terminal N. As a result, the DC +
− Terminal, a voltage 2Vo (≒) which is twice the DC voltage Vo
280 V).
【００１１】従って、この従来技術によれば、スイッチ
ング素子５〜１０と、３相誘導電動機１２として、３相
交流２００Ｖ(又は３相交流４００Ｖ)定格の汎用品を使
用することができるので、単相１００Ｖの電化製品など
に適用して大幅な価格抑制を図ることができる。Therefore, according to this prior art, a general-purpose product having a three-phase AC of 200 V (or a three-phase AC of 400 V) can be used as the switching elements 5 to 10 and the three-phase induction motor 12. It can be applied to a phase 100V electric appliance and the like to achieve a great price reduction.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、機器
の小型化と低価格化についての配慮が充分にされている
とは言えず、電化製品など小型低価格機器への適用を図
る上で問題があった。上記したように、近年、電化製品
など小型低価格機器でも電動機の可変速制御に対する要
求が高まり、電化製品にもインバータ装置の組み込み要
望が出始めている。However, the prior art described above does not provide sufficient consideration for miniaturization and cost reduction of equipment, and is not suitable for application to small and low-cost equipment such as electric appliances. There was a problem. As described above, in recent years, there has been an increasing demand for variable speed control of electric motors even in small and low-priced appliances such as electric appliances, and demands for incorporating inverter devices in electric appliances have begun to appear.
【００１３】また、これと平行して、単相誘導電動機の
三相誘導電動機への置き換えによる需要拡大や、可変速
化に伴う単相交流電源で使用するインバータ装置の需要
拡大も見込まれるようになってきている。このような状
況で、電化製品などに対するインバータ装置の本格的な
使用のためには、現状のインバータ装置よりも更に小型
化、低価格化が必要になるが、従来技術では、この点に
不満が残ってしまうのである。In parallel with this, demand is expected to increase due to the replacement of single-phase induction motors with three-phase induction motors, and to increase the demand for inverter devices used in single-phase AC power supplies due to variable speeds. It has become to. Under these circumstances, the full-scale use of the inverter device for electric appliances and the like requires further downsizing and lower price than the current inverter device, but the conventional technology is dissatisfied with this point. It will remain.
【００１４】本発明の目的は、インバータ装置を用い、
より一層の小型化、低価格化が得られるようにした３相
誘導電動機駆動装置を提供することにある。An object of the present invention is to use an inverter device,
It is an object of the present invention to provide a three-phase induction motor driving device capable of further reducing the size and cost.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】上記目的は、中性点出力
を有する倍電圧整流回路からなるの順変換部と、上下対
になった２個のスイッチング素子の直列回路からなるス
イッチング素子対を２対、並列に接続したＨブリッジ回
路からなる逆変換部とを備えたインバータ装置におい
て、３相の電機子巻線のうち、或る１相の巻線が前記倍
電圧整流回路の中性点出力に接続され、残りの２相の巻
線が各々前記逆変換部の交流出力に接続された３相誘導
電動機と、前記３相誘導電動機の或る１相の端子に印加
される電圧を従属相電圧とする３相交流電圧が、前記残
りの２相の端子に夫々印加されるように、前記逆変換部
のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御
回路とを設けることにより達成される。The object of the present invention is to provide a forward conversion unit comprising a voltage doubler rectifier circuit having a neutral point output, and a switching element pair comprising a series circuit of two upper and lower switching elements. In an inverter device including two pairs of inverting sections each formed of an H-bridge circuit connected in parallel, one of three-phase armature windings is connected to a neutral point of the voltage doubler rectifier circuit. The three-phase induction motor connected to the output and the remaining two-phase windings are each connected to the AC output of the inverse converter, and a voltage applied to a certain one-phase terminal of the three-phase induction motor is dependent on the three-phase induction motor. This is achieved by providing an inverter control circuit that controls on / off of the switching element of the inverting unit so that the three-phase AC voltage serving as the phase voltage is applied to each of the remaining two-phase terminals.
