【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、マルチキャリ
ア伝送信号を使用して、耐ジャミング特性を有するデー
タ伝送を行うためのデータ送受信装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a data transmission / reception apparatus for performing data transmission having anti-jamming characteristics by using, for example, multicarrier transmission signals.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、耐ジャミング（妨害）特性を有す
る変復調方式としては、スペクトル拡散通信方式が良く
知られており、種々の妨害・雑音環境において、高信頼
通信が行える方式として注目されてきた経緯がある（例
えば、「Spread Spectrum Systems」, R.C. Dixon）。2. Description of the Related Art Conventionally, a spread spectrum communication system has been well known as a modulation / demodulation system having anti-jamming (jamming) characteristics, and has attracted attention as a system capable of highly reliable communication in various interference / noise environments. There is a history (eg "Spread Spectrum Systems", RC Dixon).
【０００３】以下図面を参照しながら、上記スペクトル
拡散方式を用いるデータ送受信装置の一例の構成および
動作について説明する。The structure and operation of an example of a data transmission / reception apparatus using the spread spectrum system will be described below with reference to the drawings.
【０００４】図１３は、直接拡散方式（ＤＳ）と呼ばれ
る、代表的なスペクトル拡散方式の一方式を用いたデー
タ送受信装置の一例のブロック図を示すものである。ま
た、図１４は図１３の装置の各部の信号波形を示すもの
である。図１３の送信装置１０’において、１１は差動
符号化器、１２は位相変調器、１３は擬似雑音信号発生
器、１４は乗算器である。一方、図１３の受信装置２
０’において、１３’は擬似雑音信号発生器、１４’は
乗算器、１５は帯域通過フィルタ、２５はクロック再生
器、２３は復号器、そして、２２は検波器であり、シン
ボル遅延器２２１、乗算器２２２、および低域通過フィ
ルタ２２３により構成される。FIG. 13 is a block diagram showing an example of a data transmitting / receiving apparatus using a typical spread spectrum system called a direct spread system (DS). Further, FIG. 14 shows the signal waveform of each part of the apparatus of FIG. In the transmitter 10 ′ of FIG. 13, 11 is a differential encoder, 12 is a phase modulator, 13 is a pseudo noise signal generator, and 14 is a multiplier. On the other hand, the receiving device 2 of FIG.
In 0 ', 13' is a pseudo-noise signal generator, 14 'is a multiplier, 15 is a bandpass filter, 25 is a clock regenerator, 23 is a decoder, and 22 is a detector, and a symbol delay unit 221 is provided. It is composed of a multiplier 222 and a low-pass filter 223.
【０００５】ビット列である送信データｄは差動符号化
器１１で差動符号化された後、位相変調器１２で変調
し、シンボル周期Ｔの２相位相変調波である一次変調信
号ｐを得る。よって、一次変調信号ｐは、送信データｄ
が１の時に前シンボルと同じ位相となり、データｄが−
１の時に前シンボルに対し逆の位相となる（±１の２値
データとする）。擬似雑音信号発生器１３は、シンボル
周期に等しい周期を有する擬似雑音信号ｑを発生する。
擬似雑音信号ｑは、例えば、Ｍ系列等、２値の疑似ラン
ダムパルス列である。乗算器１４は一次変調信号ｐと擬
似雑音信号ｑを乗算し、スペクトル拡散信号ａ’を得
る。The transmission data d which is a bit string is differentially encoded by the differential encoder 11 and then modulated by the phase modulator 12 to obtain a primary modulation signal p which is a two-phase phase modulated wave of the symbol period T. . Therefore, the primary modulation signal p is the transmission data d
When is 1, the phase is the same as the previous symbol, and the data d is −
When it is 1, the phase is opposite to that of the previous symbol (± 2 binary data). The pseudo noise signal generator 13 generates a pseudo noise signal q having a period equal to the symbol period.
The pseudo noise signal q is, for example, a binary pseudo random pulse train such as M series. The multiplier 14 multiplies the primary modulation signal p and the pseudo noise signal q to obtain a spread spectrum signal a ′.
【０００６】図１４（ａ）に、一次変調信号ｐ、擬似雑
音信号ｑ、およびスペクトル拡散信号ａ’の時間波形を
示す。但し、図１４においては、検波信号ｂ以外は、便
宜上ベースバンド波形を図示している。FIG. 14A shows time waveforms of the primary modulation signal p, the pseudo noise signal q, and the spread spectrum signal a '. However, in FIG. 14, a baseband waveform is illustrated for convenience except the detection signal b.
【０００７】このようにして得られたスペクトル拡散信
号ａ’は、伝送路を通り受信装置２０’に入力される。
受信装置２０’において、乗算器１４’は、受信したス
ペクトル拡散信号ａ’と、擬似雑音信号発生器１３’で
発生した送信側と同一で位相の合った擬似雑音信号とを
乗算し、さらに帯域通過フィルタ１５により不要な帯域
外信号成分を取り除いて逆拡散後信号ｐ’を得る。図１
４（ｂ）に図示されるように、本質的に以上の過程は、
送信側での拡散過程の逆過程に相当し、得られた逆拡散
後信号ｐ’は、送信側における一次変調信号ｐに相当す
る。The spread spectrum signal a'obtained in this way is input to the receiver 20 'through the transmission path.
In the receiving device 20 ′, the multiplier 14 ′ multiplies the received spread spectrum signal a ′ by the pseudo noise signal generated by the pseudo noise signal generator 13 ′ and having the same phase as the transmitting side and in phase, and further Unwanted out-of-band signal components are removed by the pass filter 15 to obtain the despread signal p ′. FIG.
As illustrated in FIG. 4 (b), essentially the above process is
This corresponds to the inverse process of the spreading process on the transmitting side, and the obtained despread signal p ′ corresponds to the primary modulation signal p on the transmitting side.
【０００８】さて、以上のようにして、得られた逆拡散
後信号は、情報データ±１に対応して、シンボルの位相
が変化するので、シンボル遅延器２２１でシンボル周期
Ｔだけ遅延させた信号と掛け合わせることにより、デー
タを復号することができる。実際には、低域通過フィル
タ２２３の影響で波形がなまるが、図１４（ｂ）に示す
検波信号ｂのように、その極性にデータが現れる。クロ
ック再生器２５は、この検波信号ｂ自身からシンボル識
別タイミングを有するシンボルクロックを再生し、復号
器２３は、このシンボル識別タイミングに基づいて、検
波信号ｂをサンプルし、極性を判別することにより、復
号データｄ’を得る。The despread signal obtained as described above changes the phase of the symbol corresponding to the information data ± 1. Therefore, the signal delayed by the symbol period T by the symbol delay unit 221 is used. The data can be decoded by multiplying with. Actually, the waveform is blunted by the effect of the low-pass filter 223, but data appears in the polarity as in the detection signal b shown in FIG. The clock regenerator 25 regenerates the symbol clock having the symbol identification timing from the detection signal b itself, and the decoder 23 samples the detection signal b based on the symbol identification timing to determine the polarity, The decoded data d'is obtained.
【０００９】一方、妨害（ジャミング）波に対しては、
逆拡散の過程での動作が異なる。一般に、妨害波は、擬
似雑音信号ｑとの相互相関が小さいので、両者の乗算結
果である乗算器１４’の出力は、図１４（ｂ）の逆拡散
後信号ｐ’とは異なり、雑音状の広帯域の信号のままで
あり、帯域通過フィルタ１５をほとんど通過できず、排
除できるので、検波器２２におけるその後の検波過程に
おいて、妨害波の影響を軽減することができる。この妨
害を軽減できる割合は、データのビット速度に対する、
擬似雑音信号のチップ速度の比、いわゆる、拡散率で決
まる（例えば、「Spread Spectrum Systems」, R.C. Di
xon）。On the other hand, for jamming waves,
The operation in the process of despreading is different. In general, since the interfering wave has a small cross-correlation with the pseudo noise signal q, the output of the multiplier 14 ′, which is the multiplication result of the two, differs from the post-despreading signal p ′ of FIG. Since the signal remains as a wide band signal, it can hardly pass through the band pass filter 15 and can be eliminated, so that the influence of the interfering wave can be reduced in the subsequent detection process in the detector 22. The rate at which this interference can be reduced depends on the bit rate of the data,
It is determined by the ratio of the chip speed of the pseudo noise signal, the so-called spreading factor (for example, "Spread Spectrum Systems", RC Di
xon).
