【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、カルマン渦により
発生する交番信号を検出し、この交番信号にフィルタを
通過させアナログ／デジタル変換器でアナログ／デジタ
ル変換して得た渦流量信号をプロセッサを用いて信号処
理し、測定流体の流量を測定する渦流量計に関するもの
である。更に詳しくは、渦流量信号に含まれたノイズを
有効に除去するための改良を施した渦流量計に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a processor for detecting an alternating signal generated by Karman vortex, passing the alternating signal through a filter, and performing an analog / digital conversion by an analog / digital converter to obtain a vortex flow signal. The present invention relates to a vortex flow meter for measuring a flow rate of a measurement fluid by performing signal processing using the same. More specifically, the present invention relates to an improved vortex flowmeter for effectively removing noise included in a vortex flow signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】渦流量計は、測定流体中に配設された渦
発生体の後方に発生するカルマン渦の発生周波数が流速
に比例することを利用したものであり、構造が簡単で、
測定可能範囲が広く、測定精度が高いことから各種流体
の流量測定に広く用いられている。2. Description of the Related Art A vortex flowmeter utilizes the fact that the frequency of the Karman vortex generated behind a vortex generator disposed in a measurement fluid is proportional to the flow velocity, and has a simple structure.
Because of its wide measurable range and high measurement accuracy, it is widely used for measuring the flow rate of various fluids.
【０００３】図７は従来における渦流量計の構成例を示
した図である。図７において、１，２は測定流体中に発
生するカルマン渦を微弱な交流電荷として検出するセン
サ、３，４はセンサ１，２から出力された微弱な交流電
荷信号を交流電圧信号に変換する電荷電圧変換回路、５
はノイズバランス回路、６はノイズバランス回路５を経
た電荷電圧変換回路３の出力と電荷電圧変換回路４の出
力を加算増幅する加算回路である。カルマン渦により２
つのセンサ１，２にかかる応力は異なる。このため、２
つのセンサ１，２の出力に含まれるノイズ信号のレベル
は異なる。電荷電圧変換回路３と４の出力をそのまま加
算したのでは加算信号にノイズ成分が残ってしまう。ノ
イズバランス回路５は、２つのセンサ１，２の出力に含
まれるノイズ信号のレベル比に相当する係数を電荷電圧
変換回路３の出力に掛けてから電荷電圧変換回路４の出
力と加算し、これによってノイズ成分を除去する。７は
加算回路６の出力のノイズを除去するアクティブフィル
タ、８はアクティブフィルタ７の出力を渦周波数に応じ
たパルス信号に変換するシュミットトリガ回路である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a conventional vortex flowmeter. In FIG. 7, reference numerals 1 and 2 denote sensors for detecting Karman vortices generated in a measurement fluid as weak AC charges, and reference numerals 3 and 4 convert a weak AC charge signal output from the sensors 1 and 2 into an AC voltage signal. Charge-voltage conversion circuit, 5
Reference numeral 6 denotes a noise balance circuit, and 6 denotes an addition circuit that adds and amplifies the output of the charge-voltage conversion circuit 3 and the output of the charge-voltage conversion circuit 4 that have passed through the noise balance circuit 5. Karman vortex 2
The stresses applied to the two sensors 1 and 2 are different. Therefore, 2
The levels of the noise signals included in the outputs of the two sensors 1 and 2 are different. If the outputs of the charge-voltage conversion circuits 3 and 4 are added as they are, a noise component remains in the added signal. The noise balance circuit 5 multiplies a coefficient corresponding to the level ratio of the noise signal included in the outputs of the two sensors 1 and 2 by the output of the charge-voltage conversion circuit 3 and adds the result to the output of the charge-voltage conversion circuit 4. To remove noise components. Reference numeral 7 denotes an active filter for removing noise from the output of the adding circuit 6, and reference numeral 8 denotes a Schmitt trigger circuit for converting the output of the active filter 7 into a pulse signal corresponding to the vortex frequency.
【０００４】９はマイクロプロセッサで、周波数／デジ
タル変換器、メモリ等を有していて、シュミットトリガ
回路８のパルス出力を周波数／デジタル変換器によりデ
ジタル信号に変換し、このデジタル信号を用いてメモリ
に格納された流量演算に必要な定数及び演算プログラム
により流量を算出する。算出値はパルス信号として出力
される。１０はマイクロプロセッサ９が出力したパルス
信号を絶縁伝送するトランス、１１は絶縁伝送したパル
ス信号を電圧信号に変換するＦ／Ｖ変換器、１２は変換
した電圧信号を例えば４〜２０ｍＡの電流信号に変換す
るＶ／Ｉ変換器である。Ｖ／Ｉ変換器１１で変換された
電流信号は２本の伝送線を介して負荷に伝送される。A microprocessor 9 has a frequency / digital converter, a memory, and the like. The pulse output of the Schmitt trigger circuit 8 is converted into a digital signal by the frequency / digital converter, and the digital signal is used as a memory. The flow rate is calculated by a constant and a calculation program necessary for the flow rate calculation stored in the. The calculated value is output as a pulse signal. Reference numeral 10 denotes a transformer that insulates and transmits the pulse signal output by the microprocessor 9, 11 denotes an F / V converter that converts the insulated and transmitted pulse signal into a voltage signal, and 12 denotes a converted voltage signal into a current signal of, for example, 4 to 20 mA. This is a V / I converter for conversion. The current signal converted by the V / I converter 11 is transmitted to a load via two transmission lines.