【００１６】インバータ装置は、誘導電動機の３相の電
機子巻線に流れる電流を制御し、回転磁界を作ることに
より、誘導電動機の回転子にトルクを発生させるように
なっているが、この３相誘導電動機の電流制御では、３
相の電機子巻線のうちの１相は、他の２相の従属相にな
るので、この場合には電機子巻線の２相の電流を制御し
てやるだけで良いことが知られている。The inverter device controls the current flowing through the three-phase armature winding of the induction motor to generate a rotating magnetic field, thereby generating torque in the rotor of the induction motor. In the current control of the phase induction motor, 3
Since one phase of the armature winding of a phase becomes a dependent phase of the other two phases, in this case, it is known that it is only necessary to control the two-phase current of the armature winding.
【００１７】従って、倍電圧整流回路の中性点の電圧を
従属相の電圧とすることにより、２相の電流を制御する
だけで回転磁界の形成に必要な３相交流を得ることがで
き、３相誘導電動機を駆動することができるのである。Accordingly, by setting the voltage at the neutral point of the voltage doubler rectifier circuit to the voltage of the dependent phase, it is possible to obtain the three-phase alternating current necessary for forming the rotating magnetic field only by controlling the two-phase current. The three-phase induction motor can be driven.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】以下、本発明による３相誘導電動
機駆動装置について、図示の実施形態により詳細に説明
する。図１は本発明の一実施形態で、図において、２０
〜２３はインバータ装置の逆変換部を構成するスイッチ
ング素子で、２４はインバータ制御回路であり、その他
の構成は、図７で説明した従来技術と同じである。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a three-phase induction motor driving device according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.
Reference numerals 23 to 23 denote switching elements that constitute an inverse conversion unit of the inverter device, 24 denotes an inverter control circuit, and the other configurations are the same as those of the related art described with reference to FIG.
【００１９】従って、倍電圧整流回路からなるインバー
タ装置の順変換部の構成は、従来技術と同じで、直列接
続された２個のダイオード１、２と、同じく２個のコン
デンサ３、４で構成され、これにより、単相の交流電源
ＰＳから供給される、例えば１００Ｖの交流電力を倍電
圧整流し、直列接続されたコンデンサ３、４の両側の＋
端子と−端子に、これらコンデンサ３、４の共通接続点
である中性点端子Ｎの電圧ＶN を基準電圧値(＝０Ｖ)と
して、正の直流電圧＋Ｖ0 と、負の直流電圧−Ｖ0 を得
るようになっている。Therefore, the structure of the forward converter of the inverter device composed of the voltage doubler rectifier circuit is the same as that of the prior art, and comprises two diodes 1 and 2 connected in series and two capacitors 3 and 4 similarly. As a result, the AC power of, for example, 100 V supplied from the single-phase AC power supply PS is double-voltage rectified, and +
A positive DC voltage + V0 and a negative DC voltage −V are set to a terminal and a − terminal, where a voltage VN at a neutral terminal N, which is a common connection point of the capacitors 3 and 4, is set as a reference voltage value (= 0 V). It is designed to get0 .
【００２０】しかして、この実施形態では、逆変換部
(インバータ主回路)の構成が従来技術とは異なり、図示
のように、４個のスイッチング素子２０〜２３で構成さ
れている。これらのスイッチング素子２０〜２３は、夫
々がフライホイールダイオードを備えたＩＧＢＴであ
り、それらのスイッチング素子２０〜２３のうち、スイ
ッチング素子２０、２１と、スイッチング素子２２、２
３は、夫々上下で対になっていて、いわゆるアームを形
成している。In this embodiment, however, the inverse transform unit
The configuration of the (inverter main circuit) is different from the prior art, and is composed of four switching elements 20 to 23 as shown in the figure. Each of these switching elements 20 to 23 is an IGBT provided with a flywheel diode, and among these switching elements 20 to 23, switching elements 20, 21 and switching elements 22, 2
Numerals 3 are each paired up and down to form a so-called arm.
【００２１】そして、それらの対(アーム)を、＋Ｖ0 電
圧の直流＋端子と、−Ｖ0 電圧の直流＋−端子の間に並
列に接続し、これにより、夫々のスイッチング素子の接
続点を交流出力端子Ａ、ＢとするＨブリッジ回路が形成
されるようにし、これをインバータ主回路として３相誘
導電動機１２のＵ端子を交流出力端子Ａに、Ｗ端子を交
流出力端子Ｂに、そして、Ｖ端子は中性点端子Ｎに夫々
接続する。The pairs (arms) are connected in parallel between the DC + terminal of the + V0 voltage and the DC +-terminal of the −V0 voltage, thereby connecting the connection points of the respective switching elements. An H-bridge circuit having AC output terminals A and B is formed, and this is used as an inverter main circuit. The U terminal of the three-phase induction motor 12 is connected to the AC output terminal A, the W terminal is connected to the AC output terminal B, and The V terminals are respectively connected to the neutral terminal N.