【００１０】このように、従来のスペクトル拡散方式を
用いると、妨害排除能力を有するデータ装置が得られ
る。As described above, when the conventional spread spectrum system is used, a data device having an interference eliminating capability can be obtained.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、信号の帯域内に、目的信号に対して、拡
散率に相当する程度（正確には、さらに検波のためのマ
ージンを見込む必要がある）を上回る強力な妨害成分が
加わった場合には、妨害排除能力が不足して、妨害成分
の帯域が信号帯域の一部にしか重なっていない場合でも
受信不能となる。However, in the above-mentioned structure, the target signal is spread within the band of the signal to the extent corresponding to the spreading factor (to be precise, it is necessary to allow a margin for detection). If there is a strong interference component that exceeds, there is insufficient interference rejection capability, and even if the interference component band overlaps only part of the signal band, it becomes unreceivable.
【００１２】実際上、無線ＬＡＮ等への応用など、伝送
速度が高くなり、総計での割り当て周波数帯域幅に制限
がある場合、拡散率は、１０程度まで低くせざるをえ
ず、一方では、受信信号強度は、無線伝送の場合、フェ
ージングの現象と相まって、大幅に変化する。このた
め、上記に説明した従来のデータ送受信装置では、妨害
（ジャミング）の影響を大きく受けて、信頼性のあるデ
ータ通信を行うことは不可能であるという課題を有して
いた。In practice, when the transmission rate becomes high due to application to a wireless LAN or the like and the total allocated frequency bandwidth is limited, the spreading factor must be reduced to about 10, while In the case of wireless transmission, the received signal strength changes significantly together with the phenomenon of fading. Therefore, the conventional data transmitting / receiving apparatus described above has a problem that it is impossible to perform reliable data communication due to the influence of jamming.
【００１３】本発明は、上記課題を解決するもので、ス
ペクトル拡散信号の帯域内に非常に強い妨害（ジャミン
グ）が加わった場合にも確実な伝送を可能にするデータ
送受信装置を提供することを目的とする。The present invention solves the above problems and provides a data transmission / reception apparatus which enables reliable transmission even when very strong interference (jamming) is applied within the band of a spread spectrum signal. To aim.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明のデータ送受信装置は、送信データを所定ビッ
ト数ごとに分け、ユニークワードと誤り検出ビット含む
データパケットを構成し、異なる周波数を有する複数の
搬送波を各々前記データパケットでディジタル変調して
得られる複数の被変調信号を合成して得られるマルチキ
ャリア伝送信号を出力する送信装置と、前記マルチキャ
リア伝送信号を復調し復号データを出力する受信装置か
ら成り、前記受信装置は、前記マルチキャリア伝送信号
の帯域内の、互いに異なる部分的な帯域の信号成分のみ
を取り出し復調する、複数の系統の、帯域通過手段と検
波器とクロック再生器と復号器とユニークワード検出器
とパケット抽出器と誤り検出器とを有し、前記誤り検出
器により、ビット誤りが含まれない系統の出力を繋いで
前記復調データとするよう構成して成るものである。In order to solve the above-mentioned problems, a data transmitting / receiving apparatus of the present invention divides transmission data into a predetermined number of bits, forms a data packet including a unique word and an error detection bit, and sets different frequencies. A transmitter that outputs a multi-carrier transmission signal obtained by combining a plurality of modulated signals obtained by digitally modulating a plurality of carrier waves each of which has the data packet, and outputs decoded data by demodulating the multi-carrier transmission signal The receiving device comprises a plurality of systems of bandpass means, a detector, and a clock recovery device for extracting and demodulating only the signal components of different partial bands within the band of the multicarrier transmission signal. A decoder, a decoder, a unique word detector, a packet extractor, and an error detector, and the error detector Ri those consisting configured to with the demodulated data by connecting the output of the system that is not included.
【００１５】[0015]
【作用】本発明は上記した構成によって、マルチキャリ
ア伝送信号の帯域内の部分的な、複数の帯域の信号成分
を同時に検波するので、信号帯域内に局在する強い妨害
波に対して、これらの劣化要因の影響を避けて受信状態
が良好な方の帯域の信号成分を選択的に利用することが
でき、強力な妨害波による誤り率の劣化を軽減すること
ができる。According to the present invention, since the signal components of a plurality of bands within a band of a multi-carrier transmission signal are simultaneously detected by the above-described structure, these strong interference waves localized in the signal band are not detected. It is possible to selectively use the signal component in the band with a better reception state while avoiding the influence of the deterioration factor of, and it is possible to reduce the deterioration of the error rate due to a strong interference wave.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、本発明の実施例のデータ送受信装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A data transmitting / receiving apparatus according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１７】図１は、本発明にかかる第１の実施例のデ
ータ送受信装置のブロック図を示すものであり、同図を
用いて本実施例の構成を説明する。FIG. 1 is a block diagram of a data transmitting / receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention, and the configuration of this embodiment will be described with reference to FIG.
【００１８】図１において、１０は送信装置、２０は受
信装置、１６はパケット組立て器、１２Ａ〜１２Ｂは変
調器、１５Ａ〜１５Ｂは搬送波発生器、１７は合波器、
２１Ａ〜２１Ｂは帯域通過手段、２２Ａ〜２２Ｂは検波
器、２３Ａ〜２３Ｂは復号器、２５Ａ〜２５Ｂはクロッ
ク再生器、２６Ａ〜２６Ｂはユニークワード検出器、２
７Ａ〜２７Ｂはパケット抽出器、２９Ａ〜２９Ｂは誤り
検出器、２４は判定選択器である。なお、検波器２２Ａ
〜２２Ｂの構成は、図１３における検波器２２と同様で
あり、図１３に示したように、例えば、シンボル遅延器
２２１、乗算器２２２、低域通過フィルタ２２３で構成
される。一方、送信装置１０の中の変調器１２Ａ〜１２
Ｂの構成は、例えば、図１３の送信装置１０’の中の差
動符号化器１１と位相変調器１２をまとめたものに相当
する。In FIG. 1, 10 is a transmitter, 20 is a receiver, 16 is a packet assembler, 12A to 12B are modulators, 15A to 15B are carrier wave generators, 17 is a multiplexer,
21A to 21B are band pass means, 22A to 22B are wave detectors, 23A to 23B are decoders, 25A to 25B are clock regenerators, 26A to 26B are unique word detectors, 2
7A to 27B are packet extractors, 29A to 29B are error detectors, and 24 is a judgment selector. In addition, the detector 22A
The configuration of 22B is similar to that of the detector 22 shown in FIG. 13, and is composed of, for example, a symbol delay unit 221, a multiplier 222, and a low-pass filter 223 as shown in FIG. On the other hand, the modulators 12A to 12 in the transmitter 10
The configuration of B corresponds to, for example, a combination of the differential encoder 11 and the phase modulator 12 in the transmitter 10 ′ of FIG.
【００１９】以下、さらに、パケット組立て器１６の出
力するデータパケットの一例の符号構成図である図２、
復号器２３Ａ〜２３Ｂの出力である判定データ列に観測
されるデータパケットの一例の説明図である図３、各部
の信号スペクトル図である図４を用いて、本実施例の動
作を説明する。Further, FIG. 2, which is a code configuration diagram of an example of a data packet output from the packet assembler 16, will be described below.
The operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. 3 which is an explanatory diagram of an example of a data packet observed in the determination data string output from the decoders 23A to 23B and FIG. 4 which is a signal spectrum diagram of each unit.
【００２０】図１の送信装置１０の構成および動作は、
「従来の技術」の項目で説明した図１３における動作と
ほぼ同様であるが、パケット組立て器１６が追加されて
おり、送信データをパケット状に構成し、その各々のパ
ケットに対応した伝送信号を出力するところが異なる。The configuration and operation of the transmitter 10 shown in FIG.
Although it is almost the same as the operation in FIG. 13 described in the item of “Prior Art”, a packet assembler 16 is added, the transmission data is formed into a packet, and the transmission signal corresponding to each packet is generated. The output is different.