【０００５】１３はマイクロプロセッサ９の制御信号に
基づいてアクティブフィルタ７のコーナー周波数を変え
る高周波減衰回路、１４は加算回路６の出力に含まれた
ノイズ成分を判別するノイズ判別回路、１５はノイズ判
別回路１４の判別結果を示す電圧信号を周波数信号に変
換してマイクロプロセッサ９に入力するＶ／Ｆ変換回路
である。[0005] Reference numeral 13 denotes a high-frequency attenuating circuit that changes the corner frequency of the active filter 7 based on a control signal from the microprocessor 9, 14 denotes a noise discriminating circuit that discriminates a noise component included in the output of the adding circuit 6, and 15 denotes noise discriminating This is a V / F conversion circuit that converts a voltage signal indicating the result of determination by the circuit 14 into a frequency signal and inputs the frequency signal to the microprocessor 9.
【０００６】図７の渦流量計では、渦の信号成分に重畳
するノイズ成分として次のものがある。 配管の振動によるノイズ ビート状ノイズのような低周波ノイズ 渦発生体の共振等による高周波ノイズ スパイク状ノイズ バルブ、ヘッダー等からの音響ノイズ これらのノイズはアクティブフィルタ７によってかなり
低減することができるが、なお低減されずに残っている
ノイズ成分が信号成分に対して悪影響を及ぼす。このた
め、シュミットトリガ回路８でノイズ成分を信号成分と
してパルス化してしまったり、信号成分をパルス化する
のを見落としたりすることがある。In the vortex flowmeter of FIG. 7, there are the following noise components superimposed on the signal component of the vortex. Noise due to pipe vibration Low-frequency noise such as beat-like noise High-frequency noise due to vortex generator resonance Spike-like noise Acoustic noise from valves, headers, etc. These noises can be considerably reduced by the active filter 7. The noise component remaining without being reduced adversely affects the signal component. For this reason, the noise component may be pulsed by the Schmitt trigger circuit 8 as a signal component, or the pulse conversion of the signal component may be overlooked.
【０００７】特に、高密度のスチーム等の流量測定で
は、流体の流速が高くなるにつれて渦発生体の共振によ
るノイズやバルブ、ヘッダー等の共鳴による音響ノイズ
が励起される。このうち、渦発生体の共振ノイズについ
ては、その周波数が最大渦周波数よりも大きくなるので
特に問題とならないが、音響ノイズについては、それが
発生する時刻、周波数がランダムであるため、従来の流
量計では除去できなかった。In particular, in a flow rate measurement of high-density steam or the like, noise due to resonance of the vortex generator and acoustic noise due to resonance of a valve, a header or the like are excited as the flow velocity of the fluid increases. Of these, the resonance noise of the vortex generator is not particularly problematic because its frequency is higher than the maximum vortex frequency, but the acoustic noise is generated at random times and frequencies. The total could not be removed.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した問題
点を解決するためになされたものであり、渦周波数信号
の周波数を監視し、周波数が不連続に変化したときはノ
イズが発生したと判断し、その時点における周波数スペ
クトルの変化から真の信号成分を抽出することによっ
て、バルブ、ヘッダー等からの音響ノイズの発生を正し
く検出し、安定した流量検出を確保できる渦流量計を実
現することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and monitors the frequency of a vortex frequency signal. If the frequency changes discontinuously, noise is generated. Judging and extracting true signal components from changes in the frequency spectrum at that point in time to correctly detect the generation of acoustic noise from valves, headers, etc., and realize a vortex flowmeter that can ensure stable flow detection. With the goal.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明は次のとおりの構
成になった渦流量計である。 （１）カルマン渦により発生する交番信号を検出し、こ
の交番信号にフィルタを通過させアナログ／デジタル変
換器でアナログ／デジタル変換して得た渦流量信号をプ
ロセッサを用いて信号処理し、測定流体の流量を測定す
る渦流量計において、前記渦流量信号の位相を９０°シ
フトする位相シフト手段と、渦流量信号を前記位相をシ
フトした信号で除算する除算手段と、この除算手段でと
った除算信号のａｒｃｔａｎをとり、渦流量信号の位相
を検出する位相検出手段と、この位相検出手段で検出し
た位相を時間微分して瞬時周波数を算出する微分手段
と、渦流量信号を周波数解析する高速フーリエ変換手段
と、前記微分手段で算出した瞬時周波数及び前記高速フ
ーリエ変換手段から得た周波数スペクトルをもとに渦流
量信号の信号成分の周波数を求める演算手段と、を具備
したことを特徴とする渦流量計。 （２）高速フーリエ変換を行うときのサンプリング時間
を、測定流体が流れる管の口径、測定流体に応じて切り
替えるサンプリング制御手段を具備したことを特徴とす
る（１）記載の渦流量計。 （３）コーナー周波数が可変のローパスフィルタ及びハ
イパスフィルタからなり、前記渦流量信号が通過するバ
ンドパスフィルタと、前記微分手段で算出した瞬時周波
数を監視し、今回の演算周期で算出した瞬時周波数が前
回の演算周期で算出した瞬時周波数よりも大きい場合は
前記ローパスフィルタのコーナー周波数を下げ、小さい
場合は前記ハイパスフィルタのコーナー周波数を下げる
フィルタ制御手段を具備したことを特徴とする（１）記
載の渦流量計。 （４）前回の演算周期で算出された瞬時周波数をもとに
今回の演算周期の瞬時周波数の予測値を算出し、この予
測値と今回の演算周期の瞬時周波数の測定値との誤差を