【００２２】夫々のスイッチング素子２０〜２３は、イ
ンバータ制御回路２４から供給されるゲート信号ＧＵ
Ａ、ＧＸＡ、ＧＷＡ、ＧＺＡにより、後述する所定のモ
ードでオンオフ制御され、これにより、可変電圧可変周
波数の３相交流電力が交流出力端子Ａ、Ｂと中性点端子
Ｎに発生されるようにし、３相誘導電動機１２の可変速
運転が得られるようにする。なお、このため、図示して
ないが、インバータ制御回路２４には、マイコンやフォ
トカプラなど、必要とする各種の回路素子が設けられて
いる。Each of the switching elements 20 to 23 has a gate signal GU supplied from the inverter control circuit 24.
A, GXA, GWA, and GZA control ON / OFF in a predetermined mode described later so that three-phase AC power of variable voltage and variable frequency is generated at AC output terminals A and B and neutral point terminal N. The variable speed operation of the three-phase induction motor 12 is obtained. For this reason, although not shown, the inverter control circuit 24 is provided with various necessary circuit elements such as a microcomputer and a photocoupler.
【００２３】次に、インバータ制御回路２４によるゲー
ト信号ＱＵＡ、ＱＸＡ、ＱＷＡ、ＱＺＡの発生モードに
ついて説明する。４個のスイッチング素子２０〜２３
は、図２に示すように、出力電圧の１サイクル期間を電
気角３６０°周期として、各期間毎に電気角６０°を単
位とする第１モードから第６モードまでの６種のモード
によりオンオフ制御されるようになっている。ここで、
各ゲート信号ＱＵＡ、ＱＸＡ、ＱＷＡ、ＱＺＡのレベル
１と、各スイッチング素子２０〜２３のオンとは略対応
するので、以下、同じものとして説明すると、まず、図
２から明らかなように、各モードでオンされるスイッチ
ング素子は、以下の通りになる。Next, the generation mode of the gate signals QUA, QXA, QWA, QZA by the inverter control circuit 24 will be described. Four switching elements 20 to 23
As shown in FIG. 2, one cycle of the output voltage is a 360 ° electrical angle cycle, and is turned on / off by six types of modes from a first mode to a sixth mode in which the electrical angle is 60 ° as a unit for each period. It is controlled. here,
Since the level 1 of each of the gate signals QUA, QXA, QWA, and QZA substantially corresponds to the on state of each of the switching elements 20 to 23, when the same is described below, first, as is clear from FIG. The switching elements that are turned on are as follows.
【００２４】第１モード→素子２０(ＱＵＡ) 第２モード→素子２０(ＱＵＡ)と素子２３(ＱＺＡ) 第３モード→素子２３(ＱＺＡ) 第４モード→素子２１(ＱＸＡ) 第５モード→素子２１(ＱＸＡ)と素子２２(ＱＷＡ) 第６モード→素子２２(ＱＷＡ)First mode → element 20 (QUA) Second mode → element 20 (QUA) and element 23 (QZA) Third mode → element 23 (QZA) Fourth mode → element 21 (QXA) Fifth mode → element 21 (QXA) and element 22 (QWA) 6th mode → element 22 (QWA)
【００２５】これにより、ＵＶＷの各相間には、図示の
ようなＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＷＵ間電圧が現れ、こ
の結果、回転磁界の形成に必要な１２０°通電モードに
よる次のような電流の流れ、すなわち、を作り出すことができ、３相誘導電動機１２を回転駆動
させることができる。As a result, a voltage between UV, a voltage between VW and a voltage between WU as shown in the figure appear between the phases of the UVW. As a result, the following 120 ° conduction mode necessary for forming a rotating magnetic field is obtained. The current flow, ie And the three-phase induction motor 12 can be driven to rotate.
