【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はアクティブフィルタ
に係り、特に、コンダクタンスアンプを用いたアクティ
ブフィルタに関する。The present invention relates to an active filter, and more particularly to an active filter using a conductance amplifier.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４に従来のコンダクタンスアンプを用
いたアクティブフィルタの一例の回路構成図を示す。図
４のアクティブフィルタ２０は１次のローパスフィルタ
（ＬＰＦ）を構成しており、コンダクタンスアンプ２
１、コンデンサＣ10、バッファアンプ２２から構成さ
れ、等価的にはコンダクタンスアンプ２１の出力とバッ
ファアンプ２２の入力との接続点ＡにはＤＣインピーダ
ンスＲ0 が付与され、バッファアンプ２２の出力には出
力インピーダンスＺ01が付与される。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional active filter using a conductance amplifier. The active filter 20 shown in FIG. 4 constitutes a first-order low-pass filter (LPF), and the conductance amplifier 2
1, a capacitor C10 and a buffer amplifier 22. Equivalently, a DC impedance R0 is applied to a connection point A between an output of the conductance amplifier 21 and an input of the buffer amplifier 22, and an output impedance is applied to an output of the buffer amplifier 22. Z01 is given.
【０００３】ここで、図４に示すアクティブフィルタ２
０のオープンループでの伝達特性Ｔ1 （ｓ）を求める
と、Here, an active filter 2 shown in FIG.
When the transfer characteristic T1 (s) in an open loop of 0 is obtained,
【０００４】[0004]
【数１】(Equation 1)
【０００５】となる。また、閉ループでの伝達特性Ｔ2
（ｓ）は、[0005] Further, the transfer characteristic T2 in the closed loop
(S)
【０００６】[0006]
【数２】(Equation 2)
【０００７】となる。ここで、アクティブフィルタ２０
のＤＣゲインは、ω＝０のときの伝達関数に相当してお
り、式（１）でｓ＝ｊωであるので、ｓ＝０を式（１）
に代入することのより求められ、 Ｔ1 （０）＝ｇm ×Ｒ0 ・・・（３） となり、コンダクタンスアンプ２１のコンダクタンスｇ
m に左右されることがわかる。[0007] Here, the active filter 20
Is equivalent to the transfer function when ω = 0, and s = jω in equation (1).
T1 (0) = gm × R0 (3), and the conductance g of the conductance amplifier 21 is obtained.
It turns out that it depends on m.
【０００８】また、オープンループでの出力インピーダ
ンスＺ02は、The output impedance Z02 in the open loop is
【０００９】[0009]
【数３】(Equation 3)
【００１０】よって、ω→∽で、ｓ→∽となるので、式
（４）で（１／ｓＣ）は、「０」となり、出力インピー
ダンスＺ02は、 Ｚ02＝Ｚ01 ・・・（５） となり、高域での出力インピーダンスＺ01は、オープン
ループＤＣでの出力インピーダンスＺ01で決定されてい
た。Therefore, since ω → ∽ and s → ∽, (1 / sC) becomes “0” in equation (4), and the output impedance Z02 becomes Z02 = Z01 (5). The output impedance Z01 in the high frequency range is determined by the output impedance Z01 in open loop DC.
【００１１】図４に示すアクティブフィルタ２０では、
オープンループゲインが大きくとれない。オープンルー
プゲインを大きく取る方法としては、バッファアンプ２
２のゲインを大きくればよい。図５に従来のコンダクタ
ンスアンプを用いたアクティブフィルタの回路構成図を
示す。In the active filter 20 shown in FIG.
The open loop gain cannot be large. One way to increase open loop gain is to use buffer amplifier 2
The gain of 2 may be increased. FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of an active filter using a conventional conductance amplifier.
【００１２】図５に示すようにバッファアンプ２２のゲ
インをＡ倍にすることによりオープンループゲインを大
きくすることができる。As shown in FIG. 5, the open loop gain can be increased by increasing the gain of the buffer amplifier 22 by A times.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来のコン
ダクタンスアンプを用いたアクティブフィルタでは、オ
ープンループでの伝達関数が式（１）で決まり、このと
きのＤＣゲインは式（３）で決定されることになる。こ
のとき、出力オフセット電圧を小さくするために、コン
ダクタンスｇm を大きく取ろうとすると、コンダクタン
スｇm は（Ｉ／Ｖ）で決定され、コンダクタンスｇm を
大きく取るには電流Ｉを大きくする必要がある。However, in a conventional active filter using a conductance amplifier, the transfer function in an open loop is determined by equation (1), and the DC gain at this time is determined by equation (3). Will be. At this time, if an attempt is made to increase the conductance gm in order to reduce the output offset voltage, the conductance gm is determined by (I / V). To increase the conductance gm, it is necessary to increase the current I.