求め、求めた誤差と前記高速フーリエ変換手段から得た
周波数スペクトルをもとに渦流量信号の信号成分の周波
数を決定する信号抽出手段を具備したことを特徴とする
（１）記載の渦流量計。 （５）前記位相をシフトした信号の値が０または０近傍
にあるときは、前記位相検出手段に除算手段からの除算
信号を無視させる演算抑制手段を具備したことを特徴と
する（１）記載の渦流量計。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is a vortex flowmeter having the following configuration. (1) An alternating signal generated by the Karman vortex is detected, the alternating signal is passed through a filter, the vortex flow signal obtained by analog / digital conversion by an analog / digital converter is subjected to signal processing using a processor, and the fluid to be measured is measured. A phase shifter for shifting the phase of the vortex flow signal by 90 °, a divider for dividing the vortex flow signal by the phase-shifted signal, and a division performed by the divider. Phase detection means for detecting the arctan of the signal and detecting the phase of the eddy flow signal; differentiation means for calculating the instantaneous frequency by time differentiating the phase detected by the phase detection means; and fast Fourier for frequency analysis of the eddy flow signal Conversion means, the signal component of the eddy flow signal based on the instantaneous frequency calculated by the differentiating means and the frequency spectrum obtained from the fast Fourier transform means. Vortex flowmeter characterized by comprising calculating means for obtaining the wave number, the. (2) The vortex flowmeter according to (1), further including sampling control means for switching a sampling time for performing the fast Fourier transform in accordance with a diameter of a pipe through which the measurement fluid flows and the measurement fluid. (3) A low-pass filter and a high-pass filter having variable corner frequencies. The band-pass filter through which the eddy flow signal passes and the instantaneous frequency calculated by the differentiating means are monitored. (1) The filter control device according to (1), further comprising: a filter control unit that lowers a corner frequency of the low-pass filter when the instantaneous frequency is higher than an instantaneous frequency calculated in a previous operation cycle, and lowers a corner frequency of the high-pass filter when the instantaneous frequency is lower than the instantaneous frequency. Vortex flow meter. (4) A predicted value of the instantaneous frequency of the current calculation cycle is calculated based on the instantaneous frequency calculated in the previous calculation cycle, and an error between the predicted value and the measured value of the instantaneous frequency of the current calculation cycle is obtained. The vortex flowmeter according to (1), further comprising signal extraction means for determining the frequency of the signal component of the eddy flow signal based on the obtained error and the frequency spectrum obtained from the fast Fourier transform means. (5) When the value of the phase-shifted signal is 0 or near 0, the phase detection means includes an operation suppression means for ignoring a division signal from the division means. Vortex flowmeter.
【００１０】[0010]
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明を説明
する。図１は本発明の一実施例を示した構成図である。
図１で図７と同一のものは同一符号を付ける。図１では
センサが１個である場合を例示しているが、センサを２
個用いる渦流量計にも図１の実施例は適用可能である。
図１で、２０は電荷電圧変換回路３の出力が通過するア
ンチエイリアシングフィルタ、２１はフィルタ２０を通
過後の信号をアナログ／デジタル変換するアナログ／デ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）である。２２はコーナー
周波数が可変のローパスフィルタ（ローパスフィルタを
ＬＰＦとする）及びハイパスフィルタ（ハイパスフィル
タをＨＰＦとする）からなり、Ａ／Ｄ変換後の渦流量信
号が通過するバンドパスフィルタである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of the present invention.
1 that are the same as those in FIG. 7 are given the same reference numerals. FIG. 1 illustrates a case in which the number of sensors is one.
The embodiment of FIG. 1 is applicable to a single vortex flowmeter.