【００２６】従って、この図１の実施形態によれば、逆
変換部のスイッチング素子が４個で済むことになり、こ
の結果、スイッチング素子及び電動機として汎用品の使
用が可能になることと相俟って、更に価格の低減化と装
置の小型化を図ることができる。また、このスイッチン
グ素子の個数が減った分、スイッチング損失も減少する
ので、素子の冷却が容易になる上、効率の向上が得られ
るので、更に小型化が可能になり、加えてランニングコ
ストを抑えることができる。Therefore, according to the embodiment shown in FIG. 1, only four switching elements are required in the inversion section, and as a result, general-purpose products can be used as the switching elements and the electric motor. Therefore, it is possible to further reduce the cost and the size of the device. In addition, since the number of the switching elements is reduced, the switching loss is reduced, so that the cooling of the elements is facilitated and the efficiency is improved, so that the size can be further reduced and the running cost can be reduced. be able to.
【００２７】ところで、インバータ装置では、通常、そ
のスイッチング素子の制御には、ＰＷＭ制御(パルス幅
変調制御)を適用するのが一般的である。このとき、図
３(a)に示すように、逆変換部のアームを想定すると、
従来技術による一般的な３相ブリッジ型逆変換部の場合
には、アーム短絡をなくすため、上下のスイッチング素
子ＱＵＡ、ＱＸＡのオン期間の間に、同図(b)に示すよ
うに、非ラップ期間を設ける必要があるが、本発明の実
施形態では、図２から明らかなように、同じアームのス
イッチング素子が相次いでオンに制御されることはない
ので、図３(c)に示すように、非ラップ期間を設ける必
要は全く無く、従って、本発明の実施形態によれば、イ
ンバータ制御回路２４によるゲート信号の作成が容易に
なり、構成を簡略化することができる。By the way, in the inverter device, generally, PWM control (pulse width modulation control) is applied to control of the switching element. At this time, as shown in FIG. 3A, assuming an arm of an inverse transform unit,
In the case of the conventional three-phase bridge type reverse conversion unit according to the prior art, in order to eliminate the arm short circuit, during the ON period of the upper and lower switching elements QUA and QXA, as shown in FIG. Although it is necessary to provide a period, in the embodiment of the present invention, as is apparent from FIG. 2, the switching elements of the same arm are not controlled to be turned on one after another, so that as shown in FIG. It is not necessary to provide a non-lap period at all. Therefore, according to the embodiment of the present invention, the gate signal can be easily created by the inverter control circuit 24, and the configuration can be simplified.
【００２８】一方、本発明では、例えば図１の実施形態
において、スイッチング素子２０とスイッチング素子２
３がオンした場合にＵ〜Ｗ間に印加される電圧と、スイ
ッチング素子２０だけがオンした場合にＵ〜Ｖ間に印加
せれる電圧では、図２から明らかなように、２倍の違い
がある。On the other hand, according to the present invention, for example, in the embodiment of FIG.
As is clear from FIG. 2, there is a two-fold difference between the voltage applied between U and W when 3 is turned on and the voltage applied between U and V when only the switching element 20 is turned on. is there.
【００２９】そこで、上記実施形態では説明しなかった
が、この電圧の違いを修正する第１の実施形態として、
従属相であるＶ相に電流を流す場合には、１周期の時間
と１周期中でのオン時間の比であるオンデューティを１
００％まで許容させるのに対して、Ｕ、Ｗ相にしか電流
が流れない場合、すなわち、従属相には電流が流れない
場合には、オンデューティを５０％までしか許容しない
ように制御するようにしても良い。Therefore, although not described in the above embodiment, as a first embodiment for correcting this difference in voltage,
When a current is supplied to the V-phase, which is a dependent phase, the on-duty, which is the ratio of the on-time in one cycle to the on-duty in one cycle, is set to 1
If the current is allowed to flow to only the U and W phases while the current is allowed to flow to the U and W phases, that is, if the current is not allowed to flow to the dependent phases, control is performed so that the on-duty is allowed only to 50%. You may do it.
【００３０】こうすることにより、上記実施形態におけ
る印加電圧の違いを修正することができ、これにより、
より一層円形に近い回転磁界を３相誘導電動機１２に発
生させることができ、更に滑らかな運転を得ることがで
きる。This makes it possible to correct the difference in the applied voltage in the above embodiment,
A more circular rotating magnetic field can be generated in the three-phase induction motor 12, and a smoother operation can be obtained.