【００１４】しかしながら、近年の電子装置の低消費電
力化のため、消費電流等の制限があり、電流Ｉを大きく
できない。このため、式（３）のＤＣゲインが小さくな
るなってしまう。ＤＣゲインが小さくなると、高域にお
ける周波数特性が劣化し、また、出力インピーダンスが
大となり、次段につながる回路の入力インピーダンスが
小の場合は影響を受け、フィルタの後段バッファとして
好ましくない。However, in order to reduce power consumption of electronic devices in recent years, current consumption is limited, and the current I cannot be increased. For this reason, the DC gain of Expression (3) becomes small. As the DC gain decreases, the frequency characteristics in the high frequency range deteriorate, the output impedance increases, and the input impedance of the circuit connected to the next stage is small.
【００１５】また、オープンループゲインを大きくする
ために図５に示すように出力アンプのゲインをＡ倍にす
ると、Ｓ／Ｎ比の劣化を生じてしまう等の問題点を有す
る。本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、コンダ
クタンスアンプの出力オフセット電圧の影響を抑制しつ
つも、高周波領域での出力インピーダンス及び出力オフ
セット等の特性を向上させることができるアクティブフ
ィルタを提供することを目的とする。Further, when the gain of the output amplifier is increased by A times as shown in FIG. 5 to increase the open loop gain, there is a problem that the S / N ratio is deteriorated. The present invention has been made in view of the above points, and provides an active filter capable of improving characteristics such as output impedance and output offset in a high frequency region while suppressing the influence of an output offset voltage of a conductance amplifier. The purpose is to do.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１は、入
力電圧と出力電圧との差に応じた出力差電圧を出力する
コンダクタンスアンプを有するアクティブフィルタにお
いて、前記コンダクタンスアンプの出力電圧を増幅する
増幅回路と、前記増幅回路の入力と出力との間に接続さ
れ、前記増幅回路とともにミラー回路を構成する結合容
量とを有することを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided an active filter having a conductance amplifier for outputting an output difference voltage corresponding to a difference between an input voltage and an output voltage, wherein the output voltage of the conductance amplifier is amplified. And a coupling capacitor connected between an input and an output of the amplifier circuit and constituting a mirror circuit together with the amplifier circuit.
【００１７】請求項２は、前記コンダクタンスアンプ、
前記増幅回路、前記結合容量からなるフィルタ回路をｎ
段接続することによりｎ次の特性を得ることを特徴とす
る。本発明によれば、コンダクタンスアンプの出力に入
出力間が結合容量により結合された増幅回路を接続する
ことにより、コンダクタンスアンプのコンダクタンスを
ｇm 、結合容量をＣ0 、ＤＣインピーダンスをＲ0 とす
ると、オープンループでの伝達関数Ｔo （ｓ）は、A second aspect of the present invention is the above-described conductance amplifier,
The filter circuit composed of the amplification circuit and the coupling capacitance is represented by n
An n-order characteristic is obtained by connecting in stages. According to the present invention, by connecting the output of the conductance amplifier to an amplifier circuit whose input and output are coupled by a coupling capacitance, the conductance of the conductance amplifier is gm, the coupling capacitance is C0, and the DC impedance is R0. The transfer function To (s) at
【００１８】[0018]
【数４】(Equation 4)
【００１９】となり、このときのＤＣゲインＴo （０）
は、 Ｔo （０）＝ＡＲ0 ｇm となるため、ゲインをＡ倍にでき、また、高域での出力
インピーダンスＺohは、オープンループでの出力インピ
ーダンスをＺooとすると、And the DC gain To (0) at this time
Since To (0) = AR0 gm, the gain can be increased by a factor of A, and the output impedance Zoh in the high frequency range is given by
【００２０】[0020]
【数５】(Equation 5)
【００２１】となり、高域、すなわち、ω→∽となる
と、ｓ＝ｊωであるので、ｓ→∽となるので、式（７）
で（１／ｓＣ0 ）＝０となるため、式（７）は、In the high frequency range, that is, when ω → ∽, since s = jω, s → ∽.