In FIG. 1, reference numeral 20 denotes an anti-aliasing filter through which the output of the charge-voltage conversion circuit 3 passes, and reference numeral 21 denotes an analog-to-digital converter (A / D converter) that converts the signal after passing through the filter 20 from analog to digital. Reference numeral 22 denotes a band-pass filter including a low-pass filter (the low-pass filter is an LPF) and a high-pass filter (the high-pass filter is an HPF) having variable corner frequencies, and through which the eddy flow signal after A / D conversion passes.
【００１１】３０はマイクロプロセッサで、流量の算出
演算や各種の制御を行う。マイクロプロセッサ３０で、
３０１はＡ／Ｄ変換後の渦流量信号の位相を９０°シフ
トする位相シフト手段である。Ａ／Ｄ変換後の渦流量信
号を正弦波信号とすると、位相をシフトした信号（位相
シフト信号）は余弦波信号になる。３０２はＡ／Ｄ変換
後の渦流量信号を位相シフト手段３０１の位相シフト信
号で除算する除算手段である。前述したようにＡ／Ｄ変
換後の渦流量信号を正弦波信号、位相シフト信号は余弦
波信号とすると、除算手段３０２でとった除算信号は正
接信号（ｔａｎ信号）になる。３０３は除算手段３０２
でとった除算信号のａｒｃｔａｎをとり、渦流量信号の
位相を検出する位相検出手段、３０４は位相検出手段３
０３で検出した位相を時間微分して瞬時周波数を算出す
る微分手段、３０５は渦流量信号を周波数解析する高速
フーリエ変換手段である。３０６は微分手段３０４で算
出した瞬時周波数及び高速フーリエ変換手段３０５から
得た周波数スペクトルをもとに渦流量信号の信号成分の
周波数を求める演算手段である。３０７は高速フーリエ
変換手段３０５が高速フーリエ変換を行うときのサンプ
リング時間を、測定流体が流れる管の口径、測定流体に
応じて切り替えるサンプリング制御手段である。Reference numeral 30 denotes a microprocessor which performs calculation calculation of flow rate and various controls. With the microprocessor 30,
Reference numeral 301 denotes phase shift means for shifting the phase of the eddy flow signal after A / D conversion by 90 °. Assuming that the eddy flow signal after the A / D conversion is a sine wave signal, the phase-shifted signal (phase shift signal) becomes a cosine wave signal. Reference numeral 302 denotes a division unit that divides the eddy flow signal after the A / D conversion by the phase shift signal of the phase shift unit 301. As described above, if the eddy flow signal after A / D conversion is a sine wave signal and the phase shift signal is a cosine wave signal, the division signal obtained by the division means 302 becomes a tangent signal (tan signal). 303 is a dividing means 302
Phase detection means for taking the arctan of the division signal obtained in step (1) and detecting the phase of the eddy flow signal;
Differentiating means for calculating the instantaneous frequency by time-differentiating the phase detected in 03, and 305 is a fast Fourier transform means for performing frequency analysis of the eddy flow signal. Numeral 306 denotes a calculating means for calculating the frequency of the signal component of the eddy flow signal based on the instantaneous frequency calculated by the differentiating means 304 and the frequency spectrum obtained from the fast Fourier transform means 305. A sampling control unit 307 switches the sampling time when the fast Fourier transform unit 305 performs the fast Fourier transform according to the diameter of the pipe through which the measurement fluid flows and the measurement fluid.
【００１２】３０８はフィルタ制御手段で、微分手段３
０４で算出した瞬時周波数を監視し、瞬時周波数の変化
に応じてバンドパスフィルタ２２にあるＨＰＦとＬＰＦ
のコーナー周波数を変える。すなわち、フィルタ制御手
段３０８は、今回の演算周期で算出した瞬時周波数が前
回の演算周期で算出した瞬時周波数よりも大きい場合は
ＬＰＦのコーナー周波数を下げ、小さい場合は前記ＨＰ
Ｆのコーナー周波数を下げる。３０９は信号抽出手段
で、前回の演算周期で算出された瞬時周波数をもとに今
回の演算周期の瞬時周波数の予測値を算出し、この予測
値と今回の演算周期の瞬時周波数の測定値との誤差を求
め、求めた誤差と高速フーリエ変換手段３０５から得た
周波数スペクトルをもとに渦流量信号の信号成分の周波
数を決定する。３１０は演算抑制手段で、位相シフト信
号の値が０または０近傍にあるときは、位相検出手段に
除算手段からの除算信号を無視させる。ここでいう０近
傍は、マイクロプロセッサ３０が演算を行うときに、０
とみなす微小値の範囲である。Reference numeral 308 denotes a filter control means.
04, and monitors the instantaneous frequency, and changes the HPF and LPF in the bandpass filter 22 according to the change in the instantaneous frequency.