【００３１】次に、上記した電圧の違いを修正すること
ができるようにした第２の実施形態として、３相誘導電
動機１２の電機子巻線のインダクタンスを相巻線で異な
らしめるようにした実施形態について、説明する。ま
ず、一般に３相の誘導電動機は、各相の巻線インダクタ
ンスについて、図４に示すように記述することができ
る。そこで、各巻線について、Ｕ相インダクタンスをＬ
ｕ、Ｖ相インダクタンスをＬｖ、Ｗ相インダクタンスを
Ｌｗとする。Next, as a second embodiment in which the above-mentioned difference in voltage can be corrected, the inductance of the armature winding of the three-phase induction motor 12 is made different for each phase winding. The form will be described. First, generally, in a three-phase induction motor, the winding inductance of each phase can be described as shown in FIG. Therefore, for each winding, the U-phase inductance is L
u, the V-phase inductance is Lv, and the W-phase inductance is Lw.
【００３２】上記したように、本発明の実施形態では、
例えばスイッチング素子２０とスイッチング素子２３と
ががオンした場合にＵ〜Ｗ間に印加される電圧と、スイ
ッチング素子２０だけがオンした場合にＵ〜Ｖ間に印加
せれる電圧とでは、２倍の違いがあり、これによりトル
クの変動、すなわちトルク脈動発生の虞れが考えられ
る。そこで、これ対応する手段として、各巻線のインダ
クタンスについて、Ｌｕ＝Ｌｗ、Ｌｖ＝２Ｌｕとなるよ
うに、各巻線のインダクタンスを変更してやり、これに
より、トルクが平均化されるようにするのである。As described above, in the embodiment of the present invention,
For example, the voltage applied between U and W when the switching element 20 and the switching element 23 are turned on and the voltage applied between U and V when only the switching element 20 is turned on are doubled. There is a difference, which may cause a fluctuation in torque, that is, a possibility of occurrence of torque pulsation. Therefore, as means corresponding to this, the inductance of each winding is changed so that Lu = Lw and Lv = 2Lu, so that the torque is averaged.
【００３３】また、これとは別に、１回転中のトルクリ
ップルを減少させるため、誘導電動機の極数を増加させ
る方法を適用してもよい。従って、本発明の実施形態に
よれば、これらの方法を適用することにより、３相誘導
電動機１２を充分に滑らかに回転させることができる。Alternatively, a method of increasing the number of poles of the induction motor may be applied to reduce the torque ripple during one rotation. Therefore, according to the embodiment of the present invention, by applying these methods, the three-phase induction motor 12 can be rotated sufficiently smoothly.
【００３４】次に、本発明の他の実施形態について、説
明する。図５は、本発明の他の一実施形態で、図におい
て、３０、３１は電流検出用のシャント抵抗で、３２、
３３は電流検出回路であり、その他は図１の実施形態と
同じである。図１の実施形態では説明しなかったが、本
発明では、逆変換部のスイッチング素子を制御するため
には、負荷である３相誘導電動機１２に流れる電流を検
出する回路が必要で、この場合、２相の電流を検出する
必要がある。そこで、この図３の実施形態では、シャン
ト抵抗３０、３１を用い、これによりＶ相とＷ相の電流
を検出するようにしたものである。Next, another embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 shows another embodiment of the present invention. In the drawing, reference numerals 30 and 31 denote shunt resistors for current detection.
Reference numeral 33 denotes a current detection circuit, and the rest is the same as the embodiment of FIG. Although not described in the embodiment of FIG. 1, in the present invention, a circuit for detecting a current flowing through the three-phase induction motor 12, which is a load, is required to control the switching element of the inverting unit. It is necessary to detect a two-phase current. Therefore, in the embodiment of FIG. 3, the shunt resistors 30 and 31 are used to detect the V-phase and W-phase currents.
【００３５】まず、中性点端子Ｎに流れるＶ相の電流
は、シャント抵抗３０で電圧値に変換され、差動増幅器
からなる電流検出回路３２により増幅されて、検出信号
ＩN となってインバータ制御回路２４に供給される。次
に、直流−端子に流れるＷ相の電流は、シャント抵抗３
１で電圧値に変換され、同じく差動増幅器からなる電流
検出回路３３により増幅され、検出信号Ｉ+となってイ
ンバータ制御回路２４に供給される。First, the V-phase current flowing to the neutral point terminal N is converted into a voltage value by the shunt resistor 30, amplified by the current detection circuit 32 comprising a differential amplifier, and becomes a detection signal IN to become an inverter. It is supplied to the control circuit 24. Next, the W-phase current flowing through the DC-terminal is
The signal is converted to a voltage value by 1, and is amplified by a current detection circuit 33 also composed of a differential amplifier, and supplied to the inverter control circuit 24 as a detection signal I+ .
