【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はリンギングチョークコン
バータ（Ringing choke converter以下ＲＣＣ）の出力
制御回路の改良に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement of an output control circuit of a ringing choke converter (RCC).
【０００２】[0002]
【従来の技術】以下に従来のリンギングチョークコンバ
ータについて説明する。2. Description of the Related Art A conventional ringing choke converter will be described below.
【０００３】図３は従来の基本的回路図である。入力電
源電圧Ｅiの投入により起動用抵抗Ｒ1を通してスイッチ
ング用主トランジスタＱ1がターンオンし、これにより
出力トランスＴの帰還巻線ＮＢに誘起される電圧とベー
ス抵抗Ｒ2によって主トランジスタＱ1に一定のベース電
流が流れる。この場合、二次巻線Ｎ2に誘起される電圧
は整流用ダイオードＤ1により阻止され、平滑用コンデ
ンサＣ2および負荷ＲＬには電流は流れない。この際、
トランスＴの一次巻線Ｎ1にはほぼ入力電源電圧Ｅiが印
加され、一次巻線Ｎ1の電流すなわちトランジスタＱ1の
コレクタ電流は直線的に増加して一次巻線Ｎ1にエネル
ギーが貯えられる。しかし、ベース電流は一定のためト
ランジスタＱ1のコレクタ電流はある値に達するとそれ
以上増加できなくなり、それ以降は一次巻線Ｎ1に誘起
される電圧が減少し、したがってベース電流も減少す
る。このような帰還再生作用によってトランジスタＱ1
は急速にオフとなる。同時にトランスＴの二次巻線Ｎ2
にはダイオードＤ1を導通させる方向に電圧を誘起し、
一次巻線Ｎ1に貯えられていたエネルギーがダイオード
Ｄ1を通してコンデンサＣ2および負荷ＲＬに供給され
る。やがて再びトランジスタＱ1はオンとなり、ダイオ
ードＤ1は遮断状態となるが、負荷ＲＬにはコンデンサ
Ｃ2の放電によって電流供給が持続され、その後は前述
の動作を繰り返す。電圧検出部Ａは基準電圧を内蔵した
電圧検出器ＩＣ1 と、これを出力するホトカプラ発光部
ＰＤおよび出力電圧Ｅoを分圧する抵抗Ｒ4，Ｒ5よりな
る。また制御回路部Ｂにおいて、Ｑ2は主トランジスタ
Ｑ1のベース・エミッタ間に接続された制御用トランジ
スタ、Ｒ3，Ｃ4は時定数回路を形成する抵抗およびコン
デンサで帰還巻線ＮＢの両端に接続され、また抵抗Ｒ3
およびコンデンサＣ4の接続点ａは制御用トランジスタ
Ｑ2のベースに接続されている。FIG. 3 is a conventional basic circuit diagram. When the input power supply voltage Ei is turned on, the switching main transistor Q1 is turned on through the starting resistor R1 , whereby the voltage induced in the feedback winding NB of the output transformer T and the base resistor R2 cause the main transistor Q1 to turn on. A constant base current flows. In this case, the voltage induced in the secondary winding N2 is blocked by the rectifying diode D1 , and no current flows through the smoothing capacitor C2 and the load RL. On this occasion,
The input power supply voltage Ei is applied to the primary winding N1 of the transformer T, and the current of the primary winding N1 , that is, the collector current of the transistor Q1 increases linearly to store energy in the primary winding N1. To be However, since the base current is constant, when the collector current of the transistor Q1 reaches a certain value, it cannot be further increased, and thereafter, the voltage induced in the primary winding N1 is reduced, and thus the base current is also reduced. Due to such a feedback reproducing action, the transistor Q1
Turns off rapidly. At the same time, the secondary winding N2 of the transformer T
Induces a voltage in the direction to make the diode D1 conductive,
The energy stored in the primary winding N1 is supplied to the capacitor C2 and the load RL through the diode D1 . Eventually, the transistor Q1 is turned on again and the diode D1 is cut off. However, the current supply is continued by the discharge of the capacitor C2 to the load RL, and then the above operation is repeated. The voltage detection unit A includes a voltage detector IC1 having a built-in reference voltage, a photocoupler light emitting unit PD for outputting the reference voltage, and resistors R4 , R5 for dividing the output voltage Eo . In the control circuit section B, Q2 is a control transistor connected between the base and emitter of the main transistor Q1 , and R3 and C4 are resistors and capacitors forming a time constant circuit at both ends of the feedback winding NB. Connected and also resistor R3
The connection point a of the capacitor C4 is connected to the base of the control transistor Q2 .
【０００４】次に、ＰＴは帰還巻線ＮＢの一端と前記接
続点ａ間に接続された前記ホトカプラ受光部で、これに
よりコンデンサＣ4の充電時定数を調整する。なおＣ3は
主トランジスタＱ1のオフ特性改善用コンデンサ、Ｄ2は
ベース起動電流の回り込み阻止用ダイオードである。Next, PT is the photocoupler light receiving portion connected between one end of the feedback winding NB and the connection point a, by which the charging time constant of the capacitor C4 is adjusted. Incidentally, C3 is a capacitor for improving the off-characteristics of the main transistor Q1 , and D2 is a diode for preventing sneaking of the base starting current.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、図３中Ｑ2のトランジスタのスイッチング
特性によっては定電圧制御および過電流保護が所望の動
作をしない場合があった。However, in the above-described conventional configuration, the constant voltage control and the overcurrent protection may not perform the desired operation depending on the switching characteristics of the transistor Q2 in FIG.
【０００６】本発明は確実に定電圧制御および過電流保
護が動作することを目的とする。An object of the present invention is to ensure that the constant voltage control and the overcurrent protection operate.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決するために、フォトカプラと抵抗とコンデンサよりな
る時定数回路を設け、前記抵抗に並列に接続したダイオ
ードを設けることにより図３中Ｑ2のトランジスタのス
イッチング特性を改善する。In order to solve the above problems, the present invention provides a time constant circuit composed of a photocoupler, a resistor and a capacitor, and a diode connected in parallel with the resistor to provide a diode in FIG. The switching characteristics of the Q2 transistor are improved.
【０００８】[0008]
【作用】この構成により、定電圧制御と過電流保護動作
が確実に行われるようになる。With this configuration, the constant voltage control and the overcurrent protection operation are surely performed.
【０００９】[0009]
【実施例】以下本発明の一実施例について、図面を参照
しながら説明する。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１０】本発明における従来との相違は、 図１中
Ｑ2のトランジスタのスイッチング特性を改善するため
に抵抗Ｒ3と並列にダイオードＤ3を接続することにあ
る。Ｒ3とＱ2のベース・エミッタ間に接続されたＣ4に
より充電時間を調整し、充電電圧がＱ2のしきい値に達
するとＱ2がオンする。The difference between the present invention and the prior art is that in FIG.
Q2To improve the switching characteristics of the transistor
Resistance R3In parallel with diode D3To connect
It R3And Q2C connected between the base and emitter ofFourTo
Adjust the charging time more and the charging voltage is Q2Reached the threshold of
Then Q2Turns on.
【００１１】次にＣ4が放電し、しきい値以下になると
Ｑ2はオフするが、Ｃ4の放電が遅れるとＱ2が常時オン
のままになったり、充電時間の制御ができなくなる場合
がある。Next, when C4 is discharged and becomes lower than the threshold value, Q2 is turned off, but when C4 is delayed, Q2 is always on or the charging time cannot be controlled. There is.
【００１２】これを改善するために、Ｃ4の充電電圧を
Ｄ3で放電させＱ2のオン，オフ制御が確実に行われる。In order to improve this, the charge voltage of C4 is discharged at D3 and the on / off control of Q2 is surely performed.
【００１３】次に電圧制御動作について説明する。図４
において、図４（ａ）は主トランジスタＱ1の電圧ＶCE
波形図、図４（ｂ）は帰還（ベース）巻線の電圧波形
図、図４（ｃ）はコンデンサＣ4（点ａ）電圧波形図を
示し、ホトカプラ受光部ＰＴおよび抵抗Ｒ3を流れる電
流とコンデンサＣ4により形成される時定数回路で、ａ
点電位が制御用トランジスタＱ2の電圧（ＶBE）を越え
るとトランジスタＱ2はオンし、主トランジスタＱ1のベ
ース電流を吸収してこれをオフせしめる。なお、コンバ
ータの各部のロスを無視すると出力電圧ＥoとＱ1のオン
時間ＴONの関係は（数１）のように近似できる。Next, the voltage control operation will be described. FIG.
4A shows the voltage VCE of the main transistor Q1.
Waveform diagram, FIG. 4B shows a voltage waveform diagram of the feedback (base) winding, FIG. 4C shows a voltage waveform diagram of the capacitor C4 (point a), and the current flowing through the photocoupler light receiving unit PT and the resistor R3. And a time constant circuit formed by the capacitor C4 ,
When the point potential exceeds the voltage (VBE ) of the control transistor Q2 , the transistor Q2 turns on and absorbs the base current of the main transistor Q1 to turn it off. When the loss of each part of the converter is ignored, the relationship between the output voltage Eo and the ON time TON of Q1 can be approximated as shown in (Equation 1).
【００１４】[0014]
【数１】[Equation 1]
【００１５】ここでＥiは入力電圧、Ｉoは出力電流、Ｋ
1，Ｋ2は定数である。出力電圧を検出してホトカプラの
トランジスタの電流を可変してＴONを制御すると（数
１）により出力電圧Ｅoを一定に保つことができる。Where Ei is the input voltage, Io is the output current, and K
1 and K2 are constants. When the output voltage is detected and the current of the transistor of the photocoupler is changed to control TON , the output voltage Eo can be kept constant by (Equation 1).
【００１６】次に過電流保護動作について説明する。上
記のごとく出力電圧が一定になるように制御すると、負
荷電流を増加することにより、または入力電圧（Ｅi）
が減少することにより主トランジスタＱ1のオン時間
（ＴON）が増大し周波数が低下する。したがって、入力
電圧（Ｅi）が最低で最大負荷電流（ＩOMAX）の時、上
記オン時間（ＴON）は最大（ＴONMAX）となる。このこ
とは（数２）で表される。Next, the overcurrent protection operation will be described. When the output voltage is controlled to be constant as described above, the load current is increased or the input voltage (Ei )
Is decreased, the on-time (TON ) of the main transistor Q1 is increased and the frequency is decreased. Therefore, when the input voltage (Ei ) is the lowest and the maximum load current (IOMAX ), the on-time (TON ) is the maximum (TONMAX ). This is expressed by (Equation 2).
【００１７】[0017]
【数２】[Equation 2]
【００１８】今、電圧検出部Ａを介してのホトカプラ受
光部ＰＴの電流を零となるごとく設定すると、これ以上
の出力電流に対してコンデンサＣ4の充電時定数は最大
となり、この時の主トランジスタＱ1のオン時間
（ＴON）をＴOCとすると（数３）となる。Now, if the current of the photocoupler light receiving portion PT via the voltage detecting portion A is set to be zero, the charging time constant of the capacitor C4 becomes the maximum for the output current beyond this, and the main time at this time is set. When the on-time (TON ) of the transistor Q1 is TOC , it becomes (Equation 3).
【００１９】[0019]
【数３】(Equation 3)
【００２０】このＴOC時間は負荷電流をどんなに大きく
してもこれ以上ＴON巾は広がらない。これらの関係を出
力の電圧，電流で表すと図５に示すような出力特性とな
り、負荷電流はＴOCに相当する出力電流ＩOCまでは増加
するが、これ以上負荷を取ってもＴON巾は増加せずフの
字垂下特性となる。なお、図１でベース巻線に発生する
電圧ＥＢ（図４（ｂ））は順方向に発生する電圧をＥBF
逆方向に発生する電圧をＥBNとすると逆方向電圧ＥBNは
出力電圧Ｅoに比例するので，Ｅoが定電圧の場合にはＥ
BNも一定となるが、順方向電圧ＥBFはＥiに比例するの
でＥiが高い程コンデンサＣ4の充電時間が短くなりＴOC
は小さくなる。したがってＥＢを最適に設計するとＩOC
は入力電圧による変化も最小にすることができる。This TOC time does not extend the TON width any more, no matter how the load current is increased. When these relationships are expressed by the output voltage and current, the output characteristics are as shown in FIG. 5, and the load current increases up to the output current IOC corresponding to TOC , but even if a load is further increased, the TON width Does not increase and becomes a drooping character. The voltage EB generated in the base winding in FIG. 1 (FIG. 4 (b)) is the voltage generated in the forward direction EBF
Since the voltage generated in the opposite direction to the EBN reverse voltage EBN proportional to the output voltage Eo, if Eo is a constant voltage E
BN is also constant, the forward voltage EBF becomes shorter charging time of the capacitor C4 higher Ei is proportional to Ei TOC
Becomes smaller. Therefore, if EB is optimally designed, IOC
Can also minimize changes with input voltage.
【００２１】[0021]
【発明の効果】本発明による特性改善の様子を図２に示
す。図２（ａ）は改善後、図２（ｂ）は改善前で比較す
ると定電圧制御と過電流保護動作が確実に行われるよう
になった。FIG. 2 shows how the characteristics are improved by the present invention. After the improvement in FIG. 2A and the improvement in FIG. 2B before the improvement, the constant voltage control and the overcurrent protection operation are surely performed.
【００２２】以上の説明から明らかなように本発明によ
れば、出力電圧を確実に制御できしかも出力電流過大と
なるのを確実に防止することができ、スイッチング電源
装置に適用してその効果は極めて大きい。As is apparent from the above description, according to the present invention, the output voltage can be reliably controlled, and the output current can be prevented from becoming excessively large. Extremely large.
【図１】本発明の一実施例におけるリンキングチョーク
コンバータ回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a linking choke converter according to an embodiment of the present invention.
【図２】（ａ）同実施例のリンキングチョークコンバー
タ回路の出力特性図 （ｂ）従来のリンキングチョークコンバータ回路の出力
特性図FIG. 2A is an output characteristic diagram of the linking choke converter circuit of the embodiment. FIG. 2B is an output characteristic diagram of the conventional linking choke converter circuit.
【図３】従来のリンキングチョークコンバータ回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional linking choke converter.
【図４】（ａ）主トランジスタＱ1の電圧波形図 （ｂ）帰還（ベース）巻線の電圧波形図 （ｃ）コンデンサＣ4の電圧波形図4A is a voltage waveform diagram of a main transistor Q1 , FIG. 4B is a voltage waveform diagram of a feedback (base) winding, and FIG. 4C is a voltage waveform diagram of a capacitor C4 .
【図５】本発明の一実施例におけるリンキングチョーク
コンバータ回路の出力特性図FIG. 5 is an output characteristic diagram of a linking choke converter circuit according to an embodiment of the present invention.
Ｅi 入力電圧 Ｅo 出力電圧 Ｉo 出力電流 ＰＤ 発光部 ＰＴ 受光部 Ｔ トランス Ｎ1 一次巻線 Ｎ2 二次巻線 Ａ 電圧検出部 Ｂ 制御回路 Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5 抵抗 Ｑ1，Ｑ2 トランジスタ Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3 ダイオード Ｃ1，Ｃ2，Ｃ3，Ｃ4 コンデンサ ＩＣ1 定電圧制御ＩＣEi Input voltage Eo Output voltage Io Output current PD Light emitting part PT Light receiving part T Transformer N1 Primary winding N2 Secondary winding A Voltage detecting part B Control circuit R1 , R2 , R3 , R4 , R5 resistor Q1 , Q2 transistor D1 , D2 , D3 diode C1 , C2 , C3 , C4 capacitor IC1 constant voltage control IC
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7042895AJPH08242581A (en) | 1995-03-02 | 1995-03-02 | Ringing choke converter |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP7042895AJPH08242581A (en) | 1995-03-02 | 1995-03-02 | Ringing choke converter |
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| JPH08242581Atrue JPH08242581A (en) | 1996-09-17 |
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| EP0938184A3 (en)* | 1998-02-24 | 2001-08-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| US6111763A (en)* | 1999-01-27 | 2000-08-29 | Tdk Corporation | Switching power supply |
| Publication | Publication Date | Title |
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| US4272805A (en) | Switching regulator provided with charge-discharge circuit having overcurrent protecting function and soft-start function | |
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