Change the corner frequency of That is, the filter control means 308 lowers the corner frequency of the LPF when the instantaneous frequency calculated in the current operation cycle is higher than the instantaneous frequency calculated in the previous operation cycle,
Lower the corner frequency of F. 309 is a signal extracting means for calculating a predicted value of the instantaneous frequency in the current operation cycle based on the instantaneous frequency calculated in the previous operation cycle, and calculating the predicted value and the measured value of the instantaneous frequency in the current operation cycle. And the frequency of the signal component of the eddy flow signal is determined based on the obtained error and the frequency spectrum obtained from the fast Fourier transform means 305. Numeral 310 denotes operation suppression means for causing the phase detection means to ignore the division signal from the division means when the value of the phase shift signal is at or near zero. Here, the vicinity of 0 is 0 when the microprocessor 30 performs an operation.
Is the range of the minute value considered as.
【００１３】４０はＲＡＭ、４１はＲＯＭで、これらは
マイクロプロセッサ３０における演算に必要な定数や演
算プログラムを格納する。４２はマイクロプロセッサ３
０が出力したデジタル信号をアナログ信号に変換するデ
ジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）、４３はＤ／
Ａ変換器４２の変換信号を所定の形式の信号、例えば４
〜２０ｍＡの電流信号に変換して出力する出力段回路で
ある。Reference numeral 40 denotes a RAM, and 41 denotes a ROM, which stores constants and operation programs necessary for the operation in the microprocessor 30. 42 is the microprocessor 3
0 is a digital / analog converter (D / A converter) for converting the output digital signal into an analog signal.
The converted signal of the A converter 42 is converted into a signal of a predetermined format, for example, 4
An output stage circuit that converts the current signal into a current signal of 20 mA and outputs the converted signal.
【００１４】図１の渦流量計の動作を説明する。図２は
信号処理手順を示したフローチャートである。The operation of the vortex flowmeter shown in FIG. 1 will be described. FIG. 2 is a flowchart showing a signal processing procedure.
【００１５】まず、流量が一定の場合について説明す
る。渦流量信号を正弦波信号とする。バンドパスフィル
タ２２の出力を、 ｘ1（ｎＴ）＝Ａｓｉｎ（ω0ｎＴ＋φ） … ただし、Ａ：振幅、ω0：角速度、φ：初期位相、Ｔ：
サンプリング周期 ｎ：自然数でサンプリング回数に伴って増加していく数 とすると、位相シフト手段３０１による位相シフト信号
は次式で与えられる。 ｘ2（ｎＴ）＝Ａｃｏｓ（ω0ｎＴ＋φ） … ，式で与えられる信号を除算手段３０２及び位相検
出手段３０３で演算処理した結果、次式で与えられる位
相θ（ｎＴ）が得られる。First, the case where the flow rate is constant will be described. The eddy flow signal is a sine wave signal. The output of the band-pass filter 22 is represented by: x1 (nT) = Asin (ω0 nT + φ) where A: amplitude, ω0 : angular velocity, φ: initial phase, T:
Assuming that the sampling period n is a natural number that increases with the number of samplings, the phase shift signal by the phase shift means 301 is given by the following equation. x2 (nT) = Acos (ω0 nT + φ)... The signal given by the equation is subjected to arithmetic processing by the divider 302 and the phase detector 303, and the phase θ (nT) given by the following equation is obtained.
【数１】式を時間について微分することによって、次
式に示すような渦周波数信号の瞬時周波数ｆｒｅｑ（ｎ
Ｔ）を得ることができる。## EQU1 ## By differentiating the equation with respect to time, the instantaneous frequency freq (n
T) can be obtained.
【数２】式のｄθ（ｎＴ）は、ｎ回目のサンプリング
周期における位相と（ｎ−１）回目のサンプリング周期
における位相の差である。ｄＴはｎ回目のサンプリング
周期における時間と（ｎ−１）回目のサンプリング周期
における時間の差である。図３は流量が一定の場合にお
ける各信号のタイムチャートである。Dθ (nT) in the equation is the difference between the phase in the n-th sampling cycle and the phase in the (n-1) -th sampling cycle. dT is the difference between the time in the n-th sampling cycle and the time in the (n-1) -th sampling cycle. FIG. 3 is a time chart of each signal when the flow rate is constant.
【００１６】次に、流量が連続的に増加していく場合に
ついて説明する。この場合は、信号ｘ1（ｎＴ）とｘ
2（ｎＴ）は次式で与えられる。 ｘ1（ｎＴ）＝Ａｓｉｎ｛ω0ｎＴ＋ｃ×（ｎＴ）2＋
φ｝ ｘ2（ｎＴ）＝Ａｃｏｓ｛ω0ｎＴ＋ｃ×（ｎＴ）2＋
φ｝ 位相θ（ｎＴ）は次式で与えられる。Next, a case where the flow rate continuously increases will be described. In this case, the signals x1 (nT) and x
2 (nT) is given by the following equation. x1 (nT) = Asin ｛ω0 nT + c × (nT)2 +
φ｝ x2 (nT) = Acos ｛ω0 nT + c × (nT)2 +
φ｝ phase θ (nT) is given by the following equation.