【００２１】つまり、送信データは、まず、所定のビッ
ト数ごとに分けられ、図２に１例を示すように、情報デ
ータ９３となり、プリアンブル９１、ユニークワード９
２、誤り検出ビット９４を付加されてデータパケット６
１〜６４を構成する。データパケット６１〜６４は、変
調器１２Ａ〜１２Ｂに入力され、各々のパケットに対応
した、この場合バースト状の変調信号となる。それぞれ
の変調器１２Ａ〜１２Ｂに供給される搬送波は、各々搬
送波発生器１５Ａ〜１５Ｂで作られるが、互いの被変調
波が分離受信できる程度に離れた異なる周波数を有す
る。そして、変調器１２Ａ〜１２Ｂの出力である、それ
ぞれの被変調波は、合波器１７で構成され、マルチキャ
リア伝送信号ａが、伝送信号として送出される。That is, the transmission data is first divided into a predetermined number of bits, becomes information data 93, a preamble 91 and a unique word 9 as shown in an example in FIG.
2. Data packet 6 with error detection bit 94 added
1 to 64 are configured. The data packets 61 to 64 are input to the modulators 12A to 12B, and are burst-like modulated signals corresponding to the respective packets, in this case, burst signals. The carrier waves supplied to the respective modulators 12A to 12B are generated by the carrier wave generators 15A to 15B, respectively, and have different frequencies separated from each other so that the modulated waves can be received separately. The modulated waves output from the modulators 12A to 12B are composed of the multiplexer 17, and the multicarrier transmission signal a is sent out as a transmission signal.
【００２２】なお、変調方式には、例えば、２、４、８
相等の（差動）位相変調等が使われ、その基本構成およ
び動作は、「従来の技術」の項目で説明した図１３の差
動符号化器１１および位相変調器１２の構成および動作
と同様であるので省略する。なお、バーストの急峻な立
ち上がり立ち下がりは、送信スペクトル幅の拡大を生じ
るので、バーストの前縁および後縁に包絡線が滑らかに
変化するランプ波形を加えるものであってもよい。ま
た、図２のデータパケット６１〜６４は、パケット間に
隙間のあるバースト状の送信形態を示しているが、互い
のデータパケットが隣接するか、あるいは、何らかの他
のデータ列を間にはさむことにより、連続送信するもの
であってもよい。The modulation method is, for example, 2, 4, 8
Phase (differential) phase modulation or the like is used, and its basic configuration and operation are the same as the configurations and operations of the differential encoder 11 and the phase modulator 12 of FIG. 13 described in the section “Prior Art”. Therefore, it is omitted. Since the steep rise and fall of the burst causes the transmission spectrum width to widen, a ramp waveform whose envelope curve changes smoothly may be added to the leading and trailing edges of the burst. In addition, the data packets 61 to 64 in FIG. 2 show a burst-like transmission mode in which there is a gap between the packets, but the data packets may be adjacent to each other, or some other data string may be sandwiched therebetween. Therefore, continuous transmission may be performed.
【００２３】また、本実施例では、複数の搬送波発生器
１５Ａ〜１５Ｂをそれぞれ変調器１２Ａ〜１２Ｂで変調
した複数の被変調波を合波器１７で合成してマルチキャ
リア伝送信号ａを得ているが、このマルチキャリア伝送
信号ａのベースバンド信号をデジタル信号処理によって
一括して生成し、１つの搬送波発生器からの搬送波を直
交変調器で一括変調することによって、等価的に、同等
の伝送信号を得るものであってもよい。Further, in this embodiment, a plurality of modulated waves obtained by modulating a plurality of carrier wave generators 15A to 15B by modulators 12A to 12B are combined by a combiner 17 to obtain a multicarrier transmission signal a. However, the baseband signals of the multi-carrier transmission signal a are collectively generated by digital signal processing, and the carriers from one carrier generator are collectively modulated by the quadrature modulator, thereby equivalently equivalent transmission is achieved. It may be one that obtains a signal.
【００２４】ユニークワード９２は、後述するように、
受信装置２０での復号過程で対応するデータパケットを
見いだすために挿入された固定のビットパターン列であ
る。一方、誤り検出ビット９４は、受信装置２０にて、
情報データ９３および誤り検出ビット９４それ自身の中
にビット誤りが発生したかどうかを調べるために挿入さ
れた可変ビットパターン列である。誤り検出ビット９４
は、実際には、パリティ符号あるいはＣＲＣ（Cyclic R
edundacy Check）符号等を用いる。The unique word 92 is, as will be described later,
It is a fixed bit pattern string inserted to find a corresponding data packet in the decoding process in the receiving device 20. On the other hand, the error detection bit 94 is
It is a variable bit pattern string inserted to check whether a bit error has occurred in the information data 93 and the error detection bit 94 itself. Error detection bit 94
Is actually a parity code or CRC (Cyclic R
edundacy Check) code is used.
【００２５】以下、変調方式が２相差動位相変調の場合
を典型として、受信装置２０を中心に、さらに詳細に動
作を説明する。Hereinafter, the operation will be described in more detail with a focus on the receiving device 20 as a typical case where the modulation method is two-phase differential phase modulation.
【００２６】伝送路を通ったマルチキャリア伝送信号ａ
は、受信装置２０に入り、まず帯域通過手段２１Ａ〜２
１Ｂで帯域制限され、中間信号ｃとなる。図４は、受信
されたマルチキャリア伝送信号ａのスペクトルの概略お
よび帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの取り得る帯域が３つ
である（Ｂ１〜Ｂ３）場合について例示したものであ
る。取り得る帯域は、図４に示すように、搬送波発生装
置１５Ａ〜１５Ｂの発生する搬送波を中心とした、それ
ぞれの被変調波を各々分離抽出するように設定される。
そして、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂは、それぞれ帯域
通過フィルタで構成されており、それぞれが通過帯域Ｂ
１〜Ｂ３のすべて、あるいは、一部に対応する。なお、
通過帯域は、図４に示したように３つに限るものではな
く、２以上の複数であればよい。また、同様に、帯域通
過手段２１Ａ〜２１Ｂは、図１に示したように、複数で
あればよく、典型例として２つの場合も含まれる。Multicarrier transmission signal a passing through the transmission path
Enters the receiving device 20, and first, the band pass means 21A to 2A
The band is limited by 1B and becomes the intermediate signal c. FIG. 4 exemplifies the outline of the spectrum of the received multicarrier transmission signal a and the case where the bandpass means 21A to 21B can take three bands (B1 to B3). As shown in FIG. 4, the possible bands are set so that the modulated waves centered on the carrier waves generated by the carrier wave generators 15A to 15B are separated and extracted.
Each of the band pass means 21A to 21B is composed of a band pass filter, and each of them is a pass band B.
It corresponds to all or part of 1 to B3. In addition,
The pass band is not limited to three as shown in FIG. 4, but may be two or more. Similarly, as shown in FIG. 1, the number of band pass means 21A to 21B may be plural, and a typical case is two.
【００２７】このようにして得られた中間信号ｃは、検
波器２２Ａ〜２２Ｂでそれぞれ検波され、検波信号ｂが
得られる。検波器２２Ａ〜２２Ｂは、例えば、図１３の
２２に示すような遅延検波器が用いられる。検波器２２
Ａ〜２２Ｂの動作については、図１３の従来例で説明し
たのと同様であるので、省略する。なお、図１３は２相
位相変調の場合だが、４相、８相等の多値変調の場合
も、その検波過程は同様である。異なる点は、検波器２
２Ａ〜２２Ｂの構成が、直交軸を加えた２系統あること
と、復号器２３Ａ〜２３Ｂでは、検波信号ｂを識別判定
して判定シンボルデータ列を得た後、パラレル・シリア
ル変換することにより、ビット列である判定データ列
ｄ'mを出力することである（例えば、W.R.Bennet、J.R.
Davey著、「データ伝送」、ラテイス）。The intermediate signal c thus obtained is detected by the detectors 22A to 22B, respectively, and the detected signal b is obtained. As the detectors 22A to 22B, for example, a delay detector as indicated by 22 in FIG. 13 is used. Detector 22
The operations of A to 22B are the same as those described in the conventional example of FIG. Although FIG. 13 shows the case of the two-phase phase modulation, the detection process is the same also in the case of the multi-level modulation of four phases, eight phases and the like. The difference is that the detector 2
The configurations of 2A to 22B include two systems with orthogonal axes added, and in the decoders 23A to 23B, the detection signal b is discriminated and determined to obtain a determination symbol data string, and then parallel / serial conversion is performed. It is to output the judgment data string d'm which is a bit string (for example, WRBennet, JR
Davey, "Data Transmission", Lattes).