【００３６】そして、検出された各相電流はインバータ
制御回路２４内のマイコンにより計算処理され、４個の
スイッチング素子２０〜２３のオンオフモードやオンオ
フ時間を決定するのに使用され、この結果、３相誘導電
動機１２の運転状態を的確に制御することができる。The detected phase currents are calculated by a microcomputer in the inverter control circuit 24 and used to determine the on / off mode and on / off time of the four switching elements 20 to 23. The operation state of the phase induction motor 12 can be accurately controlled.
【００３７】なお、各電流検出回路３２、３３を構成す
る差動増幅器としては、一般に市場に提供されているも
のを使用すれば良いが、精度の向上を目的として、ハイ
ブリッドＩＣのファンクショントリミング等の手法を講
じたものを使用しても良いことはいうまでもない。As the differential amplifiers constituting each of the current detection circuits 32 and 33, those which are generally provided on the market may be used. However, in order to improve the accuracy, a function such as function trimming of a hybrid IC is used. Needless to say, a technique that uses a technique may be used.
【００３８】また、この図５の実施形態では、電流検出
用にシャント抵抗３０、３１を用いているが、ホール素
子を用いたＣＴを２相に入れてもよい。更に、特願昭６
１−０８２２６７号の出願に係る発明のように、スイッ
チング素子の下アームと負の電源との間にシャント抵抗
を入れ、電流を検出してもよいことも、いうまでもな
い。Although the shunt resistors 30 and 31 are used for current detection in the embodiment of FIG. 5, a CT using a Hall element may be included in two phases. Furthermore, Japanese Patent Application No. 6
Needless to say, a shunt resistor may be inserted between the lower arm of the switching element and the negative power supply to detect the current as in the invention according to the application of 1-082267.
【００３９】ところで、以上の実施形態では、単相交流
電源に本発明を適用した場合のものであるが、本発明
は、３相交流電源にも適用することができる。図６は、
本発明を３相交流電源３ＰＳから給電して動作するよう
にした場合の一実施形態で、図において、６０〜６５は
３相ブリッジ整流回路を形成するダイオードで、これに
より２個のコンデンサ３、４の両端の直流＋端子と−端
子に夫々電圧＋Ｖ0 と−Ｖ0 の各直流電圧を得ると共
に、中性点端子Ｎの取り出しが得られるように構成した
もので、その他の構成は、図１の実施形態と略同じであ
る。In the above embodiment, the present invention is applied to a single-phase AC power supply, but the present invention can also be applied to a three-phase AC power supply. FIG.
In one embodiment in which the present invention is operated by supplying power from a three-phase AC power supply 3PS, in the figure, reference numerals 60 to 65 denote diodes forming a three-phase bridge rectifier circuit, and thus two capacitors 3, 4 are obtained such that DC voltages + V0 and −V0 are respectively obtained at the DC + terminal and −V terminal at both ends thereof, and that the neutral point terminal N can be taken out. This is substantially the same as the first embodiment.
【００４０】しかして、この図６の３相交流電源を用い
た実施形態の場合と、図１の単相交流電源を用いた実施
形態の場合とは、直列接続されたコンデンサ３、４に得
られる直流電圧の安定度に違いある。図１の単相交流電
源ＰＳによる実施形態の場合は、絶えず電源から一定の
電力がコンデンサ３、４に供給されるため、３相誘導電
動機１２に供給される電力とは略無関係に、これらコン
デンサ３、４の電圧は単相交流電源ＰＳの電圧に固定さ
れる。Thus, the embodiment using the three-phase AC power supply shown in FIG. 6 and the embodiment using the single-phase AC power supply shown in FIG. There is a difference in the stability of the applied DC voltage. In the case of the embodiment using the single-phase AC power supply PS in FIG. 1, constant power is constantly supplied from the power supply to the capacitors 3 and 4, so that these capacitors are substantially independent of the power supplied to the three-phase induction motor 12. The voltages of 3 and 4 are fixed to the voltage of the single-phase AC power supply PS.
