【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流安定化電源等に使用される共振振型スイ
ツチング電源回路に関するものである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a resonant vibration type switching power supply circuit used for a DC stabilized power supply or the like.
現在、電子計算機、通信機器等に使用される電子通信用
電源は、小型、軽量、高効率の利点を持つPWM方式のス
イツチングレギユレータが多く使用されている。しか
し、スイツチング周波数が20kHz以下の場合には、大き
な問題が生じないが、100kHz以上になると、電力伝送用
トランスの洩れインダクタンスや、スイツチング素子の
浮遊容量の影響により、スイツチング素子のオン・オフ
転換時におけるスイツチング素子の両端の電圧波形と電
流波形とが重なり合う割合が大きくなり、この電圧、電
流波形が互いに重なり合う部分がスイツチング損失とな
り、発振周波数が高くなるに従つて損失が増加する。ス
イツチング損失が増加すると、電力変換効率が低下する
と共に、発熱する。このため大きな放熱器を必要とし、
電源装置の小型化の妨げとなる。Currently, as a power supply for electronic communication used in electronic computers, communication devices, etc., a PWM type switching regulator having advantages of small size, light weight and high efficiency is often used. However, if the switching frequency is 20 kHz or less, no major problem occurs, but if it is 100 kHz or more, the leakage inductance of the power transmission transformer and the stray capacitance of the switching element affect the switching element on / off switching. The ratio at which the voltage waveform and the current waveform at both ends of the switching element overlap with each other increases, and the portion where these voltage and current waveforms overlap with each other becomes a switching loss, and the loss increases as the oscillation frequency increases. When the switching loss increases, the power conversion efficiency decreases and heat is generated. This requires a large radiator,
This hinders miniaturization of the power supply device.
上述の如き問題点を解決するための方式として、第11図
に示す共振型スイツチング電源回路がある。この共振型
スイツチング電源回路の直流電源１は第１及び第２の電
源2a、2bの直列回路から成り、第１、第２及び第３の端
子３、４、５を有するセンタタツプ型に形成されてい
る。第１の端子３と第２の端子４との間にはトランジス
タから成る第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2の直
列回路が接続されている。交互にオン・オフ制御される
第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2にはバイパス用
ダイオードD1、D2がそれぞれ逆並列に接続されている。As a method for solving the above problems, there is a resonance type switching power supply circuit shown in FIG. The DC power supply 1 of this resonance type switching power supply circuit is composed of a series circuit of first and second power supplies 2a and 2b, and is formed in a center tap type having first, second and third terminals 3, 4 and 5. There is. Between the first terminal 3 and the second terminal 4, a series circuit of first and second switching elements Q1 and Q2 formed of transistors is connected. By-pass diodes D1 and D2 are connected in antiparallel to the first and second switching elements Q1 and Q2 which are alternately turned on and off.
電源１の第３の端子５と第１及び第２のスイツチング素
子Q1、Q2の接続中点６との間には共振用コンデンサC1と
直列共振用インダクタンス素子（リアクトル）L1と負荷
回路を構成するためのトランスＴの１次巻線N1との直列
回路が接続されている。即ち、コンデンサC1の一端が第
３の端子５に接続され、コンデンサC1の他端がインダク
タンス素子L1と１次巻線N1とを介してスイツチング素子
Q1、Q2の接続中点６に接続されている。Between the third terminal 5 of the power source 1 and the connection midpoint 6 of the first and second switching elements Q1 and Q2, a resonance capacitor C1 , a series resonance inductance element (reactor) L1 and a load. A series circuit is connected to the primary winding N1 of the transformer T for forming the circuit. That is, one end of the capacitor C1 is connected to the third terminal 5, and the other end of the capacitor C1 is connected to the switching element via the inductance element L1 and the primary winding N1.
It is connected to the connection midpoint 6 of Q1 and Q2 .
トランスＴは２次巻線N2、N3を有し、このセンタタツプ
構成の２次巻線N2、N3には、ダイオードD3、D4と平滑用
コンデンサC2とから成る出力整流平滑回路７を介して負
荷８が接続されている。Transformer T has a secondary winding N2, N3, the secondary winding N2, N3 of this Sentatatsupu configuration, diode D3, D4 and output rectifier smoothing consisting smoothing capacitor C2 Metropolitan A load 8 is connected via the circuit 7.
第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2をオン・オフ制
御するための制御回路９は、出力平滑整流回路７の出力
電圧を検出する電圧検出回路10と、この電圧検出回路10
から得られる検出電圧と基準電圧源11の基準電圧との差
に対応する出力を得るための誤差増幅器12と、この誤差
増幅器12の出力電圧に対応した周波数信号を出力するVC
O（電圧制御発振器）13と、このVCO13の出力周波数でス
イツチング素子Q1、Q2を交互にオン・オフ制御するため
のスイツチ制御信号形成回路14とから成る。スイツチ制
御信号形成回路14はVCOの出力に基づいて第１のスイツ
チング素子Q1の制御信号を形成し、又この反転信号で第
２のスイツチング素子Q2の制御を形成し、各スイツチン
グ素子Q1、Q2即ちトランジスタのベースに供給するもの
である。A control circuit 9 for ON / OFF controlling the first and second switching elements Q1 and Q2 includes a voltage detection circuit 10 for detecting the output voltage of the output smoothing rectification circuit 7, and this voltage detection circuit 10
Error amplifier 12 for obtaining an output corresponding to the difference between the detected voltage obtained from the reference voltage and the reference voltage of the reference voltage source 11, and a VC for outputting a frequency signal corresponding to the output voltage of the error amplifier 12.
It comprises an O (voltage controlled oscillator) 13 and a switch control signal forming circuit 14 for alternately turning on and off the switching elements Q1 and Q2 at the output frequency of the VCO 13. The switch control signal forming circuit 14 forms a control signal for the first switching element Q1 on the basis of the output of the VCO, and forms a control for the second switching element Q2 by the inverted signal of each switching element Q1 , Q2, that is, to supply to the base of the transistor.
スイツチング素子Q1、Q2は、直列共振回路の共振周波数
よりも低い周波数で第12図（Ａ）（Ｂ）に示すように交
互にオン・オフ制御される。第１のスイツチング素子Q1
がオン、第２のスイツチング素子Q2がオフの期間（第７
図のt1〜t3）では、まず、直列共振に基づく電流Ｉが、
コンデンサC1、電源2a、第１のスイツチング素子Q1、１
次巻線N1、インダクタンス素子L1から成る回路で流れ
る。コンデンサC1の電圧は、第12図（Ｃ）に示すように
t1時点でほぼ−Ｅであるが、零に向つて減少し、しかる
後ほぼ＋Ｅになる。コンデンサC1及びインダクタンス素
子L1を通つて流れる電流Ｉは、第12図（Ｄ）に示すよう
にコンデンサ電圧VCが零になる時点で正の最大値にな
り、その後減少する。t2〜t3で示すコンデンサC1の放電
期間においては、コンデンサC1、インダクタンス素子
L1、１次巻線N1、ダイオードD1、電源2aから成る回路で
逆方向電流が流れる。第２のスイツチング素子Q2がオン
になるt3〜t4期間においてもt1〜t3期間と同様な動作が
生じる。The switching elements Q1 and Q2 are alternately on / off controlled as shown in FIGS. 12 (A) and 12 (B) at a frequency lower than the resonance frequency of the series resonance circuit. 1st switching element Q1
Is on and the second switching element Q2 is off (7th
In t1 to t3 ) of the figure, first, the current I based on series resonance is
Capacitor C1 , power supply 2a, first switching element Q1 , 1
It flows in the circuit composed of the secondary winding N1 and the inductance element L1 . The voltage of the capacitor C1 is as shown in Fig. 12 (C).
It is almost −E at time t1 , but decreases toward zero, and then becomes almost + E. The current I flowing through the capacitor C1 and the inductance element L1 reaches a maximum positive value when the capacitor voltage VC becomes zero as shown in FIG. 12 (D), and then decreases. During the discharging period of the capacitor C1 indicated by t2 to t3 , the capacitor C1 and the inductance element
A reverse current flows in the circuit composed of L1 , the primary winding N1 , the diode D1 , and the power supply 2a. An operation similar to that in the t1 ~t3 periods also occur at t3 ~t4 period in which the second switching-element Q2 is turned on.
ところで、共振型スイツチング電源回路の出力電圧又は
電力の制御は、周波数制御方式で行われる。即ち、第１
及び第２のスイツチング素子Q1、Q2のオン・オフ制御の
周波数を変えることによつて負荷８の電圧を変える。従
つて、最低周波数で回路定数を決めなければならず、損
失を大幅に低減することが困難になつた。また、ダイオ
ードD1がt2〜t3でオンしている状態において、第２のス
イツチング素子Q2がオンになると、ダイオードD1の蓄積
キヤリアに基づくリカバリー電流（短絡電流）がスイツ
チング素子Q2に流れ込む。このリカバリー電流（短絡電
流）が第２のスイツチング素子Q2のコレクタ・エミツタ
間電圧がＥボルトから零ボルトに変化する期間に流れる
ので、損失となり、効率が低下する。ダイオードD1、D2
を省くとリカバリー電流（短絡電流）による損失が生じ
なくなるが、コンデンサC1がＥよりも高くなる。即ち、
電源投入時、負荷急変時等における第１及び第２のスイ
ツチング素子Q1、Q2に流れる共振電流のアンバランスに
よつてコンデンサC1の電圧がＥよりも高くなり、スイツ
チング素子Q1、Q2及びダイオードD1、D2に耐圧の高いも
のを使用することが必要になる。高耐圧のスイツチング
素子Q1、Q2及びダイオードD1、D2を使用すると、オン時
における抵抗（電圧降下）が大きくなり、損失も多くな
るので、共振型に基づく損失低減効果が期待出来なくな
る。By the way, the control of the output voltage or power of the resonance type switching power supply circuit is performed by a frequency control method. That is, the first
Also, the voltage of the load 8 is changed by changing the frequency of on / off control of the second switching elements Q1 and Q2 . Therefore, the circuit constant must be determined at the lowest frequency, which makes it difficult to significantly reduce the loss. In a state where the diode D1 is turned on at t2 ~t3, when the second switching-element Q2 is turned on, a recovery current based on the accumulated carrier diode D1 (short-circuit current) is switching-element Q2 Flow into. This recovery current (short-circuit current) flows during the period in which the collector-emitter voltage of the second switching element Q2 changes from E volt to zero volt, resulting in loss and reduced efficiency. Diode D1 , D2
By omitting, the loss due to the recovery current (short circuit current) does not occur, but the capacitor C1 becomes higher than E. That is,
At power-on the first and second switching-element Q1, unbalanced voltage Yotsute capacitor C1 of the resonant current flowing in Q2 is higher than the E sudden change in load or the like, switching-element Q1, Q2 and the diodes D1 and D2 must have high withstand voltage. If high-voltage switching elements Q1 and Q2 and diodes D1 and D2 are used, the resistance (voltage drop) at the time of ON becomes large and the loss also increases, so the loss reduction effect based on the resonance type cannot be expected. .
そこで、本発明の目的は効率の良い共振型スイツチング
電源回路を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide an efficient resonant switching power supply circuit.
上記目的を達成するための本発明は、第１の端子と第２
の端子と前記第１及び第２の端子の中点電位を与える第
３の端子とを有する直流電源回路と、前記第１の端子と
前記第２の端子との間に互いに直列になるように接続さ
れた第１及び第２のスイツチング素子と、前記第１及び
第２のスイツチング素子を一定の周期で交互にオン・オ
フ制御するための制御回路と、一端が前記第３の端子に
接続されている共振用コンデンサと、前記共振用コンデ
ンサの他端と前記第１及び第２のスイツチング素子の接
続中点との間に接続された共振用インダクタンス素子
と、前記インダクタンス素子に直列に接続されているか
又は前記インダクタンス素子に電磁結合されている負荷
回路とから成る共振型スイツチング電源回路において、
前記コンデンサに並列に接続されたコンデンサ短絡用ス
イッチング素子と、前記第１及び第２のスイッチング素
子の内の少なくとも一方のオン期間の中間領域で前記コ
ンデンサ短絡用スイッチング素子をオン状態にすると共
に、前記負荷回路の電圧を制御する時にオン状態の時間
幅を制御するように形成されたコンデンサ短絡用スイッ
チング素子の制御回路とを備えていることを特徴とする
共振型スイッチング電源回路に係わるものである。The present invention for achieving the above object includes a first terminal and a second terminal.
A DC power supply circuit having a first terminal and a third terminal for applying a midpoint potential of the first and second terminals, and the first and second terminals in series with each other. A connected first and second switching element, a control circuit for alternately turning on and off the first and second switching elements at a constant cycle, and one end connected to the third terminal A resonance capacitor, a resonance inductance element connected between the other end of the resonance capacitor and a connection midpoint of the first and second switching elements, and connected in series to the inductance element. Or in a resonant switching power supply circuit consisting of a load circuit electromagnetically coupled to the inductance element,
A capacitor short-circuiting switching element connected in parallel with the capacitor, and the capacitor short-circuiting switching element is turned on in an intermediate region of an on period of at least one of the first and second switching elements, and The present invention relates to a resonance type switching power supply circuit, comprising: a control circuit of a switching element for short-circuiting a capacitor formed so as to control a time width of an ON state when controlling a voltage of a load circuit.
請求項２に示すようにクランプ用ダイオードを接続する
ことが望ましい。It is desirable to connect a clamping diode as described in claim 2.
請求項３に示すように第１〜第４のスイツチング素子を
ブリツジ型に接続する場合にも請求項１の技術思想を適
用することができる。The technical idea of claim 1 can be applied to the case where the first to fourth switching elements are connected in a bridge type as shown in claim 3.
請求項４に示すように、請求項３の回路にクランプ用ダ
イオードを付加することが望ましい。As described in claim 4, it is desirable to add a clamping diode to the circuit of claim 3.
請求項５に示すように１つのダイオードに並列にコンデ
ンサを接続する変形ハーフブリツジ型の回路にも請求項
１の技術思想を適用することができる。The technical idea of claim 1 can be applied to a modified half-bridge type circuit in which a capacitor is connected in parallel to one diode as shown in claim 5.
請求項６に示すように２つのダイオードにコンデンサを
それぞれ並列接続する回路にも請求項１の技術思想を適
用することができる。The technical idea of claim 1 can be applied to a circuit in which a capacitor is connected in parallel to two diodes as shown in claim 6.
請求項７に示すように並列型のスイツチング回路にも請
求項１の技術思想を適用することができる。The technical idea of claim 1 can be applied to the parallel type switching circuit as shown in claim 7.
各請求項に従う発明において、コンデンサを短絡させる
ためのスイツチング素子のオン時間幅を制御することに
よつて１周期中に電源から共振回路に供給する電力量が
制御される。これにより、出力電力、又は電圧又は電流
の制御スイツチング周波数固定状態で行うことが可能に
なる。In the invention according to each claim, the amount of electric power supplied from the power supply to the resonance circuit during one cycle is controlled by controlling the on-time width of the switching element for short-circuiting the capacitor. As a result, it becomes possible to perform the control with the output power or the voltage or current controlled switching frequency fixed.
請求項２、４、５、６に従う発明ではコンデンサの電圧
の上昇をダイオードで抑制することができる。In the invention according to the second, fourth, fifth and sixth aspects, an increase in the voltage of the capacitor can be suppressed by the diode.
〔第１の実施例〕 次に、第１図及び第２図を参照して本発明の第１の実施
例に係わる共振型スイツチング電源回路即ち共振型DC−
DCコンバータを説明する。但し、第１図において第11図
と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明
を省略する。[First Embodiment] Next, referring to FIG. 1 and FIG. 2, a resonance type switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention, that is, a resonance type DC-
The DC converter will be described. However, in FIG. 1, parts that are substantially the same as those in FIG. 11 are assigned the same reference numerals and explanations thereof are omitted.
第１図の本実施例の共振型スイツチング電源回路は、コ
ンデンサC1に並列接続された第１及び第２のコンデンサ
制御用スイツチング素子S1、S2を有し、更に、コンデン
サC1の右端15と電源１の第１の端子３との間及びコンデ
ンサC1の右端15と電源１の第２の端子４との間にそれぞ
れ接続された第１及び第２のクランプ用ダイオード16、
17を有する。第１図の第１及び第２のスイツチング素子
Q1、Q2は出力電圧の変化に無関係に一定の周波数で交互
にオン・オフ制御される。The resonance type switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG.1 has first and second switching elements S1 and S2 for controlling a capacitor which are connected in parallel to the capacitor C1 , and further the right end of the capacitor C1 . First and second clamping diodes 16, which are connected between 15 and the first terminal 3 of the power source 1 and between the right end 15 of the capacitor C1 and the second terminal 4 of the power source 1, respectively.
Have 17. First and second switching elements of FIG.
Q1 and Q2 are alternately turned on / off at a constant frequency regardless of changes in the output voltage.
18はのこぎり波（三角波）発生器であつて、この実施例
では第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2のオン・オ
フ繰返し周波数の２倍の周波数を有するのこぎり波を発
生する。19はスイツチ制御信号形成回路（スイツチ制御
回路）であつて、のこぎり波発生回路18から供給された
のこぎり波に同期した第２図（Ａ）（Ｂ）に示す固定の
周波数の方形波の制御信号を形成し、第１及び第２のス
イツチング素子Q1、Q2に供給する。なお、第２図（Ａ）
（Ｂ）の制御信号の周波数C1L1共振回路の共振周波数よ
りも低い。本実施例では出力電圧の制御を第１及び第２
のスイツチング素子Q1、Q2のオン・オフ繰返し周波数の
制御によつて行わずに、共振コンデンサC1の充放電制御
によつて行う。18 shall apply with sawtooth (triangular wave) generator, in this embodiment generates a sawtooth wave having twice the frequency of the first and second switching-element Q1, Q2 on and off repetition frequency. Reference numeral 19 denotes a switch control signal forming circuit (switch control circuit), which is a square-wave control signal having a fixed frequency shown in FIGS. 2A and 2B, which is synchronized with the sawtooth wave supplied from the sawtooth wave generating circuit 18. Are formed and supplied to the first and second switching elements Q1 and Q2 . Incidentally, FIG. 2 (A)
The frequency of the control signal of (B) is lower than the resonance frequency of the C1 L1 resonance circuit. In this embodiment, the output voltage is controlled by the first and second control.
This is not performed by controlling the on / off repetition frequency of the switching elements Q1 and Q2 , but is performed by controlling the charging / discharging of the resonant capacitor C1 .
出力整流平滑回路７は４つのダイオード20、21、22、23
と、平滑用コンデンサ24とから成り、トランスＴの２次
巻線N2と負荷８との間に接続されている。出力整流平滑
回路７の出力電圧は検出回路10で検出され、誤差増幅器
12の入力となり、基準電圧源11の基準電圧と比較され
る。PWM（パルス幅変調）パルス形成回路25は、のこぎ
り波発生回路18と誤差増幅器12とに接続され、のこぎり
波と誤差出力とを比較してPWMパルスを出力する電圧比
較器を含んでおり、第２図（Ｃ）（Ｄ）に示すPWMパル
スを発生する。なお、のこぎり波は第２図（Ａ）〜
（Ｄ）に示すパルスの繰返し周波数の２倍の周波数を有
するので、比較器の出力を交互に分配することによつて
第２図（Ｃ）（Ｄ）に示す180度位相差の２つのPWMパル
ス列を得る。PWMパルス形成回路25の出力ラインは第１
及び第２のコンデンサ制御スイツチング素子S1、S2に供
給される。なお、のこぎり波発生回路18の周波数が第１
及び第２のスイツチング素子Q1、Q2のスイツチング周波
数と同一になるように構成することも可能である。The output rectifying / smoothing circuit 7 has four diodes 20, 21, 22, 23.
And a smoothing capacitor 24, and is connected between the secondary winding N2 of the transformer T and the load 8. The output voltage of the output rectifying / smoothing circuit 7 is detected by the detection circuit 10, and the error amplifier
It becomes 12 inputs and is compared with the reference voltage of the reference voltage source 11. The PWM (pulse width modulation) pulse forming circuit 25 is connected to the sawtooth wave generating circuit 18 and the error amplifier 12, and includes a voltage comparator that compares the sawtooth wave and the error output and outputs a PWM pulse. The PWM pulse shown in Fig. 2 (C) and (D) is generated. The sawtooth wave is shown in FIG.
Since it has a frequency twice as high as the pulse repetition frequency shown in (D), two PWMs with a 180-degree phase difference shown in (C) and (D) of FIG. 2 are obtained by alternately distributing the outputs of the comparators. Get the pulse train. The output line of the PWM pulse forming circuit 25 is the first
And the second capacitor control switching elements S1 and S2 . The frequency of the sawtooth wave generation circuit 18 is the first
It is also possible to configure it so that it has the same switching frequency as that of the second switching elements Q1 and Q2 .
第１図の回路の動作を第２図を参照して説明すると、第
２図（Ａ）に示すようにt0時点で第１のスイツチング素
子Q1がオンになつた時には従来の回路と同様に共振によ
る電流Ｉが第２図（Ｅ）に示すように流れ始める。これ
により、コンデンサC1の電圧が第２図（Ｆ）に示すよう
に−E/2から０に向つて変化する。なお、コンデンサC1
の充電電圧の変化範囲は、クランプ用ダイオード16、17
の働きで−E/2から＋E/2までとなる。t0時点で第１のコ
ンデンサ制御用スイツチング素子S1が第２図（Ｃ）のパ
ルスでオン制御されているが、コンデンサC1の左端が正
になるように充電されているために、第１のコンデンサ
制御用スイツチング素子S1が逆バイアス状態にあり、t0
〜t1期間はオフに保たれる。電源回路１の第１の端子
３、第１のスイツチング素子Q1、トランスＴ、インダク
タンス素子L1、コンデンサC1の回路でコンデンサC1の逆
充電が進み、t1時点で充電電圧が零になると、第１のコ
ンデンサ制御用スイツチング素子S1の逆バイアスが解除
され、これがオン状態になる。この結果、スイツチング
素子Q1、Q2、S1、S2の電圧降下を無視して考えると、コ
ンデンサC1の充電電圧は第２図（Ｃ）のパルスが終了す
るt2時点まで零に保たれる。t1〜t2期間にはインダクタ
ンス素子L1に制限された電流が第２図（Ｅ）に示すよう
に流れ続ける。t2時点で第１のコンデンサ制御用スイツ
チング素子S1がオフに転換すると、C1L1共振回路に基づ
く電流が流れ始め、コンデンサC1の電圧は第２図（Ｆ）
に示すように正方向に上昇し、電流Ｉは徐々に減少す
る。t3時点でコンデンサC1の電圧がE/2よりも僅かに高
くなるとクランプ用ダイオード16がオンになり、コンデ
ンサC1の電圧はほぼE/2にクランプされる。t3〜t4期間
ではインダクタンス素子L1のエネルギの放出で電流が流
れるが、第２図（Ｅ）に示すように徐々に減少し、t4で
零になる。第１図では第１及び第２のスイツチング素子
Q1、Q2にダイオードが逆並列接続されていないが、第11
図に示すようにダイオードD1、D2が接続されている場合
又はFETのためにダイオードが内蔵されている場合であ
つても、第１図ではコンデンサC1の電圧がE/2にクラン
プされているために、t3〜t5の期間に第１及び第２のス
イツチング素子Q1、Q2に並列のダイオードがオンになら
ない。従つて、第２図のt5時点での第１及び第２のスイ
ツチング素子Q1、Q2の切換時にダイオードの蓄積キヤリ
アに基づく過大電流が流れない。The operation of the circuit of FIG. 1 will be described with reference to FIG. 2. When the first switching element Q1 is turned on at time t0 as shown in FIG. 2 (A), it is the same as the conventional circuit. A current I due to resonance starts to flow as shown in FIG. As a result, the voltage of the capacitor C1 changes from −E / 2 toward 0 as shown in FIG. 2 (F). The capacitor C1
The change range of the charging voltage of the clamp diodes 16 and 17 is
Works from -E / 2 to + E / 2. At time t0 , the first capacitor control switching element S1 is on-controlled by the pulse shown in FIG. 2 (C), but since the left end of the capacitor C1 is charged to be positive, The switching element S1 for controlling the capacitor ofNo. 1 is in the reverse bias state, and t0
It is kept off for ~ t1 period. When the reverse charging of the capacitor C1 progresses in the circuit of the first terminal 3, the first switching element Q1 , the transformer T, the inductance element L1 , and the capacitor C1 of the power supply circuit 1, and the charging voltage becomes zero at time t1. , The reverse bias of the first capacitor controlling switching element S1 is released, and this turns on. As a result, ignoring the voltage drop across the switching elements Q1 , Q2 , S1 , and S2 , the charging voltage of the capacitor C1 will be zero until time t2 when the pulse in FIG. 2 (C) ends. To be kept. During the period of t1 to t2, the current limited to the inductance element L1 continues to flow as shown in FIG. 2 (E). When the first capacitor control switching element S1 is turned off at time t2 , a current based on the C1 L1 resonance circuit starts to flow, and the voltage of the capacitor C1 is shown in FIG. 2 (F).
As shown in, the current rises in the positive direction and the current I gradually decreases. When the voltage of the capacitor C1 becomes slightly higher than E / 2 at time t3 , the clamping diode 16 is turned on, and the voltage of the capacitor C1 is clamped at approximately E / 2. In the period from t3 to t4 , a current flows due to the energy released from the inductance element L1 , but it gradually decreases as shown in FIG. 2 (E) and becomes zero at t4 . In FIG. 1, the first and second switching elements are shown.
No diodes are connected in parallel in Q1 and Q2 , but
Even if the diodes D1 and D2 are connected as shown in the figure or the diode is built in for the FET, the voltage of the capacitor C1 is clamped to E / 2 in Fig. 1. Therefore, the diodes in parallel with the first and second switching elements Q1 and Q2 are not turned on during the period of t3 to t5 . Therefore, when switching the first and second switching elements Q1 and Q2 at time t5 in FIG. 2, an excessive current due to the accumulated carrier of the diode does not flow.
第２図のt5〜t6期間には第２のスイツチング素子Q2がオ
ン制御され、t0〜t5期間と同様な動作が生じる。勿論こ
の期間の電流Ｉ、電圧VCの向きはt0〜t5期間と逆にな
る。The t5 ~t6 period of the second view a second switching-element Q2 is on-controlled, t0 ~t5 periods of time similar to the operation occurs. Of course, the directions of the current I and the voltage VC in this period are opposite to those in the period of t0 to t5 .
出力電圧が変動すると、誤差増幅器12の出力が変化し、
第２図（Ｃ）（Ｄ）のパルスの後縁が変化し、第２図の
t1〜t2期間も変化する。この結果、第１のスイツチング
素子Q1の固定されたオン期間t0〜t5内における電源回路
１からのエネルギー供給時間及び量が変化し、出力整流
平滑回路７に与えられる電力量も変化し、出力電圧が変
化する。When the output voltage changes, the output of the error amplifier 12 changes,
The trailing edge of the pulse in FIGS. 2 (C) and (D) changes,
The period from t1 to t2 also changes. As a result, the energy supply time and amount from the power supply circuit 1 within the fixed ON period t0 to t5 of the first switching element Q1 changes, and the amount of power supplied to the output rectifying and smoothing circuit 7 also changes. , The output voltage changes.
上述のように、本方式は周波数一定制御方式であるの
で、トランスＴ等を最適設計することが可能になり、効
率の高い共振型スイツチング電源回路を提供することが
できる。As described above, since this system is a constant frequency control system, the transformer T and the like can be optimally designed, and a highly efficient resonant switching power supply circuit can be provided.
また、クランプ用ダイオード16、17の働きにより、コン
デンサC1の電圧が−E/2〜＋E/2に制限されるため、第１
及び第２のスイツチング素子Q1、Q2の耐圧を下げること
が可能になり、これに基づく電力損失低減効果も生じ
る。また、第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2に逆
並列にダイオードを接続しなくても、コンデンサC1の電
圧上昇を抑えることが可能になり、且つダイオードの蓄
積キヤリアによる過大電流の問題も前述したように解決
される。In addition, the voltage of the capacitor C1 is limited to −E / 2 to + E / 2 by the functions of the clamping diodes 16 and 17, so that the first
Also, it becomes possible to reduce the withstand voltage of the second switching elements Q1 and Q2 , and the power loss reduction effect based on this can also be obtained. Further, even if the diodes are not connected in antiparallel to the first and second switching elements Q1 and Q2 , the voltage rise of the capacitor C1 can be suppressed, and the excessive current due to the storage carrier of the diode can be suppressed. The problem is also resolved as described above.
〔第２の実施例〕 次に、第３図及び第４図を参照して本発明の第２の実施
例に係わる共振型スイツチング電源回路を説明する。但
し、第３図において、第１図と実質的に同一部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。この実施例では
第１〜第４のスイツチング素子Q1〜Q4でスイツチング回
路がフルブリツジ型に構成されている。第３及び第４の
スイツチング素子Q3、Q4は第１図のコンデンサ2a、2bの
位置に接続されている。第１〜第４のスイツチング素子
Q1〜Q4は第４図（Ａ）〜（Ｄ）に示すように制御され、
第１及び第２のコンデンサ制御用スイツチング素子S1、
S2は第４図（Ｅ）（Ｆ）に示すように制御される。Second Embodiment Next, a resonance type switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 3 and 4. However, in FIG. 3, the substantially same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. In this embodiment the first to fourth switching-circuit in switching-element Q1 to Q4 of is configured Furuburitsuji type. Third and fourth switching-element Q3, Q4 is connected to a position of the first view of the capacitor 2a, 2b. First to fourth switching elements
Q1 to Q4 are controlled as shown in FIGS. 4 (A) to (D),
A switching element S1 for controlling the first and second capacitors,
S2 is controlled as shown in FIGS. 4 (E) and 4 (F).
第４図のt0〜t1期間中における共振回路の電流Ｉは、
Q1、N1、L1、C1、Q4から成る回路で流れ、t1〜t2期間中
における共振回路の電流Ｉは、Q3、C1、L1、N1、Q2から
成る回路で流れる。共振による電流Ｉ及び電圧VCの変化
の原理は第１図と同一である。また、出力電圧調整方式
の原理も第１図と同一であり、第４図（Ｅ）（Ｆ）に示
す第１及び第２のコンデンサ制御用スイツチング素子
S1、S2のオン時間幅を変えることによつてコンデンサC1
の電圧が零になる時間幅が変化し、出力電圧が変化す
る。従つて、本実施例によつても、第１の実施例と同一
の作用効果を得ることができる。The current I of the resonant circuit during the period t0 to t1 in FIG.
The current I of the resonant circuit during the period of t1 to t2 flows from Q3 , C1 , L1 , N1 , and Q2 in the circuit consisting of Q1 , N1 , L1 , C1 , and Q4. Flowing in the circuit. The principle of changes in the current I and the voltage VC due to resonance is the same as in FIG. The principle of the output voltage adjusting method is also the same as that in FIG. 1, and the first and second capacitor controlling switching elements shown in FIGS.
By changing the on-time width of S1 and S2, the capacitor C1
The time width when the voltage of 0 becomes zero changes, and the output voltage changes. Therefore, according to this embodiment, it is possible to obtain the same effect as that of the first embodiment.
〔第３の実施例〕 次に、第５図及び第６図を参照して本発明の第３の実施
例の共振型スイツチング電源回路を説明する。但し、第
５図において第１図及び第３図と実質的に同一の部分に
は同一符号を付してその説明を省略する。[Third Embodiment] Next, a resonance type switching power supply circuit according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 5 and 6. However, in FIG. 5, parts that are substantially the same as those in FIGS. 1 and 3 are given the same reference numerals, and descriptions thereof will be omitted.
この実施例では第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2
の接続中点６と第１及び第２のダイオード16、17の接続
中点15との間にトランスＴとインダクタンス素子L1とが
接続され、第２のダイオード17に並列にコンデンサC1と
この制御用スイツチング素子S1とが接続されている。In this embodiment, the first and second switching elements Q1 , Q2
The transformer T and the inductance element L1 are connected between the connection middle point 6 of the second diode 17 and the connection middle point 15 of the first and second diodes 16 and 17, and the capacitor C1 and the capacitor C1 are connected in parallel to the second diode 17. The control switching element S1 is connected.
第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2は第６図（Ａ）
（Ｂ）に示すように第１図の回路と同様に一定の周波数
で交互にオン・オフ制御される。コンデンサ制御用スイ
ツチング素子S1は第６図（Ｃ）に示すPWMパルスで制御
される。第６図のt0時点でＩ＝０、VC＝０であるとすれ
ば、t0〜t1期間ではQ1、Q3がオン、Q2がオフであるの
で、電流Ｉは零から直線上に上昇する。なお、この電流
ＩはQ1、N1、L1、S1の回路で流れる。The first and second switching elements Q1 and Q2 are shown in FIG. 6 (A).
As shown in (B), the circuit is alternately turned on / off at a constant frequency as in the circuit shown in FIG. The capacitor controlling switching element S1 is controlled by the PWM pulse shown in FIG. 6 (C). If the at t0 at 6 illustrations that areI = 0, V C = 0 , Q 1 is t0 ~t1 period, Q3 is turned on, because Q2 is off, the current I from zero Rise on a straight line. This current I flows through the circuit of Q1 , N1 , L1 and S1 .
t1〜t2期間では、Q1がオン、Q2、Q3がオフであり、Q1、
N1、L1、C1の回路で電流Ｉが流れる。During the period t1 -t2 , Q1 is on, Q2 , Q3 are off, and Q1 ,
A current I flows in the circuit of N1 , L1 and C1 .
t2〜t3期間では、コンデンサC1の充電電圧VCが電源電圧
Ｅよりも僅かに高くなつているために、第１のダイオー
ド16がオンになり、コンデンサC1の電圧VCがほぼ電源電
圧Ｅにクランプされる。インダクタンス素子L1の蓄積エ
ネルギの放出はt3時点よりも前に終了し、電流Ｉはt3で
零である。従つて、第２のスイツチング素子Q2が電流零
の状態でオンに転換する。During the period from t2 to t3 , since the charging voltage VC of the capacitor C1 is slightly higher than the power supply voltage E, the first diode 16 is turned on and the voltage VC of the capacitor C1 is almost It is clamped to the power supply voltage E. Release of the stored energy the inductance element L1 is terminated prior to the t3 time, the current I is zero at t3. Therefore, the second switching element Q2 turns on in the state of zero current.
t3〜t4期間では、Q2がオン、Q1、Q3がオフであるので、
C1、L1、N1、Q2の閉回路が形成され、コンデンサC1の放
電が起きる。t4時点になつてコンデンサC1の電圧が零に
なり、その後逆方向に充電されるとダイオード17がオン
になり、コンデンサC1の電圧VCはほぼ零になる。コンデ
ンサ制御用スイツチング素子S1を駆動するための第６図
（Ｃ）のパルスの後縁を制御すると、１サイクル（t0〜
t5）中に電源回路１から供給される電力量が変化し、出
力電圧も変化する。従つて、第１及び第２の実施例と同
一の作用効果を得ることができる。The t3 ~t4 period, the Q2 is turned on, Q1, Q3 is off,
A closed circuit of C1 , L1 , N1 and Q2 is formed, and discharge of the capacitor C1 occurs. t4 connexion voltage of the capacitor C1 such a point becomes zero, when it is subsequently charged in the reverse direction diode 17 is turned on, the voltage VC of the capacitor C1 becomes substantially zero. When the trailing edge of the pulse of FIG. 6 (C) for driving the capacitor controlling switching element S1 is controlled, one cycle (t0 ~
During t5 ), the amount of electric power supplied from the power supply circuit 1 changes and the output voltage also changes. Therefore, the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained.
〔第４の実施例〕 次に、第７図及び第８図を参照して第４の実施例の共振
型スイツチング電源回路を説明する。但し、第７図にお
いて、第１図、第３図、第５図と実質的に同一の部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。第７図の回
路は第５図のダイオード16に対して並列にコンデンサC2
とコンデンサ制御用スイツチング素子S2とを接続した回
路と同一である。Fourth Embodiment Next, a resonance type switching power supply circuit of a fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 7 and 8. However, in FIG. 7, parts that are substantially the same as those in FIG. 1, FIG. 3, and FIG. The circuit of FIG. 7 has a capacitor C2 in parallel with the diode 16 of FIG.
It is the same as the circuit in which the switching element S2 for controlling the capacitor is connected.
第８図のt0〜t3期間の動作は第６図のt0〜t3期間と同一
である。t3〜t6期間は、t0〜t3期間の反対極性の動作で
あり、t3〜t4でQ1、S1がオフ、Q2及びS2がオンになり、
t4〜t6期間でQ1、S1、S2がオフ、Q2がオンになり、電流
Ｉは第８図（Ｅ）に示すように対称的に変化し、コンデ
ンサC1の電圧は第８図（Ｆ）に示すように変化する。第
１及び第２のコンデンサ制御用スイツチング素子S1、S2
は第８図（Ｃ）（Ｄ）のPWMパルスで制御されるため、
出力電圧が第１、第２及び第３の実施例と同様に制御さ
れ、同様な作用効果が得られる。The operation in the period t0 to t3 in FIG. 8 is the same as that in the period t0 to t3 in FIG. t3 ~t6 period is an operation opposite to the polarity of t0 ~t3 period, Q1 at t3 ~t4, S1 is turned off, Q2 and S2 are turned on,
During the period from t4 to t6 , Q1 , S1 and S2 are turned off, Q2 is turned on, the current I changes symmetrically as shown in FIG. 8 (E), and the voltage of the capacitor C1 changes. It changes as shown in FIG. Switching elements S1 and S2 for controlling the first and second capacitors
Is controlled by the PWM pulse of Fig. 8 (C) (D),
The output voltage is controlled in the same manner as in the first, second and third embodiments, and the same effects can be obtained.
〔変形例〕 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiments, and the following modifications are possible, for example.
（１） 第９図に示すようにトランスＴの１次巻線にセ
ンタタツプを設け、このセンタタツプと第３の端子５と
の間にインダクタンス素子L1とコンデンサC1との共振回
路を接続し、第１の端子３とセンタタツプとの間に第１
のスイツチング素子Q1を介して１次巻線の半分N1aを接
続し、第２の端子４とセンタタツプとの間に第２のスイ
ツチング素子Q2を介して１次巻線の残りの半分N1bを接
続し、第１及び第２のスイツチング素子Q1、Q2と第１及
び第２のコンデンサ制御用スイツチング素子S1、S2とを
第１図と同様に制御してもよい。(1) As shown in FIG. 9, a center tap is provided on the primary winding of the transformer T, and a resonance circuit of an inductance element L1 and a capacitor C1 is connected between this center tap and the third terminal 5, A first terminal is provided between the first terminal 3 and the center tap.
The half N1a of the primary winding is connected through the switching element Q1 of the above, and the other half N1a of the primary winding is connected between the second terminal 4 and the center tap through thesecond switching element Q2.1b may be connected to control the first and second switching elements Q1 and Q2 and the first and second capacitor controlling switching elements S1 and S2 in the same manner as in FIG.
（２） コンデンサC1を制御するためのスイツチング素
子S1、S2を第10図に示すように２つのFET31、32と２つ
のダイオード33、34とで構成してもよい。(2) The switching elements S1 and S2 for controlling the capacitor C1 may be composed of two FETs 31 and 32 and two diodes 33 and 34 as shown in FIG.
（３） 第１〜第４のスイツチング素子Q1〜Q4をFETと
してもよい。(3) may be used as FET first to fourth switching-element Q1 to Q4.
（４） 第１図、及び第３図の第１及び第２のスイツチ
ング素子Q1、Q2に逆並列にダイオードを接続してもよ
い。(4) A diode may be connected in antiparallel to the first and second switching elements Q1 and Q2 shown in FIGS. 1 and 3.
（５） 第１図の電源回路１を２個のE/2の電源によつ
て構成することができる。(5) The power supply circuit 1 shown in FIG. 1 can be configured with two E / 2 power supplies.
（６） S1、S2を制御するためのPWMパルスを例えば第
２図のt1〜t2期間に対応するパルス幅を有するものにし
てもよい。(6) S1, may be a PWM pulse for controlling the S2 example, those having a pulse width corresponding to t1 ~t2 period of the second view.
（７） トランスＴが大きなインダクタンスを有する場
合にはこれを共振用のインダクタンスに兼用し、インダ
クタンス素子L1を省いてもよい。(7) When the transformer T has a large inductance, this may also be used as a resonance inductance and the inductance element L1 may be omitted.
（８） トランスＴの位置に負荷８を直接に接続し、負
荷８に交流を供給する場合にも適用可能である。(8) It is also applicable to the case where the load 8 is directly connected to the position of the transformer T and AC is supplied to the load 8.
上述のようにいずれの請求項の発明によつてもスイツチ
ング周波数を固定した状態で電力又は電圧又は電流を調
整することが可能になる。また、請求項２、４、５、６
によれば、コンデンサの電圧の上昇を抑えることができ
ると共に、スイツチング素子のオン・オフ切換時の電力
損失の低減を図ることができる。As described above, according to the invention of any of the claims, it becomes possible to adjust the power, the voltage or the current while the switching frequency is fixed. In addition, claims 2, 4, 5, 6
According to this, it is possible to suppress an increase in the voltage of the capacitor and to reduce the power loss when the switching element is switched on and off.
第１図は本発明の第１の実施例の共振型スイツチング電
源回路を示す回路図、 第２図は第１図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第３図は第２の実施例の共振型スイツチング電源回路を
示す回路図、 第４図は第３図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第５図は第３図の実施例の共振型スイツチング電源回路
を示す回路図、 第６図は第５図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第７図は第４の実施例の共振型スイツチング電源回路を
示す波形図、 第８図は第７図の各部の状態を原理的に示す波形図、 第９図は変形例の共振型スイツチング電源回路を示す回
路図、 第10図は変形例のコンデンサ制御用スイツチ回路を示す
回路図、 第11図は従来の共振型スイツチング電源回路を示す回路
図、 第12図は第11図の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。 １……直流電源回路、３……第１の端子、４……第２の
端子、Q1……第１のスイツチング素子、Q2……第２のス
イツチング素子、C1……共振用コンデンサ、L1……直列
共振用インダクタンス素子、S1,S2……コンデンサ制御
用スイツチング素子。FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonance type switching power supply circuit of a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram showing the state of each part of FIG. 1 in principle, and FIG. 3 is a second embodiment. FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a resonance type switching power supply circuit, FIG. 4 is a waveform diagram showing the state of each part of FIG. 3 in principle, and FIG. 5 is a circuit showing a resonance type switching power supply circuit of the embodiment of FIG. FIG. 6 is a waveform diagram showing the state of each part of FIG. 5 in principle, FIG. 7 is a waveform diagram showing the resonance type switching power supply circuit of the fourth embodiment, and FIG. 8 is each part of FIG. FIG. 9 is a waveform diagram showing the state of principle, FIG. 9 is a circuit diagram showing a modified resonant switching power supply circuit, FIG. 10 is a circuit diagram showing a modified capacitor control switch circuit, and FIG. 11 is a conventional circuit diagram. Circuit diagram showing the resonance type switching power supply circuit. Fig. 12 is a waveform showing the state of each part in Fig. 11 in principle. It is a figure. 1 ...... DC power supply circuit, 3 ...... first terminal, 4 ...... second terminals, Q1 ...... first switching-element, Q2 ...... second switching-element, C1 ...... resonance capacitor , L1 ... series resonance inductance element, S1 , S2 ... switching element for capacitor control.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1100847AJPH0746903B2 (en) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | Resonant switching power supply circuit |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1100847AJPH0746903B2 (en) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | Resonant switching power supply circuit |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02280666A JPH02280666A (en) | 1990-11-16 |
| JPH0746903B2true JPH0746903B2 (en) | 1995-05-17 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1100847AExpired - LifetimeJPH0746903B2 (en) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | Resonant switching power supply circuit |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746903B2 (en) |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9112422B1 (en) | 2010-03-09 | 2015-08-18 | Vlt, Inc. | Fault tolerant power converter |
| US9325247B1 (en)* | 2015-10-02 | 2016-04-26 | Vlt, Inc. | Clamped capacitor resonant power converter |
| US10277105B1 (en) | 2016-04-05 | 2019-04-30 | Vlt, Inc. | Method and apparatus for delivering power to semiconductors |
| US10158357B1 (en) | 2016-04-05 | 2018-12-18 | Vlt, Inc. | Method and apparatus for delivering power to semiconductors |
| US10903734B1 (en) | 2016-04-05 | 2021-01-26 | Vicor Corporation | Delivering power to semiconductor loads |
| US10785871B1 (en) | 2018-12-12 | 2020-09-22 | Vlt, Inc. | Panel molded electronic assemblies with integral terminals |
| US11336167B1 (en) | 2016-04-05 | 2022-05-17 | Vicor Corporation | Delivering power to semiconductor loads |
| JP6848345B2 (en)* | 2016-10-28 | 2021-03-24 | Tdk株式会社 | Switching power supply |
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02106164A (en)* | 1988-10-14 | 1990-04-18 | Mitsubishi Electric Corp | Series resonant DC-DC converter |
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02280666A (en) | 1990-11-16 |
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100889528B1 (en) | Soft-Start Circuit and Power Supply Containing It | |
| JP3201324B2 (en) | Switching power supply | |
| JPH03128672A (en) | Resonant inverter with improved control | |
| KR20030011337A (en) | Switch-mode power supply with autonomous primary inverter | |
| JPH0530147B2 (en) | ||
| US6097614A (en) | Asymmetrical pulse width modulated resonant DC-DC converter with compensating circuitry | |
| US7400519B2 (en) | Switching power supply | |
| US6867634B2 (en) | Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit | |
| JP3221185B2 (en) | Switching power supply | |
| JP3574849B2 (en) | DC-DC converter device | |
| JPH0746903B2 (en) | Resonant switching power supply circuit | |
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