【００２８】さて、判定データ列は、図２のデータパケ
ット６１〜６４に相当する、同一構造の図３のデータパ
ケット６１’〜６４’が含まれる。ユニークワード検出
器２６Ａ〜２６Ｂは、判定データ列ｄ'mと、ユニークワ
ードの固定パターンとを随時照合し、一致を検出する
と、フレーム信号を出力する。パケット抽出器２７Ａ〜
２７Ｂは、このフレーム信号のタイミングを基に、情報
データ９３’と誤り検出ビット９４’からなる復号デー
タパケット９５’を抽出し、誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂ
に引き渡す。誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂはそれぞれ誤り
検出ビット９４’を基に、復号データパケット９５’中
のビット誤りを検出し、その結果を判定選択器２４に引
き渡すとともに、復号データパケット９５’中の情報デ
ータ９３’も併せて判定選択器２４に引き渡す。判定選
択器２４は、ビット誤りの検出されなかった系統の情報
データ９３’のみを選択繋ぎ合わせて、受信装置２０の
最終出力の復号データとして出力する。Now, the judgment data string includes the data packets 61'-64 'of FIG. 3 having the same structure, which correspond to the data packets 61-64 of FIG. The unique word detectors 26A to 26B collate the determination data string d'm with the fixed pattern of the unique word at any time, and when they detect a match, they output a frame signal. Packet extractor 27A-
27B extracts the decoded data packet 95 'consisting of the information data 93' and the error detection bit 94 'based on the timing of this frame signal, and the error detectors 29A to 29B.
Hand over to. Each of the error detectors 29A to 29B detects a bit error in the decoded data packet 95 'based on the error detection bit 94', passes the result to the decision selector 24, and outputs the information data in the decoded data packet 95 '. 93 'is also delivered to the judgment selector 24. The determination selector 24 selectively connects only the information data 93 ′ of the system in which no bit error is detected, and outputs the decoded data as the final output of the receiving device 20.
【００２９】さて、いま、伝送路において図４に示す妨
害波ｊが加わった場合を考える。図１３に示した従来の
装置によれば、妨害波ｊのエネルギーの大半が、拡散率
に相当する分だけ軽減されるものの、検波器に印加され
るため、正常な受信が不可能となる場合が生じやすい。
しかしながら、図１に示す本実施例の装置によれば、送
信されるマルチキャリア伝送信号ａの部分的な帯域Ｂ１
〜Ｂ３のみ通過させる帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂを設
けているので、図４に示すように、帯域通過手段２１Ａ
〜２１Ｂの中の１つあるいは複数が通過帯域Ｂ１に設定
されていれば、その系統の検波器の入力の中間信号ｂは
妨害波ｊの影響を受けず、正常な受信が行なわれる。従
って、他の系統は、受信が正常に行なわれず、当該誤り
検出器がビット誤りを検出しても、上記のように、妨害
波ｊの影響を避け得た系統が１つでもあれば、その系統
の誤り検出器はビット誤りを検出せず、判定選択器２４
は、その系統の情報データ９３’を選択し、復号データ
として出力するので、正常な受信が継続される。Now, consider the case where the interference wave j shown in FIG. 4 is added to the transmission path. According to the conventional apparatus shown in FIG. 13, most of the energy of the interfering wave j is reduced by the amount corresponding to the spreading factor, but is applied to the detector, so that normal reception is impossible. Is likely to occur.
However, according to the apparatus of this embodiment shown in FIG. 1, the partial band B1 of the transmitted multi-carrier transmission signal a is
Since band pass means 21A to 21B for allowing only B3 to B3 to pass are provided, as shown in FIG.
If one or a plurality of ~ 21B is set in the pass band B1, the intermediate signal b at the input of the detector of the system is not affected by the interfering wave j, and normal reception is performed. Therefore, in the other systems, if reception is not normally performed and even if the error detector detects a bit error, if there is at least one system that can avoid the influence of the interfering wave j as described above, The system error detector does not detect a bit error, and the decision selector 24
Selects the information data 93 'of that system and outputs it as decoded data, so that normal reception is continued.
【００３０】一般に妨害・ジャミング波のスペクトル
は、一様に分布するよりも、特定周波数に集中すること
が多く、図１３に説明した従来例では、一律に、拡散率
相当の妨害波軽減能力を有するが（例えば、拡散率１０
倍に対して１０ｄＢ、１００倍に対して２０ｄＢ）、本
発明の送受信装置の場合、帯域通過手段の帯域外減衰
は、容易に５０ｄＢ程度以上の値を期待できるので、一
様に分布した妨害波でない限り、格段に優れた妨害波排
除能力が期待できる。Generally, the spectrum of the jamming / jamming wave is often concentrated on a specific frequency rather than being uniformly distributed. In the conventional example described in FIG. 13, the disturbing wave mitigating ability equivalent to the spreading factor is uniformly applied. Have (for example, a spreading factor of 10
In the case of the transmission / reception device of the present invention, the out-of-band attenuation of the bandpass means can easily be expected to be a value of about 50 dB or more, so that the uniformly distributed interfering waves are obtained. Unless it is not, it can be expected to have an extremely excellent ability to eliminate interference waves.
【００３１】なお、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂは、図
５に示す、帯域通過手段２１のように、帯域通過フィル
タ２１１および周波数混合器２１２および局部発振器２
１３により構成してもよい。この場合、入力信号は、周
波数混合器２１２によって、局部発振器２１３の出力で
ある局部発振信号との差の周波数帯に変換された後、帯
域通過フィルタ２１１で帯域制限され、周波数変換され
たマルチキャリア伝送信号ａの一部の周波数成分のみ取
り出されて、中間信号ｃとして出力される。局部発振器
２１３は、通常、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセ
サイザで構成され、搬送波発生器１５Ａ〜１５Ｂの発生
する搬送波の周波数間隔で、局部発振信号の周波数を可
変する、あるいは、各帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの局
部発振器２１３は、この周波数間隔だけ異なる周波数の
局部発振信号を生成するものを複数用意し、切り替えて
もよい。等価的に、局部発振信号の周波数を変えること
により、元のマルチキャリア伝送信号ａの周波数成分の
異なる部分の成分を中間信号ｃとして取り出すことがで
きる。帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂのそれぞれの中間信
号の中心周波数を同一に選び、局部発振信号の周波数を
違えて、異なる通過帯域を得るようにした場合、それぞ
れの帯域通過フィルタ２１１および検波器２２Ａ〜２２
Ｂは、同一のものを使用できるので、製造が容易になる
長所がある。The band pass means 21A to 21B are similar to the band pass means 21 shown in FIG. 5, and the band pass filter 211, the frequency mixer 212 and the local oscillator 2 are included.
You may comprise by 13. In this case, the input signal is converted by the frequency mixer 212 into a frequency band having a difference from the local oscillation signal which is the output of the local oscillator 213, then band-limited by the band pass filter 211, and the frequency-converted multi-carrier signal is converted. Only some frequency components of the transmission signal a are extracted and output as the intermediate signal c. The local oscillator 213 is usually configured by a PLL (Phase Locked Loop) synthesizer, and varies the frequency of the local oscillation signal at the frequency intervals of the carrier waves generated by the carrier wave generators 15A to 15B, or each band pass means 21A to 21A. As the local oscillator 213 of 21B, a plurality of local oscillators that generate local oscillation signals having frequencies different by this frequency interval may be prepared and switched. Equivalently, by changing the frequency of the local oscillation signal, the components of the original multicarrier transmission signal a having different frequency components can be extracted as the intermediate signal c. When the center frequencies of the respective intermediate signals of the band pass means 21A to 21B are selected to be the same and the frequencies of the local oscillation signals are made different to obtain different pass bands, the band pass filters 211 and the detectors 22A to 22 are respectively provided.
Since B can use the same thing, there is an advantage that manufacturing becomes easy.
【００３２】図６は、本発明の第２の実施例の送受信装
置のブロック図を示すものであり、同図を用いて、本実
施例の動作及び構成を説明する。FIG. 6 is a block diagram of a transmitting / receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention, and the operation and configuration of this embodiment will be described with reference to FIG.
【００３３】本実施例において、送信装置１０は図１に
示した第１の実施例の送信装置１０と同様である。In this embodiment, the transmitter 10 is the same as the transmitter 10 of the first embodiment shown in FIG.
【００３４】また、受信装置２０１の各部の構成および
動作も、第１の実施例の受信装置２０とほぼ同様ではあ
るが、第１の実施例と異なるのは、図６において受信装
置２０１は、誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂがビット誤りを
検出した場合、対応する帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの
通過帯域を変更させるところが異なる。The configuration and operation of each part of the receiving device 201 are almost the same as those of the receiving device 20 of the first embodiment, but the difference from the first embodiment is that the receiving device 201 in FIG. When the error detectors 29A to 29B detect a bit error, the difference is that the pass band of the corresponding band pass means 21A to 21B is changed.
【００３５】帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの各々の通過
帯域を合わせた全体の帯域が伝送信号であるマルチキャ
リア伝送信号ａの帯域の一部である場合、誤り検出器２
９Ａ〜２９Ｂによって妨害の有無を判定し、ビット誤り
の検出をもって妨害を検出した場合、その対応する帯域
通過手段の通過帯域を、現在受信に使用されていない帯
域に変更することによって、効率的な妨害回避が可能と
なる。例えば、通過帯域は多数（３以上）で、帯域通過
手段２１Ａ〜２１Ｂから誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂまで
の受信系統がこれらの通過帯域の中の２つに割り当てら
れた２系統のみであっても、これら２系統が同時に妨害
を受ける確率は低く、また、どちらか一方が妨害を受け
た時点で、受けた系統を未使用帯域に割り当てることに
より、ハード規模がさほど大きくなく、効率的な妨害回
避が実現できる。なお、図６に示した帯域通過手段２１
Ａから２１Ｂの通過帯域の変更は、例えば、それぞれが
複数の帯域通過フィルタを切り替え選択し実現する。そ
の場合、それぞれの帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂが複数
の帯域通過フィルタを切り替え選択する場合、一部ある
いはすべての帯域通過フィルタを、一部あるいはすべて
の帯域通過手段で共有する構造となっていてもよい。ま
た、帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂを図５に示したように
等価的に実現している場合、局部発振器２１３を、通
常、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセサイザで構成
し、搬送波発生器１５Ａ〜１５Ｂの搬送波周波数間隔で
周波数を可変して実現してもよい。When the total band including the pass bands of the band pass means 21A to 21B is a part of the band of the multi-carrier transmission signal a which is the transmission signal, the error detector 2
When the presence or absence of interference is determined by 9A to 29B, and the interference is detected by detecting the bit error, the pass band of the corresponding band pass means is changed to a band not currently used for reception, so that it is efficient. Interference avoidance is possible. For example, even if there are a large number of pass bands (three or more) and the receiving systems from the band pass means 21A to 21B to the error detectors 29A to 29B are only two systems assigned to two of these pass bands. The probability that these two systems will be disturbed at the same time is low, and when one of them is disturbed, the received system is assigned to an unused band, so that the hardware scale is not so large and efficient interference avoidance is possible. Can be realized. The bandpass means 21 shown in FIG.
The change of the pass band from A to 21B is realized by switching and selecting a plurality of band pass filters, respectively. In that case, when each of the band pass means 21A to 21B switches and selects a plurality of band pass filters, some or all of the band pass filters may be shared by some or all of the band pass means. Good. Further, when the bandpass means 21A to 21B are equivalently realized as shown in FIG. 5, the local oscillator 213 is usually constituted by a PLL (Phase Locked Loop) synthesizer and the carrier wave generators 15A to 15B. It may be realized by changing the frequency at carrier frequency intervals.
【００３６】図７は、本発明の第３の実施例の送受信装
置のブロック図を示すものであり、同図等を用いて、本
実施例の構成及び動作を説明する。FIG. 7 is a block diagram of a transmitting / receiving apparatus according to the third embodiment of the present invention. The configuration and operation of this embodiment will be described with reference to FIG.
【００３７】本実施例において、送信装置１０は図１に
示した第１あるいは第２の実施例の送信装置１０と同様
である。In this embodiment, the transmitter 10 is the same as the transmitter 10 of the first or second embodiment shown in FIG.
【００３８】また、受信装置２０２の各部の構成および
動作も、第１の実施例の受信装置２０あるいは第２の実
施例の受信装置２０１とほぼ同様ではあるが、第１ある
いは第２の実施例と異なるのは、図７において受信装置
２０２は、フレームエラー検出器２８Ａ〜２８Ｂが追加
され、その出力であるフレームエラー信号によって、対
応する帯域通過手段２１Ａ〜２１Ｂの通過帯域を変更さ
せるところが異なる。The configuration and operation of each part of the receiving device 202 are almost the same as those of the receiving device 20 of the first embodiment or the receiving device 201 of the second embodiment, but the first or second embodiment. 7 is different from FIG. 7 in that the receiving apparatus 202 in FIG. 7 has frame error detectors 28A to 28B added and changes the pass band of the corresponding band pass means 21A to 21B according to the output frame error signal.
【００３９】以下、図７に一例を示した本実施例につい
て、その受信装置２０２の動作を図８を用いて説明す
る。The operation of the receiving apparatus 202 of this embodiment, an example of which is shown in FIG. 7, will be described below with reference to FIG.
【００４０】図７において、それぞれのフレームエラー
検出器２８Ａ〜２８Ｂには、ユニークワード検出器２６
Ａ〜２６Ｂの出力であるフレーム信号がすべて入力さ
れ、それぞれの系統のユニークワード検出失敗を判定
し、フレームエラー信号を出力する。図８はその動作の
一例を説明したもので、図８において、再生クロックＡ
およびＢは各々クロック再生器２５Ａおよび２５Ｂ、判
定データ列ＡおよびＢは各々復号器２３Ａおよび２３
Ｂ、フレーム信号ＡおよびＢは各々ユニークワード検出
器２６Ａおよび２６Ｂ、フレームエラー信号Ｂはフレー
ムエラー検出器２８Ｂのそれぞれ出力である。In FIG. 7, the unique word detector 26 is included in each of the frame error detectors 28A-28B.
All the frame signals output from A to 26B are input, the unique word detection failure of each system is determined, and a frame error signal is output. FIG. 8 illustrates an example of the operation. In FIG.
And B are clock regenerators 25A and 25B, respectively, and decision data strings A and B are decoders 23A and 23B, respectively.
B, frame signals A and B are outputs of unique word detectors 26A and 26B, respectively, and frame error signal B is an output of frame error detector 28B, respectively.
【００４１】図８に示すように、ある時点で、ユニーク
ワード検出器２６Ａが、ユニークワード９２’の終了を
見いだし、フレーム信号Ａを出力したとすると、それか
ら所定の時間を観測期間として、他の系統のフレーム信
号が出力されるかどうかを観測する。図８の場合、この
期間にフレーム信号Ｂが出力されれば（点線の場合）、
フレームエラー信号Ｂは出力されないが、もし、この期
間にフレーム信号Ｂが出力されなければ（実線の場
合）、観測期間の終わりにて、フレームエラー信号Ｂが
出力される。As shown in FIG. 8, when the unique word detector 26A finds the end of the unique word 92 'at a certain point and outputs the frame signal A, a predetermined time from that point is set as an observation period and another Observe whether the system frame signal is output. In the case of FIG. 8, if the frame signal B is output during this period (in the case of the dotted line),
The frame error signal B is not output, but if the frame signal B is not output during this period (in the case of the solid line), the frame error signal B is output at the end of the observation period.
【００４２】なお、観測期間は、伝搬路／信号処理の遅
延特性や再生クロックのジッター等による誤判定を避け
るためのものであり、少なくとも、約１シンボル長程度
以上が必要である。また、図７および図８は、受信系統
が２系統の場合について示しているが、３系統以上ある
時も全く同様であり、その時の観測期間は、他の系統で
最も早く出力されたフレーム信号のタイミングを起点と
する。The observation period is for avoiding erroneous determination due to the delay characteristics of the propagation path / signal processing, the jitter of the reproduced clock, etc., and is required to be at least about 1 symbol length or more. Although FIG. 7 and FIG. 8 show the case where there are two receiving systems, the same is true when there are three or more receiving systems, and the observation period at that time is the frame signal output earliest in other systems. The starting point is.
【００４３】以上のように、もし、フレームエラーが検
出された場合、そのフレームエラー信号により、対応す
る帯域制限手段は、第２の実施例に述べたと同様の手段
をもって、その通過帯域を変更させる。妨害を受けた場
合、ユニークワードの検出に失敗し、フレームエラーが
発生するので、第２の実施例と同様、ハード規模がさほ
ど大きくなく、効率的な妨害回避が実現できる。しか
も、第２の実施例の場合は、復号データパケットの終了
してからでないと、誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂはビット
誤りを検出できず、それから、通過帯域の変更に取りか
かるため、次の復号データパケットをも取り損なう可能
性があるが、本実施例の場合、復号データパケットのか
なり早期に判定が終了するため（図３参照）、このよう
な支障を生じない長所を有する。As described above, if a frame error is detected, the corresponding band limiting means changes its pass band by the same means as that described in the second embodiment according to the frame error signal. . In the case of interference, the unique word detection fails and a frame error occurs, so that the hardware scale is not so large and efficient interference avoidance can be realized, as in the second embodiment. In addition, in the case of the second embodiment, the error detectors 29A and 29B cannot detect the bit error until the end of the decoded data packet, and then the change of the pass band is started. Although the packet may be missed, the present embodiment has an advantage that such a problem does not occur because the determination of the decoded data packet is completed very early (see FIG. 3).
【００４４】図９は、本発明の第４の実施例の送受信装
置のブロック図を示すものであり、同図等を用いて、本
実施例の構成及び動作を説明する。FIG. 9 is a block diagram of a transmitting / receiving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention, and the configuration and operation of this embodiment will be described with reference to FIG.
【００４５】本実施例において、送信装置１０は図１に
示した第１の実施例の送信装置１０と同様である。In this embodiment, the transmitter 10 is the same as the transmitter 10 of the first embodiment shown in FIG.
【００４６】また、受信装置２０３の各部の構成および
動作も、第３の実施例の受信装置２０２とほぼ同様では
あるが、第３の実施例と異なるのは、図９において、パ
ケット抽出器２７Ａ’〜２７Ｂ’は、もし、自系統のユ
ニークワード検出器がユニークワード検出に失敗し、そ
れからのフレーム信号を受け取らなかった場合、フレー
ムエラー検出器２８Ａ〜２８Ｂの出力を参照することに
より、他系統のフレーム信号のタイミングを基に、復号
データパケットを抽出する所が異なる。The configuration and operation of each part of the receiving device 203 are almost the same as those of the receiving device 202 of the third embodiment, but the difference from the third embodiment is that the packet extractor 27A in FIG. '~ 27B' means that if the unique word detector of its own system fails to detect the unique word and does not receive the frame signal from it, it refers to the output of the frame error detectors 28A to 28B, The difference is that the decoded data packet is extracted based on the timing of the frame signal.
【００４７】以下、図９に一例を示した本実施例につい
て、その動作を図１０を用いて説明する。The operation of this embodiment, an example of which is shown in FIG. 9, will be described below with reference to FIG.
【００４８】図９において、それぞれのフレームエラー
検出器２８Ａ〜２８Ｂの出力であるフレームエラー信号
は、それぞれ対応するパケット抽出器２７Ａ’〜２７
Ｂ’に入力される。図１０において、フレームエラー検
出器２８Ａ〜２８Ｂに関する動作は、第３の実施例にお
ける図８の説明と全く同様なので省略する。第３の実施
例の場合と異なっているのは、当該系統（図１０の場合
はＢ系統）のフレーム信号Ｂが出力されなかった場合、
その代わりに、フレームエラー信号Ｂを用い、所定の補
正遅延量を与えた遅延判定データ列Ｂと、それに対応し
てタイミングを調整された再生クロックＢ’に対して同
等の処理を行なうことにより、復号データパケットを抽
出する機能がパケット抽出器２７Ａ’〜２７Ｂ’に付加
されていることである。In FIG. 9, the frame error signals output from the respective frame error detectors 28A to 28B are the packet extractors 27A 'to 27A, respectively.
Input to B '. In FIG. 10, the operation relating to the frame error detectors 28A and 28B is completely the same as the description of FIG. 8 in the third embodiment, and will be omitted. The difference from the third embodiment is that when the frame signal B of the relevant system (B system in the case of FIG. 10) is not output,
Instead, by using the frame error signal B and performing the same processing on the delay determination data string B to which a predetermined correction delay amount is given and the reproduction clock B ′ whose timing is adjusted correspondingly, The function of extracting the decoded data packet is added to the packet extractors 27A ′ to 27B ′.
【００４９】ユニークワードはそのワード長を十分長く
設定した場合、誤捕捉する確率は極めて小さいが、見逃
し確率はかなり大きくなる。特に、本実施例の場合のよ
うに、バースト伝送を行なう場合、図２に示すように、
情報データや誤り検出ビットにはビット誤りを生じてい
ないのに、ユニークワードはバーストの前方にあるた
め、ＡＧＣ系や各種同期系の追従不良によるビット誤り
がユニークワードの見逃しにつながり、復号パケットを
抽出できず、情報データが失われるケースが増加する。
一方、受信各系統の判定データ列のタイミングは、伝搬
遅延差や信号処理時間差や再生クロックジッター相当の
相互時間差が存在するが、これらは一般に、0.5シンボ
ル長程度以下で十分小さく、ユニークワードを見逃した
としても、他系統の検出タイミングを用いて、復号パケ
ットを抽出することにより、上記のようなケースの情報
データをも復号することができ、受信品質を改善でき
る。図１０から明かなように、フレームエラー信号Ｂは
そもそもユニークワードを検出できた系統のフレーム信
号Ａから観測時間だけ遅延した信号であるので、補正遅
延量をこの観測時間相当に設定することで、ユニークワ
ードを見逃したとしても、他系統の検出タイミングを用
いて、復号パケットを抽出することができ、受信品質を
改善できる。When the word length of the unique word is set to be sufficiently long, the probability of erroneous capture is extremely small, but the miss probability is considerably large. In particular, when burst transmission is performed as in this embodiment, as shown in FIG.
Although there is no bit error in the information data or error detection bit, the unique word is in the front of the burst, so a bit error due to a tracking failure of the AGC system and various synchronization systems leads to the miss of the unique word, and the decoded packet The number of cases where information data cannot be extracted and information data is lost increases.
On the other hand, the timing of the judgment data string of each receiving system has a propagation delay difference, a signal processing time difference, and a mutual time difference equivalent to the recovered clock jitter, but these are generally sufficiently small at about 0.5 symbol length or less and miss the unique word. Even in this case, by extracting the decoded packet using the detection timing of the other system, the information data in the above case can be decoded, and the reception quality can be improved. As is clear from FIG. 10, since the frame error signal B is a signal delayed by the observation time from the frame signal A of the system in which the unique word can be detected in the first place, by setting the correction delay amount to this observation time, Even if the unique word is missed, the decoded packet can be extracted using the detection timing of another system, and the reception quality can be improved.
【００５０】なお、補正遅延量を判定データ列Ｂに与え
る（遅延判定データ列Ｂ）と同時に、再生クロックＢに
も同量の遅延を与えてもよいが（再生クロックＢ’）、
再生クロックは繰り返し波形であることに留意して、繰
り返し周期の整数倍と、補正遅延量との差の分だけ、タ
イミングを調整してもよい。なお、図１０の例では、観
測期間、補正遅延量ともに、再生クロック１周期となっ
ているので、再生クロックＢへの遅延は不要である。Incidentally, although the correction delay amount may be given to the judgment data string B (delay judgment data string B), the same amount of delay may be given to the reproduction clock B (reproduction clock B '),
Keeping in mind that the reproduced clock is a repetitive waveform, the timing may be adjusted by the difference between the integral multiple of the repetitive cycle and the correction delay amount. Note that in the example of FIG. 10, the observation period and the correction delay amount are both one cycle of the reproduced clock, so that the delay to the reproduced clock B is unnecessary.
【００５１】なお、図９は受信系統が２系統の場合につ
いて示しているが、３系統以上ある時も第３の実施例の
場合と同様、そのまま拡張でき、以上の説明は同様に適
用される。Although FIG. 9 shows the case where the number of receiving systems is two, it can be expanded as it is in the case of the third embodiment also when there are three or more systems, and the above description is similarly applied. .
【００５２】また、４相系以上の多値伝送の時、第１の
実施例の説明したように、復号器２３Ａ〜２３Ｂの中に
パラレル・シリアル変換器を有し、それらは、ビット列
である判定データ列Ａ〜Ｂと、対応する再生ビットクロ
ックＡ〜Ｂを出力するもので（この時、ユニークワード
検出器２６Ａ〜２６Ｂは、ビット列として比較照合を行
なう）、図１０の各再生クロックおよび各判定データ
は、ビットクロックおよび判定ビットデータとして考え
てよい（２相の場合は、ビット列とシンボル列は一致す
る）。しかしながら、受信各系統間の相互時間差（上記
のように最大0.5シンボル長程度）が存在すると、周期
がシンボルクロックより、１／２（４相系の場合）ある
いは１／３（８相系の場合）と短いビットクロックを基
本に、他系統のタイミングを用いて自系統のタイミング
を推定すると、ビットずれを生じ、復号データパケット
の抽出に失敗する頻度が増大する欠点がある。従って、
本実施例では、４相系以上の多値伝送の時、復号器２３
Ａ〜２３Ｂは、シンボル列である判定データ列Ａ〜Ｂ
と、対応する再生シンボルクロックＡ〜Ｂを出力するも
ので（この時、ユニークワード検出器２６Ａ〜２６Ｂ
は、シンボル列として比較照合を行なう）、図１０の各
再生クロックおよび各判定データは、シンボルクロック
および判定シンボルデータを表わし、パケット抽出器２
７Ａ’〜２７Ｂ’の復号データパケットの出力の直前
か、誤り検出器２９Ａ〜２９Ｂにパラレル・シリアル変
換器を有しシンボル列からビット列への変換を行なう
か、あるいは、最終の復号データがシンボル列を出力す
るものである方が好ましい。Further, in the case of multi-level transmission of four-phase system or more, as described in the first embodiment, the decoders 23A to 23B have parallel-serial converters, which are bit strings. The judgment data strings A to B and the corresponding reproduced bit clocks A to B are output (at this time, the unique word detectors 26A to 26B perform comparison and collation as bit strings). The decision data may be considered as a bit clock and decision bit data (in the case of two phases, the bit string and the symbol string match). However, if there is a mutual time difference between the receiving systems (a maximum of about 0.5 symbol length as described above), the cycle is 1/2 (in case of 4-phase system) or 1/3 (in case of 8-phase system) from the symbol clock. ) And a short bit clock as a base, the timing of the other system is estimated by using the timing of the other system, which causes a bit shift and increases the frequency of failure in extracting the decoded data packet. Therefore,
In this embodiment, the decoder 23 is used for multi-level transmission of four-phase system or more.
A to B are determination data strings A to B which are symbol strings.
And the corresponding reproduced symbol clocks A to B are output (at this time, the unique word detectors 26A to 26B).
Are compared with each other as a symbol string), each reproduced clock and each judgment data in FIG. 10 represent the symbol clock and the judgment symbol data, and the packet extractor 2
Immediately before the output of the decoded data packet of 7A 'to 27B', or the parallel / serial converter is provided in the error detectors 29A to 29B to convert the symbol string to the bit string, or the final decoded data is the symbol string. Is preferably output.
【００５３】図１１は、本発明の第５の実施例の送受信
装置のブロック図を示すものであり、同図等を用いて、
本実施例の構成及び動作を説明する。FIG. 11 is a block diagram of a transmitting / receiving apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
The configuration and operation of this embodiment will be described.
【００５４】本実施例において、送信装置１０は図１に
示した第１の実施例の送信装置１０と同様である。In this embodiment, the transmitter 10 is the same as the transmitter 10 of the first embodiment shown in FIG.
【００５５】また、受信装置２０４の各部の構成も、第
４の実施例の受信装置２０３とほぼ同様ではあるが、第
４の実施例と異なるのは、フレームエラー検出器２８Ａ
〜２８Ｂの出力で制御される切替え器２５１Ａ〜２５１
Ｂと、再生クロックのタイミングを調整する調整器２５
２Ａ〜２５２Ｂと、調整器２５２Ａ〜２５２Ｂを通して
他系統の再生クロックを参照して判別データ列を出力す
る復号器２３Ａ’〜２３Ｂ’が付加され、もし、自系統
のユニークワード検出器がユニークワード検出に失敗
し、フレームエラー検出器がフレームエラー信号を出力
した場合、他系統のクロック再生器の出力である再生ク
ロックを用いて復号した判定データ列から復号パケット
の抽出を行なう所が異なる。The configuration of each part of the receiving device 204 is almost the same as that of the receiving device 203 of the fourth embodiment, but the difference from the fourth embodiment is that the frame error detector 28A is used.
˜28B output controlled switch 251A˜251
B and an adjuster 25 for adjusting the timing of the reproduction clock
2A to 252B, and decoders 23A 'to 23B' that output discrimination data strings by referring to the reproduction clocks of other systems through the adjusters 252A to 252B are added, and if the unique word detector of the own system detects unique words. However, if the frame error detector outputs a frame error signal, the difference is that the decoded packet is extracted from the judgment data string decoded using the reproduced clock which is the output of the clock regenerator of another system.
【００５６】以下、図１１に一例を示した本実施例につ
いて、その動作を図１２を用いて説明する。The operation of this embodiment, an example of which is shown in FIG. 11, will be described below with reference to FIG.
【００５７】図１１において、追加された復号器２３
Ａ’〜２３Ｂ’は、それぞれ他系統のクロック再生器２
５Ａ〜２５Ｂの出力する再生クロックＡ〜Ｂを調整器２
５２Ａ〜２５２Ｂでタイミング調整した再生クロック
Ａ’〜Ｂ’を基に、判定データ列Ａ’〜Ｂ’を出力す
る。切替え器２５１Ａ〜２５１Ｂは、対応するフレーム
エラー検出器２８Ａ〜２８Ｂからのフレームエラー信号
を受けると、それぞれ接点を切替えて、第１の実施例で
説明した、通常の復号器２３Ａあるいは２３Ｂの出力で
ある判別データ列ＡあるいはＢから、上記の判定データ
列Ａ’あるいはＢ’に切り替える。ユニークワード検出
失敗には、種々の理由が考えられるが、再生クロック追
従不良によるものならば、第４の実施例のように、他系
統からユニークワードのタイミングを与えても、抽出し
た復号データ中にも、ビット誤りを含む可能性が高い。
本実施例では、このような場合、同時に、再生クロック
についても、他系統から供給するため、受信品質の向上
が望める。In FIG. 11, the added decoder 23 is added.
A ′ to 23B ′ are clock regenerators 2 of other systems, respectively.
Adjuster 2 for reproducing clocks A to B output from 5A to 25B
Based on the reproduction clocks A ′ to B ′ whose timings have been adjusted by 52A to 252B, the determination data strings A ′ to B ′ are output. Upon receiving the frame error signals from the corresponding frame error detectors 28A to 28B, the switchers 251A to 251B switch their respective contacts so that the output of the ordinary decoder 23A or 23B described in the first embodiment is used. A certain determination data string A or B is switched to the above determination data string A ′ or B ′. There are various possible reasons for the unique word detection failure. However, if it is due to poor reproduction clock tracking, even if the unique word timing is given from another system as in the fourth embodiment, the extracted decoded data However, there is a high possibility that a bit error will be included.
In the present embodiment, in such a case, the reproduced clock is also supplied from another system at the same time, so that the reception quality can be improved.
【００５８】図１２は、Ｂの系統でユニークワード検出
に失敗した時の動作を示している。つまり、検波器２２
Ｂの出力する検波信号Ｂに対して、自系統のクロック再
生器２５Ｂの出力する再生クロックＢは、追従不良のた
め、アイパターン（検波信号Ｂ内部の菱形部）の端部の
部分のタイミングを示しており、復号器２３Ｂの出力す
る判定データ列Ｂにはビット誤りが含まれる可能性が高
い。一方、他系統のクロック再生器２５Ａの出力する再
生クロックＡから調整器２５２Ａを通して得た再生クロ
ックＡ’を用いて復号器２３Ｂ’が出力する判定データ
列Ｂ’には、ビット誤りが少ない可能性がある。いま、
判定データ列Ｂにビット誤りが含まれ、ユニークワード
が検出されず、第３の実施例で説明したのと同様、フレ
ームエラー信号Ｂが出力されると、切替え器２５１Ｂ
は、判定データ列Ｂ’の方をパケット抽出器２７Ｂ’に
供給し、同時に、パケット抽出器２７Ｂ’は、第４の実
施例と同様、フレームエラー信号Ｂをフレーム信号の代
替として復号データパケットの抽出動作を開始する。こ
のようにして、品質の良い可能性が高い判定データ列
Ｂ’を選択することになるので、さらに、受信品質の向
上が望める。FIG. 12 shows the operation when the unique word detection fails in the B system. That is, the detector 22
Since the reproduction clock B output from the clock regenerator 25B of its own system does not follow the detection signal B output from B, the timing of the end portion of the eye pattern (diamond portion inside the detection signal B) is changed. It is shown that the decision data string B output from the decoder 23B is likely to include a bit error. On the other hand, the decision data string B ′ output by the decoder 23B ′ using the reproduction clock A ′ obtained through the adjuster 252A from the reproduction clock A output by the clock regenerator 25A of another system may have few bit errors. There is. Now
If the judgment data string B includes a bit error, no unique word is detected, and the frame error signal B is output as in the third embodiment, the switch 251B is output.
Supplies the decision data string B ′ to the packet extractor 27B ′, and at the same time, the packet extractor 27B ′ uses the frame error signal B as a substitute for the frame signal in the decoded data packet as in the fourth embodiment. Start the extraction operation. In this way, the determination data string B ′ having a high possibility of good quality is selected, so that the reception quality can be further improved.
【００５９】なお、調整器２５２Ａ〜２５２Ｂによる、
調整時間は、通常は信号処理遅延相当分であり、あるい
は、無くしてもよい。一方、補正遅延量に関しては、観
測期間相当分を再生クロック繰り返し周期単位で遅延さ
せればよい。ただ、第４の実施例と異なるのは、この補
正遅延量は、パケット抽出器２７Ａ’〜２７Ｂ’の入力
側ではなく、復号器２３Ａ’〜２３Ｂ’の入力側の検波
信号ｂを遅延させるか、あるいは、出力側の判定データ
列を遅延させて行なう。The adjusters 252A-252B
The adjustment time is usually equivalent to the signal processing delay, or may be eliminated. On the other hand, with respect to the correction delay amount, the observation period equivalent amount may be delayed in units of the reproduction clock repetition period. However, the difference from the fourth embodiment lies in whether the correction delay amount delays the detection signal b on the input side of the decoders 23A'-23B ', not on the input side of the packet extractors 27A'-27B'. Alternatively, the determination data string on the output side is delayed.
【００６０】また、本実施例においても、第４の実施例
と同様、図１１は受信系統が２系統の場合について示し
ているが、３系統以上ある時も、そのまま拡張できるの
で以上の説明は同様に適用される。Also in this embodiment, as in the case of the fourth embodiment, FIG. 11 shows the case where the number of receiving systems is two. However, even when there are three or more receiving systems, they can be expanded as they are. The same applies.
【００６１】また、４相系以上の多値伝送の時、第４の
実施例と同様、復号器２３Ａ〜２３Ｂおよび２３Ａ’〜
２３Ｂ’の出力は、内部にパラレル・シリアル変換器を
有し、ビットクロックおよび判定ビットデータであって
もよいが、ビットずれによる復号データパケットの抽出
失敗の頻度を減ずるため、シンボルクロックおよび判定
シンボルデータであるものの方が好ましい。Further, in the case of multi-level transmission of four-phase system or more, as in the fourth embodiment, the decoders 23A-23B and 23A'-
The output of 23B ′ may have a parallel / serial converter inside and may be a bit clock and decision bit data. However, in order to reduce the frequency of extraction failure of the decoded data packet due to bit shift, the symbol clock and decision symbol may be reduced. Data is preferable.
【００６２】以上のように、上記実施例によれば、送信
側では、送信データをパケット化して、複数の周波数の
異なる搬送波に変調を施したマルチキャリア伝送信号を
送信し、受信側では、その伝送信号の帯域内の部分的
な、複数帯域の信号成分のみを取り出して得られる中間
信号を検波し、常に良好な受信状態にある系の検波出力
から復号データを得るので、周波数的に局在する強力な
妨害波による誤り率の劣化を軽減することができる。As described above, according to the above-described embodiment, the transmitting side packetizes the transmission data and transmits the multi-carrier transmission signal obtained by modulating the carrier waves of different frequencies, and the receiving side transmits the multi-carrier transmission signal. Localized in frequency because the intermediate signal obtained by extracting only the partial signal components of multiple bands within the band of the transmission signal is detected and the decoded data is always obtained from the detection output of the system in a good reception state. It is possible to reduce the deterioration of the error rate due to the strong interference wave.
【００６３】[0063]
【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、周波数的に局在する強力な妨害波による誤り率
の劣化を従来に比べてより一層軽減することができると
いう長所を有する。As is apparent from the above description, the present invention has an advantage that the deterioration of the error rate due to the strong interference wave localized in frequency can be further reduced as compared with the conventional case.
【図１】本発明の第１の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図FIG. 1 is a block diagram of a data transmission / reception device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同実施例におけるデータパケットの一例の符号
構成図FIG. 2 is a code configuration diagram of an example of a data packet in the embodiment.
【図３】同実施例における判定データ列に観測されるデ
ータパケットの一例の説明図FIG. 3 is an explanatory diagram of an example of a data packet observed in a determination data string in the same embodiment.
【図４】同実施例における受信装置における信号のスペ
クトルの概略図FIG. 4 is a schematic diagram of a spectrum of a signal in the receiving device in the embodiment.
【図５】同実施例における帯域通過手段の構成例を示す
ブロック図FIG. 5 is a block diagram showing a configuration example of a bandpass means in the same embodiment.
【図６】本発明の第２の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図FIG. 6 is a block diagram of a data transmission / reception device according to a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図FIG. 7 is a block diagram of a data transmitter / receiver according to a third embodiment of the present invention.
【図８】同実施例における受信装置の動作の説明図FIG. 8 is an explanatory diagram of the operation of the receiving device in the embodiment.
【図９】本発明の第４の実施例におけるデータ送受信装
置のブロック図FIG. 9 is a block diagram of a data transmission / reception device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１０】同実施例における受信装置の動作の説明図FIG. 10 is an explanatory diagram of the operation of the receiving device in the embodiment.
【図１１】本発明の第５の実施例におけるデータ送受信
装置のブロック図FIG. 11 is a block diagram of a data transmission / reception device according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１２】同実施例における受信装置の動作の説明図FIG. 12 is an explanatory diagram of the operation of the receiving device in the embodiment.
【図１３】従来のデータ送受信装置のブロック図FIG. 13 is a block diagram of a conventional data transceiver.
【図１４】従来のデータ送受信装置の信号波形を示す信
号波形図FIG. 14 is a signal waveform diagram showing a signal waveform of a conventional data transceiver.
１０、１０’ 送信装置 １１ 差動符号
化器 １２ 位相変調
器 １２Ａ〜１２Ｂ 変調器 １３、１３’ 擬似雑音
信号発生器 １４、２２２ 乗算器 １５Ａ〜１５Ｂ 搬送波発
生器 １６ パケット
組立て器 １７ 合波器 ２０、２０１〜２０４、２０’ 受信装置 ２１、２１Ａ〜２１Ｂ 帯域通過
手段 １５、２１１ 帯域通過
フィルタ ２１２ 周波数混
合器 ２１３ 局部発振
器 ２２、２２Ａ〜２２Ｂ 検波器 ２２１ シンボル
遅延器 ２２３ 低域通過
フィルタ ２３Ａ〜２３Ｂ、２３Ａ’〜２３Ｂ’、２３ 復号器 ２４ 判定選択
器 ２５Ａ〜２５Ｂ、２５ クロック
再生器 ２６Ａ〜２６Ｂ ユニーク
ワード検出器 ２７Ａ〜２７Ｂ、２７Ａ’〜２７Ｂ’ パケット
抽出器 ２８Ａ〜２８Ｂ フレーム
エラー検出器 ２９Ａ〜２９Ｂ 誤り検出
器 ２５１Ａ〜２５１Ｂ 切替え器 ２５２Ａ〜２５２Ｂ 調整器10 and 10 'Transmitter 11 Differential encoder 12 Phase modulator 12A to 12B Modulator 13, 13' Pseudo noise signal generator 14, 222 Multiplier 15A to 15B Carrier generator 16 Packet assembler 17 Multiplexer 20 , 201-204, 20 'Receiver 21, 21A-21B Bandpass means 15, 211 Bandpass filter 212 Frequency mixer 213 Local oscillator 22, 22A-22B Detector 221 Symbol delay device 223 Low-pass filter 23A-23B, 23A'-23B ', 23 Decoder 24 Judgment selector 25A-25B, 25 Clock regenerator 26A-26B Unique word detector 27A-27B, 27A'-27B' Packet extractor 28A-28B Frame error detector 29A-29B Error detector 251A to 251B Switch 252A to 52B regulator
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