Since (1 / sC0) = 0, the equation (7) becomes
【００２２】[0022]
【数６】(Equation 6)
【００２３】となり、高域での出力インピーダンスを約
１／Ａにでき、高域での特性を向上できる。As a result, the output impedance in the high frequency range can be reduced to about 1 / A, and the characteristics in the high frequency range can be improved.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】図１に本発明の一実施例の回路構
成図を示す。本実施例のアクティブフィルタ１は、１次
のローパスフィルタを構成している。アクティブフィル
タ１は、主に、コンダクタンスアンプ２、増幅回路３、
コンデンサＣ0 から構成される。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. The active filter 1 of this embodiment constitutes a first-order low-pass filter. The active filter 1 mainly includes a conductance amplifier 2, an amplification circuit 3,
It comprises a capacitor C0.
【００２５】コンダクタンスアンプ２は、ＰＮＰトラン
ジスタＱ1 〜Ｑ4 及びＮＰＮトランジスタＱ5 、Ｑ6 、
ダイオードＤ1 、Ｄ2 、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、定電流源４〜
６から構成される。コンダクタンスアンプ２は、ＰＮＰ
トランジスタＱ1 のベースが非反転入力端子とされ、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ2 のベースが反転入力端子とされて
いる。The conductance amplifier 2 includes PNP transistors Q1 to Q4 and NPN transistors Q5, Q6,
Diodes D1, D2, resistors R1, R2, constant current source 4
6 is comprised. The conductance amplifier 2 is a PNP
The base of the transistor Q1 is used as a non-inverting input terminal.
The base of the NP transistor Q2 is an inverting input terminal.
【００２６】コンダクタンスアンプ２の非反転入力端子
は、入力端子Ｔinに接続され、信号源９からフィルタリ
ングすべき信号が供給される。また、反転入力端子は出
力端子Ｔout に接続され、出力信号が供給される。コン
ダクタンスアンプ２は、非反転入力端子に供給される入
力信号と反転入力端子に供給される出力信号との電位差
に応じた電流をＮＰＮトランジスタＱ6 のコレクタから
出力し、出力アンプ３に供給する。A non-inverting input terminal of the conductance amplifier 2 is connected to an input terminal Tin, and a signal to be filtered is supplied from a signal source 9. The inverting input terminal is connected to the output terminal Tout to supply an output signal. The conductance amplifier 2 outputs a current corresponding to the potential difference between the input signal supplied to the non-inverting input terminal and the output signal supplied to the inverting input terminal from the collector of the NPN transistor Q6, and supplies the current to the output amplifier 3.
【００２７】出力アンプ３は、ＰＮＰトランジスタＱ7
、ＮＰＮトランジスタＱ8 、定電流源７、８から構成
されており、Ａ倍の利得を有する増幅回路を構成してい
る。出力アンプ３は、ＰＮＰトランジスタＱ7 のベース
が入力とされ、ＮＰＮトランジスタＱ8 のエミッタが出
力とされている。入力となるＰＮＰトランジスタＱ7 の
ベースにはコンダクタンスアンプ２の出力信号が供給さ
れ、Ａ倍して出力となるＮＰＮトランジスタＱ8 のエミ
ッタから出力する。The output amplifier 3 includes a PNP transistor Q7
, NPN transistor Q8 and constant current sources 7 and 8 to constitute an amplifier circuit having an A-fold gain. The output amplifier 3 has a base of a PNP transistor Q7 as an input and an emitter of an NPN transistor Q8 as an output. The output signal of the conductance amplifier 2 is supplied to the base of the PNP transistor Q7, which is an input, and is output from the emitter of the NPN transistor Q8, which is multiplied by A and output.
【００２８】出力となるＮＰＮトランジスタＱ8 のエミ
ッタは、出力端子Ｔout 及びコンダクタンスアンプ２の
反転入力端子となるＰＮＰトランジスタＱ2 のベースに
接続されると共に、結合容量であるコンデンサＣ0 を介
して入力となるＰＮＰトランジスタＱ7 のベースに接続
される。なお、出力アンプ３及びコンデンサＣ0 により
ミラー回路が構成される。The emitter of the NPN transistor Q8 as an output is connected to the output terminal Tout and the base of the PNP transistor Q2 as an inverting input terminal of the conductance amplifier 2, and the PNP as an input through a capacitor C0 as a coupling capacitance. Connected to the base of transistor Q7. The output amplifier 3 and the capacitor C0 form a mirror circuit.