【００４１】これに対して、図５の３相交流電源３ＰＳ
による実施形態の場合は、３相交流電源３ＰＳから供給
される電力と３相誘導電動機１２に供給される電力の差
により、コンデンサ３、４の電圧が変化してしまうこと
がある。すなわち、コンデンサ３とコンデンサ４の電圧
が異なることがある。On the other hand, the three-phase AC power supply 3PS shown in FIG.
In the case of the embodiment described above, the voltage of the capacitors 3 and 4 may change due to the difference between the power supplied from the three-phase AC power supply 3PS and the power supplied to the three-phase induction motor 12. That is, the voltages of the capacitor 3 and the capacitor 4 may be different.
【００４２】そこで、この図６の実施形態では、図示の
ように、各コンデンサ３、４の電圧を検出してインバー
タ制御回路２４に取り込み、これにより各スイッチング
素子２０〜２３の制御動作を変更し、常に所望の制御が
得られるようにしてある。なお、特に問題にならない場
合には、このような制御は不要であることはいうまでも
ない。Therefore, in the embodiment of FIG. 6, as shown in the figure, the voltage of each of the capacitors 3 and 4 is detected and taken into the inverter control circuit 24, thereby changing the control operation of each of the switching elements 20 to 23. The desired control is always obtained. It is needless to say that such a control is not necessary if there is no particular problem.
【００４３】[0043]
【発明の効果】本発明によれば、逆変換部のスイッチン
グ素子が４個で済み、従来技術の場合の２／３になるこ
とから、インバータ装置のパワー部の実装面積も、その
分、小型になると共に、スイッチング素子の発熱も２／
３になるため、放熱フィンも小型化できる。従って、こ
れにより、インバータ装置を用いた３相誘導電動機駆動
装置の小形化と低価格化を、より一層図ることができ
る。According to the present invention, only four switching elements are required in the inverse converter, which is 2/3 of that in the prior art. Therefore, the mounting area of the power section of the inverter device is reduced accordingly. And the heat generated by the switching element is 2 /
3, the size of the radiation fin can be reduced. Therefore, this makes it possible to further reduce the size and cost of the three-phase induction motor driving device using the inverter device.
【図１】本発明による３相誘導電動機駆動装置の一実施
形態を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a three-phase induction motor driving device according to the present invention.
【図２】本発明による３相誘導電動機駆動装置の一実施
形態の動作を説明するための波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of one embodiment of the three-phase induction motor driving device according to the present invention.
【図３】インバータ装置の逆変換部におけるスイッチン
グ動作の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a switching operation in an inverter of an inverter device.
【図４】本発明の一実施形態における３相誘導電動機の
一例を示す説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating an example of a three-phase induction motor according to an embodiment of the present invention.
【図５】本発明による３相誘導電動機駆動装置の他の一
実施形態を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the three-phase induction motor driving device according to the present invention.
【図６】本発明による３相誘導電動機駆動装置の更に別
の一実施形態を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing still another embodiment of the three-phase induction motor driving device according to the present invention.
【図７】従来技術による３相誘導電動機駆動装置の一例
を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an example of a conventional three-phase induction motor driving device.
【図８】従来技術による３相誘導電動機駆動装置の一例
の動作を説明するための波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of an example of a conventional three-phase induction motor driving device.
１、２ 倍電圧整流回路を構成するダイオード １、２ 倍電圧整流回路を構成するコンデンサ １２ ３相誘導電動機 ２０〜２３ Ｈブリッジ型逆変換部を構成するスイッチ
ング素子 ２４ インバータ制御回路 ＰＳ 単相交流電源1, a diode constituting a double voltage rectifier circuit 1, a capacitor constituting a double voltage rectifier circuit 12, a three-phase induction motor 20 to 23, a switching element constituting an H-bridge type reverse conversion unit 24 an inverter control circuit PS a single-phase AC power
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9300762AJPH11136994A (en) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Three-phase induction motor drive |
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| JP9300762AJPH11136994A (en) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Three-phase induction motor drive |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136994Atrue JPH11136994A (en) | 1999-05-21 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9300762APendingJPH11136994A (en) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Three-phase induction motor drive |
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