【数３】瞬時周波数ｆｒｅｑ（ｎＴ）は次式で与えられ
る。## EQU3 ## The instantaneous frequency freq (nT) is given by the following equation.
【数４】図４は流量が連続的に増加していく場合におけ
る各信号のタイムチャートである。## EQU4 ## FIG. 4 is a time chart of each signal when the flow rate continuously increases.
【００１７】これらのことから、渦周波数信号にノイズ
を含まない場合は、位相θ（ｎＴ）は時間の１次関数ま
たは２次関数になり、瞬時周波数ｆｒｅｑ（ｎＴ）は一
定値または時間の１次関数となる。From these facts, when no noise is included in the eddy frequency signal, the phase θ (nT) becomes a linear function or a quadratic function of time, and the instantaneous frequency freq (nT) becomes a constant value or 1 of time. It becomes the following function.
【００１８】次に、バルブ、ヘッダー等からの音響ノイ
ズが信号成分に重畳した場合について説明する。この場
合は、信号ｘ1（ｎＴ）とｘ2（ｎＴ）は次式で与えられ
る。 ｘ1（ｎＴ）＝Ａｓｉｎ（ω0ｎＴ＋φ）＋Ｂｓｉｎ（ω
1ｎＴ＋ψ） ｘ2（ｎＴ）＝Ａｃｏｓ（ω0ｎＴ＋φ）＋Ｂｃｏｓ（ω
1ｎＴ＋ψ） Ｂ：定数、ψ：位相差、ω1：角速度 位相θ（ｎＴ）は次式で与えられる。Next, a case where acoustic noise from a valve, a header or the like is superimposed on a signal component will be described. In this case, the signals x1 (nT) and x2 (nT) are given by the following equations. x1 (nT) = A sin (ω0 nT + φ) + B sin (ω
1 nT + ψ) x2 (nT) = Acos (ω0 nT + φ) + Bcos (ω
1 nT + ψ) B: constant, ψ: phase difference, ω1 : angular velocity The phase θ (nT) is given by the following equation.
【数５】瞬時周波数ｆｒｅｑ（ｎＴ）は次式で与えられ
る。## EQU5 ## The instantaneous frequency freq (nT) is given by the following equation.
【数６】図５及び図６は角速度ω0の信号成分に対し
て、ある時点から角速度ω1の音響ノイズが加わった場
合における各信号のタイムチャートである。図５は信号
成分の振幅と音響ノイズの振幅が等しい場合、図６は音
響ノイズの振幅が信号成分の振幅の１／２である場合を
示している。[6] FIGS. 5 and 6 with respect to the signal component of the angular velocity omega0, it is a time chart of signals in the case where the angular velocity omega1 of the acoustic noise is applied from a certain point in time. 5 shows a case where the amplitude of the signal component is equal to the amplitude of the acoustic noise, and FIG. 6 shows a case where the amplitude of the acoustic noise is １ ／ of the amplitude of the signal component.
【００１９】図５及び図６に示すように、音響ノイズが
重畳された時点で、位相が時間に対して一意的でなくな
るか、突如変化する。また、瞬時周波数も不安定となる
ため、，，式により信号成分の周波数を決定する
ことは実用的でない。しかしながら、信号にノイズが重
畳しているか否かの判断が必要なことから、本発明で
は、高速フーリエ変換手段３０５で周波数解析を行い、
周波数スペクトルが信号またはノイズであることを位相
と瞬時周波数を監視することで判断する。すなわち、今
回の演算周期における位相が前回の演算周期における位
相変化から推定される位相と大きく異なる場合、信号に
対して何らかのノイズが重畳したと判断し、前回の演算
周期と今回の演算周期で異なる周波数スペクトルにおけ
る周波数をノイズ成分であると判断する。As shown in FIGS. 5 and 6, when acoustic noise is superimposed, the phase is not unique with respect to time or changes suddenly. In addition, since the instantaneous frequency is also unstable, it is not practical to determine the frequency of the signal component by using the following equations. However, since it is necessary to determine whether or not noise is superimposed on the signal, in the present invention, frequency analysis is performed by the fast Fourier transform unit 305, and
Whether the frequency spectrum is a signal or noise is determined by monitoring the phase and the instantaneous frequency. That is, if the phase in the current calculation cycle is significantly different from the phase estimated from the phase change in the previous calculation cycle, it is determined that some noise has been superimposed on the signal, and the signal differs between the previous calculation cycle and the current calculation cycle. The frequency in the frequency spectrum is determined to be a noise component.
【００２０】位相の予測値θ′（ｎＴ）は次式で与えら
れる。The predicted phase value θ '(nT) is given by the following equation.
【数７】実際の測定値θ（ｎＴ）と予測値θ′（ｎＴ）
との差が次式を満たせば、周波数スペクトルの最大値を
信号成分とする。 θ（ｎＴ）−θ′（ｎＴ）≦±ε … ただし、ε：誤差許容値（実装時に決定） もし、式を満足しない場合、前回の演算周期の周波数
スペクトルと異なる周波数スペクトルに対応する周波数
をノイズ成分であると判断する。さらに、ノイズ成分と
信号成分の周波数の高低を比較し、ノイズ成分の周波数
ｆNが信号成分の周波数ｆsよりも高い場合は、バンドパ
スフィルタ２２にあるＬＰＦのコーナー周波数を下げ、
低い場合はバンドパスフィルタ２２にあるＨＰＦのコー
ナー周波数を下げる。これによって、安定に信号成分を
検出することが可能になる。## EQU7 ## Actual measured value θ (nT) and predicted value θ ′ (nT)
If the difference with the following expression satisfies the following equation, the maximum value of the frequency spectrum is used as the signal component. θ (nT) −θ ′ (nT) ≦ ± ε where ε is an allowable error value (determined at the time of mounting). If the equation is not satisfied, a frequency corresponding to a frequency spectrum different from the frequency spectrum of the previous calculation cycle is set. Judge as a noise component. Furthermore, the frequency of the noise component and the frequency of the signal component are compared, and when the frequency fN of the noise component is higher than the frequency fs of the signal component, the corner frequency of the LPF in the band-pass filter 22 is reduced,
If lower, the corner frequency of the HPF in the bandpass filter 22 is lowered. This makes it possible to stably detect a signal component.
【００２１】高速フーリエ変換手段３０５の演算速度は
次のように設定する。渦流量計では、測定周波数の範囲
は例えば約１Ｈｚ〜５ｋＨｚと広いが、測定流体が流れ
る管の口径、測定流体によって異なる。実際は、管の口
径が１５ｍｍで測定対象がガスであるときは測定周波数
の範囲は約５００Ｈｚ〜５ｋＨｚで、管の口径が２００
ｍｍで測定対象が液体であるときは測定周波数の範囲は
約１Ｈｚ〜３０Ｈｚである。このため、高速フーリエ変
換の演算時に常に等しいサンプリング周波数でサンプリ
ングする必要はなく、口径や測定流体によって最大測定
周波数が低くなった場合は、サンプリング制御手段３０
７はサンプリング周波数を下げる（ダウンサンプリング
する）。これにより、高周波、低周波にかかわらず演算
速度を短縮できる。The calculation speed of the fast Fourier transform means 305 is set as follows. In the vortex flowmeter, the measurement frequency range is wide, for example, about 1 Hz to 5 kHz, but differs depending on the diameter of the pipe through which the measurement fluid flows and the measurement fluid. Actually, when the diameter of the pipe is 15 mm and the measurement object is a gas, the measurement frequency range is about 500 Hz to 5 kHz, and the diameter of the pipe is 200 mm.
When the measurement object is a liquid in mm, the range of the measurement frequency is about 1 Hz to 30 Hz. For this reason, it is not necessary to always perform sampling at the same sampling frequency at the time of calculation of the fast Fourier transform.
7 lowers the sampling frequency (down-samples). As a result, the calculation speed can be reduced regardless of the high frequency and the low frequency.
【００２２】位相θ（ｎＴ）を求めるときに、分母にく
る余弦波信号の値が０または０の近傍になることによっ
て除算値が無限大または無限大に近い値になることがあ
る。この場合には、演算抑制手段３１０は位相検出手段
３０３に除算手段３０２からの除算信号を無視させる。When the phase θ (nT) is obtained, the value of the cosine wave signal coming to the denominator becomes 0 or near 0, and the division value may become infinity or a value close to infinity. In this case, the operation suppression unit 310 causes the phase detection unit 303 to ignore the division signal from the division unit 302.
【００２３】[0023]
【発明の効果】本発明では、渦周波数信号の周波数を監
視し、周波数が不連続に変化したときはノイズが発生し
たと判断し、その時点における周波数スペクトルの変化
から真の信号成分を抽出する。これによって、バルブ、
ヘッダー等からの音響ノイズの発生を正しく検出し、安
定した流量検出を確保することができる。According to the present invention, the frequency of the vortex frequency signal is monitored, and when the frequency changes discontinuously, it is determined that noise has occurred, and a true signal component is extracted from the change in the frequency spectrum at that time. . This allows the valve,
Generation of acoustic noise from a header or the like can be correctly detected, and stable flow rate detection can be ensured.
【図１】本発明の一実施例を示した構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of the present invention.
【図２】本発明の動作説明図である。FIG. 2 is a diagram illustrating the operation of the present invention.
【図３】本発明の動作説明図である。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the present invention.
【図４】本発明の動作説明図である。FIG. 4 is a diagram illustrating the operation of the present invention.
【図５】本発明の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the present invention.
【図６】本発明の動作説明図である。FIG. 6 is a diagram illustrating the operation of the present invention.
【図７】従来における渦流量計の構成例を示した図であ
る。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a conventional vortex flowmeter.
１ センサ ３ 電荷電圧変換回路 ２０ アンチエイリアシングフィルタ ２１ Ａ／Ｄ変換器 ２２ バンドパスフィルタ ３０ マイクロプロセッサ ３０１ 位相シフト手段 ３０２ 除算手段 ３０３ 位相検出手段 ３０４ 微分手段 ３０５ 高速フーリエ変換手段 ３０６ 演算手段 ３０７ サンプリング制御手段 ３０８ フィルタ制御手段 ３０９ 信号抽出手段 ３１０ 演算抑制手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Sensor 3 Charge-voltage conversion circuit 20 Anti-aliasing filter 21 A / D converter 22 Band-pass filter 30 Microprocessor 301 Phase shift means 302 Division means 303 Phase detection means 304 Differentiation means 305 Fast Fourier transformation means 306 Calculation means 307 Sampling control means 308 Filter control means 309 Signal extraction means 310 Operation suppression means
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6425597AJPH10260067A (en) | 1997-03-18 | 1997-03-18 | Vortex flow meter |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6425597AJPH10260067A (en) | 1997-03-18 | 1997-03-18 | Vortex flow meter |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10260067Atrue JPH10260067A (en) | 1998-09-29 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6425597APendingJPH10260067A (en) | 1997-03-18 | 1997-03-18 | Vortex flow meter |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10260067A (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2005322423B2 (en)* | 2004-12-29 | 2010-11-04 | Micro Motion, Inc. | High speed frequency and phase estimation for flow meters |
| DE112007003712B4 (en)* | 2007-11-28 | 2013-10-02 | Abb Research Ltd. | Method for detecting a flowless situation in a vortex or swirl flowmeter |
| JP2016191655A (en)* | 2015-03-31 | 2016-11-10 | アズビル株式会社 | Vortex type flow velocity measuring device |
| CN106289414A (en)* | 2016-07-19 | 2017-01-04 | 西安电子科技大学 | Highly pressurised liquid flow measurement device based on flow around bluff bodies phenomenon and control method |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2005322423B2 (en)* | 2004-12-29 | 2010-11-04 | Micro Motion, Inc. | High speed frequency and phase estimation for flow meters |
| US8676526B2 (en) | 2004-12-29 | 2014-03-18 | Micro Motion, Inc. | High speed frequency and phase estimation for flow meters |
| DE112007003712B4 (en)* | 2007-11-28 | 2013-10-02 | Abb Research Ltd. | Method for detecting a flowless situation in a vortex or swirl flowmeter |
| JP2016191655A (en)* | 2015-03-31 | 2016-11-10 | アズビル株式会社 | Vortex type flow velocity measuring device |
| CN106289414A (en)* | 2016-07-19 | 2017-01-04 | 西安电子科技大学 | Highly pressurised liquid flow measurement device based on flow around bluff bodies phenomenon and control method |
| CN106289414B (en)* | 2016-07-19 | 2019-02-22 | 西安电子科技大学 | High-pressure liquid flow measurement device and control method based on bluff body flow phenomenon |
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2275787B1 (en) | Coriolis flowmeter | |
| US7908097B2 (en) | Methods and meter electronics for rapidly detecting a non-uniformity of a material flowing through a coriolis flowmeter | |
| JP4436884B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and Coriolis flow meter | |
| EP0702212A2 (en) | Phase difference measuring apparatus and mass flowmeter thereof | |
| JP4694645B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and vibration type density meter | |
| JPH0227103A (en) | Method and device for detecting vibration of turbine blade | |
| JP4904289B2 (en) | Ultrasonic flow sensor using modulo 2pi residue tracking | |
| US8442781B2 (en) | Coriolis flowmeter | |
| JP4436882B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and Coriolis flow meter | |
| JP2001153698A (en) | Vortex flow meter | |
| JPH04218779A (en) | Fluid flow rate monitoring method and device | |
| CA2556146A1 (en) | Ultrasonic flowmeter capable of applying both pulse doppler method and transit time method, method and program for automatically selecting measurement method in the flowmeter, andelectronic device for flowmeter | |
| JP4436883B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and Coriolis flow meter | |
| EP2597434A2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and Coriolis flowmeter | |
| JPH10260067A (en) | Vortex flow meter | |
| CN116429192A (en) | Method and measuring device for determining a flow-dependent measurement variable | |
| JP5877260B1 (en) | How to determine the empty state of an electromagnetic flow meter | |
| JP3611004B2 (en) | Vortex flow meter | |
| JP2890188B2 (en) | Fluid velocity calculation method and apparatus | |
| Yan et al. | Position-sensorless for wire rope distance measurement and nondestructive testing | |
| JP4117635B2 (en) | Vortex flow meter | |
| JPH08136596A (en) | Phase difference measuring device | |
| JPH0587608A (en) | Method and apparatus for measuring fluid velocity | |
| JP3122572B2 (en) | Metal detector | |
| JPH10246659A (en) | Vortex flow meter |