【００２９】図２に本発明の一実施例の等価回路図を示
す。図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
は省略する。図１のアクティブフィルタ１を等価回路を
示すと、図２に示すように点ＰにＤＣインピーダンスＲ
0 が付与され、出力端子Ｔout にはオープンループでの
出力インピーダンスＺ01が付与される。FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of one embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 1 shows an equivalent circuit of the active filter 1 shown in FIG. 1. As shown in FIG.
0 is applied, and an output impedance Z01 in an open loop is applied to the output terminal Tout.
【００３０】ここで、アクティブフィルタ１のオープン
ループでの伝達関数Ｔ3 （ｓ）を求めると、オープンル
ープでの伝達特性をＴ3 （ｓ）は、Here, when the transfer function T3 (s) of the active filter 1 in the open loop is obtained, the transfer characteristic in the open loop is represented by T3 (s).
【００３１】[0031]
【数７】(Equation 7)
【００３２】で表せる。また、アクティブフィルタ１の
閉ループでの伝達関数Ｔ4 （ｓ）を求めると、閉ループ
での伝達特性をＴ4 （ｓ）は、## EQU1 ## Further, when the transfer function T4 (s) of the active filter 1 in the closed loop is obtained, the transfer characteristic in the closed loop is expressed as T4 (s) as follows.
【００３３】[0033]
【数８】(Equation 8)
【００３４】で表せる。ここで、オープンループでのＤ
Ｃゲインを求めると、ＤＣゲインは式（９）でｓ＝０で
求められるから、ＤＣゲインＴ3 （０）は、 Ｔ3 （０）＝ＡＲ0 ｇm ・・・（１１） となる。式（１１）は式（３）に示す従来のオープンル
ープでのＤＣゲインＴ1（０）に比べて、Ａ倍になる。Can be represented by Where D in the open loop
When the C gain is obtained, the DC gain is obtained by s = 0 in the equation (9), so that the DC gain T3 (0) is as follows: T3 (0) = AR0 gm (11) Equation (11) is A times larger than the DC gain T1 (0) in the conventional open loop shown in equation (3).
【００３５】このため、コンダクタンスアンプ２のコン
ダクタンスｇm を大きくしなくても出力アンプ３のゲイ
ンＡを大きくすることによりＤＣゲインＴ3 （０）を大
きくできることになる。出力アンプ３のゲインＡを大き
くすれば、ＤＣゲインＴ3 （０）に対するコンダクタン
スｇm の影響が小さくなるため、コンダクタンスアンプ
２の出力オフセット電圧の影響を軽減できることにな
る。図５に示す従来回路に比して、Ｓ／Ｎ比を向上でき
る。Therefore, the DC gain T3 (0) can be increased by increasing the gain A of the output amplifier 3 without increasing the conductance gm of the conductance amplifier 2. If the gain A of the output amplifier 3 is increased, the effect of the conductance gm on the DC gain T3 (0) is reduced, so that the effect of the output offset voltage of the conductance amplifier 2 can be reduced. The S / N ratio can be improved as compared with the conventional circuit shown in FIG.
【００３６】また、高域での出力インピーダンスＺ03
は、The output impedance Z03 in the high frequency range
Is
【００３７】[0037]
【数９】(Equation 9)
【００３８】で表せる。ここで、ω→∽とすると、式
（９）でｓはｓ＝ｊωであるので、ｓ→∽となる。よっ
て、式（１２）で（１／ｓＣ0 ）の項が「０」になるの
で、式（１２）は、Can be expressed by Here, if ω → ∽, s is s = jω in equation (9), so that s → ∽. Therefore, since the term of (1 / sC0) in equation (12) becomes "0", equation (12) becomes
【００３９】[0039]
【数１０】(Equation 10)
【００４０】となる。ここで、通常オープンループＤＣ
での出力インピーダンスＺ01は１００Ω程度であり、ま
た、点ＰでのＤＣインピーダンスＲ0 は３００ＫΩ程度
となるので、式（１３）で、オープンループでの出力イ
ンピーダンスＺ01に比べてＤＣインピーダンスＲ0 が十
分に大きいと見なせるので、式（１３）で分母の（Ｚ01
／Ｒ0 ）が０となり、したがって、式（１３）は、## EQU4 ## Here, usually open loop DC
Is about 100Ω, and the DC impedance R0 at the point P is about 300KΩ. Therefore, in the equation (13), the DC impedance R0 is sufficiently larger than the output impedance Z01 in the open loop. Therefore, in equation (13), the denominator (Z01
/ R0) is 0, so equation (13) is
【００４１】[0041]
【数１１】[Equation 11]
【００４２】で表せる。また、出力アンプ３のゲインＡ
が十分に大きいとすると、 （１＋Ａ）≒Ａ と見なせるため、式（１４）は、Can be expressed by Also, the gain A of the output amplifier 3
Is sufficiently large, it can be considered that (1 + A) ≒ A.
【００４３】[0043]
【数１２】(Equation 12)
【００４４】と表せる。したがって、高域での出力イン
ピーダンスＺ03は、ＤＣ時の出力インピーダンスＺ01の
約１／Ａ倍となり、出力アンプ３のゲインＡを大きくす
るれば、高域時の出力インピーダンスＺ03を低減でき
る。Can be expressed as follows. Therefore, the output impedance Z03 in the high frequency range is about 1 / A times the output impedance Z01 in the DC mode. If the gain A of the output amplifier 3 is increased, the output impedance Z03 in the high frequency range can be reduced.
【００４５】したがって、高域での特性を向上できる。
なお、本実施例では、１次のローパスフィルタについて
考えたが、これに限ることなく、ｎ次のローパスフィル
タを構成することもできる。図３に本発明の他の実施例
のブロック構成図を示す。Therefore, the characteristics in the high frequency range can be improved.
In this embodiment, the first-order low-pass filter is considered. However, the present invention is not limited to this, and an n-order low-pass filter can be configured. FIG. 3 shows a block diagram of another embodiment of the present invention.
【００４６】本実施例のアクティブフィルタは、図１の
１次のローパスフィルタをｎ段縦続に接続することによ
りｎ次のローパスフィルタを構成したものである。本実
施例のアクティブフィルタ１０は、図１に示す１次のロ
ーパスフィルタと同一の構成のｎ個のフィルタ回路１１
−１〜１１−ｎを入出力が直列に接続した構成としてな
る。The active filter of this embodiment is an n-th order low-pass filter constructed by connecting the first-order low-pass filters of FIG. 1 in cascade of n stages. The active filter 10 of this embodiment has n filter circuits 11 having the same configuration as the primary low-pass filter shown in FIG.
-1 to 11-n are connected in series in the input and output.
【００４７】本実施例によれば、各フィルタ回路１１−
１〜１１−ｎでコンダクタンスアンプ２の出力オフセッ
ト電圧の影響を軽減できるので、出力オフセット電圧の
影響を最小限にできる。また、各フィルタ回路１１−１
〜１１−ｎで高域の出力インピーダンスを小さくできる
ため、高域の特性を向上できる。According to this embodiment, each filter circuit 11-
Since the influence of the output offset voltage of the conductance amplifier 2 can be reduced by 1 to 11-n, the influence of the output offset voltage can be minimized. Also, each filter circuit 11-1
Since the output impedance in the high frequency range can be reduced at 11 to 11-n, the characteristics in the high frequency range can be improved.
【００４８】[0048]
【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、コンダク
タンスアンプの出力に入出力間が結合容量により結合さ
れた増幅回路を接続することにより、コンダクタンスア
ンプのｇm を大きくすることなく、オープンループＤＣ
ゲインを大きくでき、したがって、コンダクタンスアン
プのオフセット電圧を増幅することがなくなり、コンダ
クタンスアンプのオフセット電圧の影響を低減でき、Ｓ
／Ｎ比を向上でき、また、高域での出力インピーダンス
を小さくできるため、高域での周波数特性を向上できる
等の特長を有する。As described above, according to the present invention, by connecting the output of the conductance amplifier to the amplifying circuit whose input and output are coupled by the coupling capacitance, the open loop can be increased without increasing the gm of the conductance amplifier. DC
The gain can be increased, so that the offset voltage of the conductance amplifier is not amplified, and the influence of the offset voltage of the conductance amplifier can be reduced.
Since the / N ratio can be improved and the output impedance in the high frequency range can be reduced, the frequency characteristics in the high frequency range can be improved.
【図１】本発明の一実施例の回路構成図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の一実施例の等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of one embodiment of the present invention.
【図３】本発明の他の実施例のブロック構成図である。FIG. 3 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
【図４】従来のコンダクタンスアンプを用いたアクティ
ブフィルタの一例の等価回路図である。FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of an example of an active filter using a conventional conductance amplifier.
【図５】従来のコンダクタンスアンプを用いたアクティ
ブフィルタの他の一例の等価回路図である。FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of another example of an active filter using a conventional conductance amplifier.
１ アクティブフィルタ ２ コンダクタンスアンプ ３ 出力アンプ ４〜８ 定電流源 Ｑ1 〜Ｑ4 、Ｑ7 ＰＮＰトランジスタ Ｑ5 、Ｑ6 、Ｑ8 ＮＰＮトランジスタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Active filter 2 Conductance amplifier 3 Output amplifier 4-8 Constant current source Q1-Q4, Q7 PNP transistor Q5, Q6, Q8 NPN transistor
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28866696AJP3591162B2 (en) | 1996-10-30 | 1996-10-30 | Active filter |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28866696AJP3591162B2 (en) | 1996-10-30 | 1996-10-30 | Active filter |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10135781Atrue JPH10135781A (en) | 1998-05-22 |
| JP3591162B2 JP3591162B2 (en) | 2004-11-17 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28866696AExpired - Fee RelatedJP3591162B2 (en) | 1996-10-30 | 1996-10-30 | Active filter |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3591162B2 (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100333340B1 (en)* | 1999-09-30 | 2002-04-18 | 윤상원 | RF Active Filter using active inverters with feedback circuits |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100333340B1 (en)* | 1999-09-30 | 2002-04-18 | 윤상원 | RF Active Filter using active inverters with feedback circuits |
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3591162B2 (en) | 2004-11-17 |
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH08250941A (en) | Low-distortion differential amplifier circuit | |
| JP2007181032A (en) | Transconductor, integrator and filter circuit | |
| JPH0143485B2 (en) | ||
| JP3399329B2 (en) | Operational amplifier | |
| US5357188A (en) | Current mirror circuit operable with a low power supply voltage | |
| JPH10135781A (en) | Active filter | |
| JPH0237723B2 (en) | ||
| JPS645370Y2 (en) | ||
| JPH09331220A (en) | Gain variable amplifier | |
| JPH04233813A (en) | Wide-band amplifier | |
| JP2739952B2 (en) | Audio amplifier circuit | |
| JPS59207712A (en) | Amplifier | |
| JPH02156714A (en) | Transistor circuit | |
| JPH05152860A (en) | Mutual conductance circuit | |
| JPH073929B2 (en) | AM detection circuit | |
| JPH11271367A (en) | Circuit for detecting electric field intensity | |
| JPH05191157A (en) | Balanced input type audio amplifying circuit | |
| JPH06103389A (en) | Adding circuit for double-input signal | |
| JPH0746060A (en) | Arithmetic amplifier | |
| JPS6330012A (en) | differential amplifier circuit | |
| JPS59229908A (en) | Current inverting circuit | |
| JP2003152474A (en) | Balance circuit | |
| JPH03255711A (en) | Intermediate frequency amplifier circuit | |
| JPH05175754A (en) | Differential amplifier | |
| JPH0746059A (en) | Arithmetic amplifier and active filter using this |
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date:20040130 | |
| A131 | Notification of reasons for refusal | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date:20040427 | |
| A521 | Request for written amendment filed | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date:20040625 | |
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date:20040803 | |
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date:20040816 | |
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 | |
| R250 | Receipt of annual fees | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 | |
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) | Free format text:PAYMENT UNTIL: 20100903 Year of fee payment:6 | |
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) | Free format text:PAYMENT UNTIL: 20110903 Year of fee payment:7 | |
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) | Free format text:PAYMENT UNTIL: 20120903 Year of fee payment:8 | |
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) | Free format text:PAYMENT UNTIL: 20130903 Year of fee payment:9 | |
| R250 | Receipt of annual fees | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 | |
| R250 | Receipt of annual fees | Free format text:JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 | |
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |