【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、移動通信網や長距離電
話回線網に用いて好適なエコーキャンセラおよびこのエ
コーキャンセラに用いて好適なエコーパス推定方法に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an echo canceller suitable for use in a mobile communication network or a long distance telephone line network and an echo path estimation method suitable for use in this echo canceller.
【０００２】[0002]
【従来の技術】海底ケーブルあるいは通信衛星などを経
由する長距離電話回線では、一般に両端に接続される加
入者線は２線式であり、中間の長距離伝送部分は信号増
幅などのために４線式となっている。同様に、移動電話
（又は、セルラーホーン（ｃｅｌｌｕｌａｒ ｐｈｏｎ
ｅ））を用いた移動通信網では、固定側アナログ電話の
加入者線は２線式であり、移動電話の端末から交換機等
に至る部分は４線式となっている。この場合、２線と４
線との接続部分には、４線／２線の変換を行うためのハ
イブリッド回路が設けられている。このハイブリッド回
路は、２線式回線のインピーダンスと整合するように設
計されるが、常に良好な整合を得ることは困難であるた
め、ハイブリッド回路の４線入力側へ到来した受信信号
が４線出力側へ漏洩し、いわゆるエコーが発生する。か
かるエコーは、送話者の音声より低レベルで、なおか
つ、一定時間遅延して送話者に到達するため、通話障害
が生ずる。2. Description of the Related Art In a long-distance telephone line passing through a submarine cable or a communication satellite, generally, a subscriber line connected to both ends is a two-line type, and an intermediate long-distance transmission part is used for signal amplification. It is a line type. Similarly, mobile phones (or cellular phones).
In the mobile communication network using e)), the subscriber line of the fixed-side analog telephone is a two-line type, and the part from the terminal of the mobile telephone to the exchange or the like is a four-line type. In this case, 2 lines and 4
A hybrid circuit for performing 4-line / 2-line conversion is provided in the connection portion with the line. This hybrid circuit is designed to match the impedance of the 2-wire line, but it is difficult to always obtain good matching, so the received signal that arrives at the 4-wire input side of the hybrid circuit is 4-wire output. It leaks to the side and so-called echo occurs. Such an echo has a lower level than the voice of the talker and reaches the talker with a delay of a certain time, resulting in a call failure.
【０００３】このようなエコーによる通話障害は、信号
伝搬時間が長くなるに従って顕著になる。特に、移動電
話による移動通信の場合は、交換機等までの無線通信区
間において各種の処理を行うため信号の遅延量が多く、
エコーによる通話障害が特に問題となる。なお、インパ
ルス応答に対するエコー波形の一例を図２(ａ)に示す。
同図においては、時刻ｔ＝０に遠端音声信号Ｒｏｕｔと
してインパルス信号が出力されたことを想定している。
このインパルス信号は、ハイブリッド回路２を介して、
エコーである近端音声信号Ｓｉｎとしてエコーキャンセ
ラ１に帰還されるが、帰還されるまでに遅延時間ＴDを
要している。その後、近端音声信号Ｓｉｎは大幅に変動
し徐々に収束する。The call trouble due to such an echo becomes more remarkable as the signal propagation time becomes longer. In particular, in the case of mobile communication using a mobile telephone, there is a large amount of signal delay because various kinds of processing are performed in the wireless communication section up to the exchange.
Call interference due to echo is a particular problem. An example of the echo waveform for the impulse response is shown in FIG.
In the figure, it is assumed that an impulse signal is output as the far-end audio signal Rout at time t = 0.
This impulse signal is passed through the hybrid circuit 2
Although it is fed back to the echo canceller 1 as the near-end voice signal Sin which is an echo, it takes a delay time TD to be fed back. After that, the near-end audio signal Sin largely fluctuates and gradually converges.
【０００４】上記のエコーを阻止する装置としてエコー
サプレッサやエコーキャンセラがある。図３は、移動通
信網に用いられるエコーキャンセラの概略構成を示す。
ここに示されるエコーキャンセラ１は、ハイブリッド回
路２の前段に設けられている。この図では、通常のアナ
ログ電話の加入者を近端話者といい、移動電話などの加
入者を遠端話者という。また、エコーキャンセラ１に入
力される遠端音声信号をＲｉｎ、エコーキャンセラ１か
ら出力される遠端音声信号をＲｏｕｔ、また、エコーキ
ャンセラ１に入力される近端音声信号をＳｉｎ、エコー
キャンセラ１から出力される近端音声信号をＳｏｕｔで
示す。There are echo suppressors and echo cancellers as devices for blocking the above echo. FIG. 3 shows a schematic configuration of an echo canceller used in a mobile communication network.
The echo canceller 1 shown here is provided before the hybrid circuit 2. In this figure, a subscriber of an ordinary analog telephone is called a near-end speaker, and a subscriber of a mobile telephone or the like is called a far-end speaker. Further, the far-end voice signal input to the echo canceller 1 is Rin, the far-end voice signal output from the echo canceller 1 is Rout, and the near-end voice signal input to the echo canceller 1 is Sin, from the echo canceller 1. The output near-end audio signal is indicated by Sout.
【０００５】図３に示すエコーキャンセラ１は、エコー
パス推定／疑似エコー生成回路３、制御装置４、加算器
５及び非線形処理回路６より構成される。ここで、エコ
ーパス推定／疑似エコー生成回路３は、遠端音声入力Ｒ
ｉｎと近端音声入力Ｓｉｎを基に、ハイブリッド回路２
の応答特性を検出し、以って、エコーパス（即ち、エコ
ーが伝搬する線路）を推定する。次に、その推定結果と
遠端音声入力Ｒｉｎとの畳み込み演算によって、予想さ
れるハイブリッド回路２からのエコー（即ち、疑似エコ
ー）を生成する。加算器５において、この疑似エコーが
近端音声入力Ｓｉｎから減算され、以って、エコーが打
ち消される。The echo canceller 1 shown in FIG. 3 comprises an echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3, a controller 4, an adder 5 and a non-linear processing circuit 6. Here, the echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3 uses the far-end voice input R
hybrid circuit 2 based on in and near-end voice input Sin
Of the response characteristic of (1), and thus the echo path (that is, the line through which the echo propagates) is estimated. Next, an expected echo (that is, a pseudo echo) from the hybrid circuit 2 is generated by the convolution operation of the estimation result and the far-end voice input Rin. In the adder 5, this pseudo echo is subtracted from the near-end voice input Sin, thereby canceling the echo.
【０００６】ところで、伝送回線ではデジタル信号の伝
送が行われ、かかるデジタル信号の処理を行うエコーキ
ャンセラ１とアナログ回線への変換を行うハイブリッド
回路２との間ではＤ／Ａ変換（一般には、μ−ＬＡＷ変
換）が行われる。このため、遠端音声出力Ｒｏｕｔと近
端音声入力Ｓｉｎとの間では非線形特性の関係が成立す
ることとなり、エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
等による線形演算のみでは完全なエコーキャンセルを行
うことができない。このため、キャンセルしきれないエ
コー成分が発生してしまう。かかるエコー成分（「残留
エコー」という。）を消去するため、非線形処理回路６
が設けられている。この非線形処理回路６は、非線形ス
イッチング操作を行う。即ち、近端音声出力Ｓｏｕｔが
エコーのみによって構成されている場合、すなわち遠端
話者だけが送話状態にある場合（この場合を「遠端話者
シングルトーク」という。）には、近端音声出力Ｓｏｕ
ｔの伝送を阻止するようスイッチング操作を行うか、或
いは、近端音声出力Ｓｏｕｔを疑似雑音に置き換えるよ
うな操作を行う。By the way, a digital signal is transmitted through the transmission line, and D / A conversion (generally, μ is performed between the echo canceller 1 for processing the digital signal and the hybrid circuit 2 for converting into the analog line. -LAW conversion) is performed. Therefore, a non-linear characteristic relationship is established between the far-end voice output Rout and the near-end voice input Sin, and the echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3
Complete echo cancellation cannot be performed only by linear calculation using, for example. Therefore, an echo component that cannot be canceled is generated. In order to eliminate such an echo component (referred to as “residual echo”), the nonlinear processing circuit 6
Is provided. The non-linear processing circuit 6 performs a non-linear switching operation. That is, when the near-end voice output Sout is composed of only echoes, that is, when only the far-end speaker is in the transmitting state (this case is referred to as "far-end talker single talk"), the near end. Audio output Sou
A switching operation is performed to prevent the transmission of t, or an operation is performed to replace the near-end voice output Sout with pseudo noise.
【０００７】制御装置４は、エコーパス推定／疑似エコ
ー生成回路３及び非線形処理回路６の制御を行う。即
ち、遠端者の無送話状態の検出、或いは、ダブルトーク
の検出を行い、エコーパス推定の学習機能のＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御を行うとともに、遠端話者シングルトークの検出
を行い、非線形処理回路６のスイッチング操作の制御を
行う。The control device 4 controls the echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3 and the non-linear processing circuit 6. That is, the far-end party's non-talking state is detected, or double-talk is detected, and the learning function for echo path estimation is turned ON / OF.
The F control is performed, the far-end talker's single talk is detected, and the switching operation of the nonlinear processing circuit 6 is controlled.
【０００８】ところで、上述したエコーパス推定／疑似
エコー生成回路３は、図３に示すように、エコーパス推
定回路３ａ、ｈレジスタ３ｂおよび疑似エコー生成回路
３ｃを有している。この場合、エコーパス推定回路３ａ
は、一般に、適応アルゴリズムの中で比較的演算量が少
なく、良好な収束特性をもつ学習同定法を用いてエコー
パスを推定し、推定したエコーパスに対応したタップ係
数（後述）をＨレジスタ３ｂに書き込む。そして、疑似
エコー生成回路３ｃは、ＦＩＲ型適応デジタルフィルタ
で構成されており、Ｈレジスタ３ｂ内のタップ係数を用
いて、遠端音声入力Ｒｉｎとの畳み込み演算によって、
疑似エコーを発生する。By the way, the above-mentioned echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3 has an echo path estimation circuit 3a, an h register 3b and a pseudo echo generation circuit 3c, as shown in FIG. In this case, the echo path estimation circuit 3a
Generally estimates an echo path by using a learning identification method having a relatively small amount of calculation and a good convergence characteristic in the adaptive algorithm, and writes a tap coefficient (described later) corresponding to the estimated echo path in the H register 3b. . The pseudo echo generation circuit 3c is composed of an FIR type adaptive digital filter, and the tap coefficient in the H register 3b is used to perform a convolution operation with the far end voice input Rin.
Generates a pseudo echo.
【０００９】学習同定法は、例えば、電気通信学会論文
誌’77/11 Vol.J60-A NOo.11の論文「学習同定法を用い
たエコーキャンセラのエコー打消特性について」（板
倉、西川）に示されているように周知の推定法である。
以下に、この論文に記載された学習同定法の概略につい
て簡単に説明する。なお、本明細書においては、ベクト
ル量を表す変数は、左上に添字“v”を付す。The learning identification method is described, for example, in the paper "The echo cancellation characteristics of the echo canceller using the learning identification method" (Itakura, Nishikawa) of the Institute of Electrical Communication of Japan '77 / 11 Vol.J60-A NO.11. This is a well-known estimation method as shown.
The outline of the learning identification method described in this paper will be briefly described below. In addition, in the present specification, a variable representing a vector amount has a subscript “v ” at the upper left.
【００１０】まず、エコーパスの信号伝搬特性を線形と
仮定し、そのインパルス応答ｈ（ｔ）と入力信号ｘ
（ｔ）とを用いれば、時刻ｋＴ（Ｔはサンプリング間
隔）におけるエコーｙkは、First, assuming that the signal propagation characteristic of the echo path is linear, its impulse response h (t) and the input signal x
Using (t), the echo yk at time kT (T is the sampling interval) is
【００１１】[0011]
【数１】ｙk＝vｈt・vｘk で表される。但し、## EQU1## It is represented by yk =vht ·v xk . However,
【００１２】[0012]
【数２】v ｈ＝（ｈ1,ｈ2,……,ｈn）t，ｈj＝ｈ（jＴ）v ｘk＝（ｘk-1，ｘk-2，……，ｘk-n）t，ｘj＝ｘ
（jＴ） （ここで、tはベクトルの転置）である。一方、時刻ｋ
Ｔにおけるvｈの推定値をvＨk（以下、タップ係数とい
う）とすれば、ｙkの推定値Ｙkは、[Number 2]v h = (h 1, h 2, ......, h n) t, h j = h (j T) v x k = (x k-1, x k-2, ......, x kn )T , xj = x
(J T) (wheret is the transpose of the vector). On the other hand, time k
An estimate ofv h in Tv Hk (hereinafter, referred to as tap coefficient) if the estimated value Yk of yk is
【００１３】[0013]
【数３】Ｙk＝vＨkt・vｘk で与えられる。そして、学習同定法によるＨkの逐次修
正は、[Number 3] is given byY k = v H k t · v x k. Then, the sequential correction of Hk by the learning identification method is
【００１４】[0014]
【数４】によって行われる。ただし、ｅkは、[Equation 4] Done by However, ek is
【００１５】[0015]
【数５】ｅk＝ｙk−Ｙk であり、残留エコーである。また、εは入力信号ｘ
（ｔ）のピーク値の「１／５〜１／１０」程度の大きさ
に選んでおく。この残留エコーは、加算器５の出力側に
現れる。そして、上記数５からも明かなように、残留エ
コーが減少するように次のタップ係数vＨk+1を算出する
ようにしている。(5) ek = yk −Yk, which is the residual echo. Also, ε is the input signal x
The size is selected to be about "1/5 to 1/10" of the peak value of (t). This residual echo appears on the output side of the adder 5. Then, as is clear from the above equation 5, the next tap coefficientv Hk + 1 is calculated so as to reduce the residual echo.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】ところで、数４におい
ては、ステップゲインαを「１」に設定すると、サンプ
リング時間あたりのvＨkの修正量が大きく、収束速度が
最も速くなるが、回線雑音等によってvＨkの修正を誤る
と、誤りに基づく雑音等も増大する。。一方、ステップ
ゲインαが小さい場合には、vＨkの修正量は小さくなる
が、修正誤差も小さくすることができ、高い安定度が得
られる。すなわち、数４に基づいてvＨkを修正する限り
においては、収束速度を高めることと安定度を向上させ
ることとは相反する要求であり、双方を共に満足させる
ことは困難であった。この発明は上述した事情に鑑みて
なされたものであり、エコーパスの変動に対して高い収
束速度と安定度とを併せ持つエコーキャンセラおよびエ
コーパス推定方法を提供することを目的としている。By the way, in the equation 4, when the step gain α is set to “1”, the correction amount ofv Hk per sampling time is large and the convergence speed becomes the fastest, but the line noise Ifv Hk is erroneously corrected due to such factors as described above, noise and the like due to the error will increase. . On the other hand, when the step gain α is small, the correction amount ofv Hk becomes small, but the correction error can also be made small, and high stability can be obtained. That is, as long asv Hk is modified based onEquation 4, increasing the convergence speed and improving the stability are contradictory requirements, and it is difficult to satisfy both of them. The present invention has been made in view of the above-mentioned circumstances, and an object thereof is to provide an echo canceller and an echo path estimation method that have both a high convergence speed and stability with respect to echo path fluctuations.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に係る構成にあっては、４線路を通じて送られ
る音声と２線路を通じて送られる音声との間の伝送を行
う電話回線網に設けられるエコーキャンセラにおいて、
４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側
から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前
記伝送信号に対する前記エコー信号の遅延時間ＴDを測
定する遅延時間測定手段と、前記伝送信号をサンプリン
グ間隔Ｔで順次サンプリングして得たサンプリング結果
ｘk-n,ｘk-n+1,・・・・,ｘk-2,ｘk-1と、これらサンプリン
グ結果に各々対応するとともに学習の収束速度を決定す
る係数αn,αn-1,・・・・,α2,α1と、前記エコー信号とに
基づいて所定の学習アルゴリズムによりエコーパスの推
定を行い、疑似エコー信号を生成する疑似エコー生成手
段と、前記エコー信号の波形に対応して前記係数αn,α
n-1,・・・・,α2,α1を設定する係数設定手段とを具備する
ことを特徴としている。In order to solve the above-mentioned problems, the structure according to claim 1 provides a telephone line network for transmitting between voices sent through four lines and voices sent through two lines. In the echo canceller provided,
Delay time measurement for measuring the delay time TD of the echo signal with respect to the transmission signal based on the transmission signal propagated from the 4 line side to the 2 line side and the echo signal propagated from the 2 line side to the 4 line side Means, sampling results xkn , xk-n + 1 , ..., Xk-2 , xk-1 obtained by sequentially sampling the transmission signal at sampling intervals T, and these sampling results, respectively. Corresponding and determining the convergence speed of learning αn , αn-1 , ..., α2 , α1, and based on the echo signal, the echo path is estimated by a predetermined learning algorithm, and pseudo Pseudo echo generating means for generating an echo signal, and the coefficients αn , α corresponding to the waveform of the echo signal
n-1, ····, α 2 , it is characterized by comprising a coefficient setting means for setting the alpha1.
【００１８】また、請求項２に係る構成にあっては、４
線路を通じて送られる音声と２線路を通じて送られる音
声との間の伝送を行う電話回線網に対してエコーパスの
推定を行うエコーパス推定方法において、４線路側から
２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側から４線路側
に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前記伝送信号に
対する前記エコー信号の遅延時間ＴDを測定し、前記伝
送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリングして得
たサンプリング結果ｘk-n,ｘk-n+1,・・・・,ｘk-2,ｘ
k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するととも
に学習の収束速度を決定する係数αn,αn-1,・・・・,α2,
α1と、前記エコー信号とに基づいて所定の学習アルゴ
リズムによりエコーパスの推定を行い、前記エコー信号
の波形に対応して前記係数αn,αn-1,・・・・,α2,α1を設
定することを特徴としている。Further, in the structure according to claim 2, 4
In an echo path estimation method for estimating an echo path for a telephone network that performs transmission between a voice transmitted through a line and a voice transmitted through a two line, a transmission signal transmitted from a four line side to a two line side and a transmission signal A sampling result x obtained by measuring the delay time TD of the echo signal with respect to the transmission signal based on the echo signals propagated from the line side to the four line sides and sequentially sampling the transmission signal at sampling intervals Tkn , xk-n + 1 , ..., xk-2 , x
k-1 and the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , which correspond to these sampling results and determine the convergence speed of learning.
Based on α1 and the echo signal, the echo path is estimated by a predetermined learning algorithm, and the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , α are associated with the waveform of the echo signal. It is characterized by setting1 .
【００１９】また、請求項３に係る構成にあっては、請
求項１に係るエコーキャンセラにおいて、前記疑似エコ
ー生成手段は、前記エコー信号の包絡線に沿って前記係
数αn,αn-1,・・・・,α2,α1を設定することを特徴として
いる。According to a third aspect of the present invention, in the echo canceller according to the first aspect, the pseudo echo generating means has the coefficients αn and αn-1 along an envelope of the echo signal. , ..., α2 , α1 are set.
【００２０】[0020]
【作用】請求項１に係る構成にあっては、遅延時間測定
手段は、４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と
２線路側から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づ
いて、伝送信号に対するエコー信号の遅延時間ＴDを測
定する。また、疑似エコー生成手段は、伝送信号をサン
プリング間隔Ｔで順次サンプリングして得たサンプリン
グ結果ｘk-n,ｘk-n+1,・・・・,ｘk-2,ｘk-1と、これらサン
プリング結果に各々対応するとともに学習の収束速度を
決定する係数αn,αn-1,・・・・,α2,α1と、エコー信号と
に基づいて所定の学習アルゴリズムによりエコーパスの
推定を行い、疑似エコー信号を生成する。ここで、係数
設定手段は、エコー信号の波形に対応して係数αn,α
n-1,・・・・,α2,α1を設定する。In the structure according to claim 1, the delay time measuring means is based on the transmission signal propagated from the 4 line side to the 2 line side and the echo signal propagated from the 2 line side to the 4 line side. Then, the delay time TD of the echo signal with respect to the transmission signal is measured. Further, the pseudo echo generating means obtains sampling results xkn , xk-n + 1 , ..., Xk-2 , xk-1 obtained by sequentially sampling the transmission signal at the sampling interval T, and these. The echo path is estimated by a predetermined learning algorithm based on the echo signals and the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , and α1 that correspond to the sampling results and determine the convergence speed of learning. And generate a pseudo echo signal. Here, the coefficient setting means corresponds to the waveforms of the echo signal by the coefficients αn and α
Setn-1 , ..., α2 , α1 .
【００２１】また、請求項２に係る構成にあっては、４
線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側か
ら４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、伝送
信号に対するエコー信号の遅延時間ＴDが測定され、伝
送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリングして得
たサンプリング結果ｘk-n,ｘk-n+1,・・・・,ｘk-2,ｘ
k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するととも
に学習の収束速度を決定する係数αn,αn-1,・・・・,α2,
α1と、エコー信号とに基づいて所定の学習アルゴリズ
ムによりエコーパスの推定が行われる。ここで、係数α
n,αn-1,・・・・,α2,α1は、エコー信号の波形に対応して
設定される。Further, in the structure according to claim 2, 4
The delay time TD of the echo signal with respect to the transmission signal is measured based on the transmission signal propagating from the line side to the 2 line side and the echo signal propagating from the 2 line side to the 4 line side, and the transmission signal is sampled at sampling intervals. Sampling results xkn , xk-n + 1 , ..., Xk-2 , x obtained by sequentially sampling at T
k-1 and the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , which correspond to these sampling results and determine the convergence speed of learning.
An echo path is estimated by a predetermined learning algorithm based on α1 and the echo signal. Where the coefficient α
n , αn-1 , ..., α2 , α1 are set corresponding to the waveform of the echo signal.
【００２２】また、請求項３に係る構成にあっては、係
数設定手段は、エコー信号の包絡線に沿って係数αn,α
n-1,・・・・,α2,α1を設定する。Further, in the structure according to the third aspect, the coefficient setting means includes the coefficients αn and α along the envelope of the echo signal.
Setn-1 , ..., α2 , α1 .
【００２３】[0023]
【実施例】Ａ．実施例の構成 以下、図１を参照してこの発明の一実施例について説明
する。なお、図において図３の各部に対応する部分には
同一の符号を付け、その説明を省略する。図１において
は、図３におけるエコーパス推定回路３ａに代えてエコ
ーパス推定回路３ｄが設けられている。７は遅延時間測
定回路であり、近端音声信号Ｓｉｎと遠端音声信号Ｒｏ
ｕｔとに基づいて遅延時間ＴD（図２(ａ)参照）を求
め、この結果を出力する。なお、遅延時間ＴDを求める
手法としては、例えば、所定期間内において近端音声信
号Ｓｉｎのピークが発生する時刻と遠端音声信号Ｒｏｕ
ｔのピークが発生する時刻との差を求めてもよく、両信
号の相互相関によって求めてもよい。次に、８はステッ
プゲイン設定回路であり、遅延時間ＴDが供給される
と、下記数６に基づいて、ステップゲインvαを算出す
る。EXAMPLESA. Configuration of Embodiment One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In the figure, parts corresponding to those in FIG. 3 are assigned the same reference numerals and explanations thereof are omitted. In FIG. 1, an echo path estimation circuit 3d is provided instead of the echo path estimation circuit 3a in FIG. Reference numeral 7 denotes a delay time measuring circuit, which is used for the near-end audio signal Sin and the far-end audio signal Ro.
The delay time TD (see FIG. 2A) is calculated based on ut and this result is output. As a method of obtaining the delay time TD , for example, the time at which the peak of the near-end audio signal Sin occurs within a predetermined period and the far-end audio signal Rou.
The difference from the time when the peak of t occurs may be obtained, or may be obtained by the cross-correlation of both signals. Next, 8 is a step gain setting circuit, and when the delay time TD is supplied, the step gainv α is calculated based on the following equation 6.
【００２４】[0024]
【数６】v α＝（α1,α2,……,αn），αj＝Ａ（ｊＴ） 但し、(6)v α = (α1 , α2 , ..., αn ), αj = A (jT)
【００２５】数６においてｎはエコーパス推定回路３ｄ
におけるタップ数、Ｔはサンプリング間隔である。ここ
で、関数Ａ（ｔ）の波形を図２(ｂ)の破線で示す。数６
から明らかなように、ステップゲインvαは、関数Ａ
（ｔ）をサンプリング間隔Ｔ毎の離散値で表現したもの
になる。ここで、数６のようにステップゲインvαを設
定する理由について説明しておく。まず、本発明者らの
研究によれば、係数αn,αn-1,・・・・,α2,α1をエコー波
形の包絡線に沿って設定すると、エコーパス推定におけ
る収束速度を高くすることができ、しかも高い安定度が
得られることが判明した。これは、エコーの影響が顕著
に現れるタイミングにおいては、対応する係数を大とす
ることにより収束速度を高くすることができ、エコーパ
スの学習に関して高い追従特性を確保できるとともに、
エコーの影響が小さいタイミングにおいては収束速度を
遅くすることにより回線雑音等による誤学習の影響を抑
制することができるからである。かかる事情に鑑み、数
６および図２(ｂ)に示す係数αn,αn-1,・・・・,α2,α
1は、同図(ａ)に示すエコー波形の包絡線に沿って設定
されている。In Equation 6, n is an echo path estimation circuit 3d
The number of taps in T, T is a sampling interval. Here, the waveform of the function A (t) is shown by the broken line in FIG. Number 6
As is clear from, the step gainv α is
(T) is represented by discrete values at each sampling interval T. Here, the reason why the step gainv α is set as in Expression 6 will be described. First, according to the study by the present inventors, setting the coefficients αn , αn−1 , ..., α2 , α1 along the envelope of the echo waveform increases the convergence speed in the echo path estimation. It has been found that it is possible to obtain high stability. This is because, at the timing when the effect of the echo appears remarkably, it is possible to increase the convergence speed by increasing the corresponding coefficient, and it is possible to secure a high tracking characteristic regarding the learning of the echo path.
This is because the influence of erroneous learning due to line noise or the like can be suppressed by slowing the convergence speed at the timing when the influence of echo is small. In consideration of this situation, the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , α shown in Equation 6 and FIG.
1 is set along the envelope of the echo waveform shown in FIG.
【００２６】次に、エコーパス推定回路３ｄは、下記数
７に基づいてvＨk+1の推定を行う。なお、数４と数７と
を比較すると、数４における“αvｘk”に代えて、数７
ではvｚk＝（α1ｘk-1,α2ｘk-2,・・・・,αnｘk-n）が用
いられている。Next, the echo path estimation circuit 3d calculates
Based on 7vHk + 1To estimate. In addition,
ComparingvxkInstead of ", the number 7
Thenvzk= (Α1xk-1, α2xk-2, ・ ・ ・ ・, Αnxkn) Is for
I have been.
【００２７】[0027]
【数７】但し、vｚk＝（α1ｘk-1,α2ｘk-2,・・・・,αnｘk-n）[Equation 7] However,v zk = (α1 xk-1 , α2 xk-2 , ..., αn xkn )
【００２８】Ｂ．実施例の動作 次に、本実施例の動作を説明する。まず、遠端話者が何
らかの音声を発すると、その内容が遠端音声信号Ｒｏｕ
ｔとして遅延時間測定回路７に供給される。やがて、こ
れに基づくエコーである近端音声信号Ｓｉｎが遅延時間
測定回路７に供給されると、遅延時間ＴDが算出され、
その値がステップゲイン設定回路８に供給される。ステ
ップゲイン設定回路８においては数６に基づいてステッ
プゲインvαが算出される。そして、エコーパス推定回
路３ｄにおいては、数７に基づいて、残留エコーが減少
するように、次のタップ係数vＨk+1が逐次算出される。B. Operation of Embodiment Next,the operation of this embodiment will be described. First, when the far-end speaker utters some voice, the content of the far-end voice signal Rou
It is supplied to the delay time measuring circuit 7 as t. Eventually, when the near-end voice signal Sin which is an echo based on this is supplied to the delay time measuring circuit 7, the delay time TD is calculated,
The value is supplied to the step gain setting circuit 8. In the step gain setting circuit 8, the step gainv α is calculated based on the equation 6. Then, in the echo path estimation circuit 3d, the next tap coefficientv Hk + 1 is sequentially calculated based on the equation 7 so that the residual echo decreases.
【００２９】ここで、図２(ｂ)によれば、ステップゲイ
ンα1,α2,・・・・,αnのうち最も値の大きなものはαpで
あり、数７によればこのステップゲインαpは、ｐサン
プリング周期前の入力信号ｘpに乗算される。同図(ａ)
によれば、インパルス入力に対するエコーは、遅延時間
ＴD（時間ｐＴとほぼ等しい）を経過した直後において
最大の振幅を有し、その後徐々に減衰する。すなわち、
本実施例によれば、エコー波形の包絡線に沿ってステッ
プゲインvαを設定したから、エコーの影響が顕著に現
れるタイミングにおいてステップゲインを大きくするこ
とができ、エコーパスの学習に関して高い追従特性を有
することが判る。Here, according to FIG. 2B, the one having the largest value among the step gains α1 , α2 , ..., αn is αp , and according to equation 7, this step The gain αp is multiplied by the input signal xp before the p sampling period. Figure (a)
According to the method, the echo with respect to the impulse input has the maximum amplitude immediately after the delay time TD (approximately equal to the time pT), and then gradually attenuates. That is,
According to the present embodiment, since the step gainv α is set along the envelope of the echo waveform, it is possible to increase the step gain at the timing when the effect of the echo becomes remarkable, and to obtain a high tracking characteristic for learning the echo path. You know that you have.
【００３０】一方、本実施例においては、ステップゲイ
ンαp+1〜αnの値は順次小となっているため、ベクトル
vｚkのうちエコーの影響が小さい成分（時刻Ｔ（ｋ−
ｎ）近傍の入力信号に対応する成分）については追従特
性は若干犠牲になる。しかし、かかる成分については、
元々エコーレベルが低いため、これらの成分の追従特性
が犠牲になったとしても全体の追従特性に対する影響は
小さい。逆に、これらの成分に対応するステップゲイン
を小としたことにより、回線雑音等による誤学習の影響
を抑制することができ、きわめて高い安定度が得られる
のである。On the other hand, in the present embodiment, since the values of the step gains αp + 1 to αn are successively smaller, the vector
v z effect of the echo of thek is a small component (time T (k-
n), the tracking characteristics are slightly sacrificed for components near the input signal). However, for such ingredients,
Since the echo level is originally low, even if the tracking characteristics of these components are sacrificed, the effect on the overall tracking characteristics is small. On the contrary, by making the step gains corresponding to these components small, the influence of erroneous learning due to line noise and the like can be suppressed, and extremely high stability can be obtained.
【００３１】Ｃ．変形例 本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、例
えば以下のように種々の変形が可能である。 上記実施例においては、ステップゲインvαは数６に
よって決定されたが、ステップゲインvαはエコー波形
の包絡線に対応して決定されたものであるため、エコー
波形が図２(ａ)に示したものと異なる場合は、そのエコ
ー波形に応じて適宜ステップゲインαの波形を決定して
もよいことは言うまでもない。また、電話回線網に複数
種類のハイブリッドが設けられる場合は、各ハイブリッ
ド毎にエコー波形も異なるが、かかる場合は以下のよう
にしてステップゲインvαを決定するとよい。まず、図
２(ａ)において、エコーパスは回線における遅延部分
（時刻ＴD以前の部分）と、ハイブリッドによって形状
の決定される部分（時刻ＴD以降の部分）とに分けるこ
とができる。そこで、後者の部分について、収束が速く
なるようなステップゲインvαを、予め各種のハイブリ
ッドについて求めておき、このパターンのデータベース
を作成しておく。例えば、図４(ａ)，(ｂ)に示すような
パターンを想定すると、両者に対応するステップゲイン
vαは、各々同図(ｃ)，(ｄ)に示すようになる。その両
方に収束しやすいステップゲインvαは、これらを重ね
あわせたもの（同図(ｅ)）である。従って、同図(ｅ)に
示す波形を遅延時間ＴDだけ遅延させ、これによってス
テップゲインvαを決定するとよい。なお、上述したデ
ータベースにおいて、現在用いられている回線に対応す
るエコーパターンを検索する手法としては、例えば該デ
ータベースに記憶された全てのエコーパターンに基づい
てステップゲインvαを変化させながら収束速度を測定
し、最も収束速度の速いパターンを採用するとよい。C. Modifications The present invention is not limited to the embodiments described above, and various modifications can be made, for example, as follows. In the above embodiment, the step gainv α is determined by the equation 6, but since the step gainv α is determined corresponding to the envelope of the echo waveform, the echo waveform is shown in FIG. Needless to say, if the waveform is different from that shown, the waveform of the step gain α may be appropriately determined according to the echo waveform. Further, when a plurality of types of hybrids are provided in the telephone network, the echo waveform differs for each hybrid. In such a case, the step gainv α may be determined as follows. First, in FIG. 2A, the echo path can be divided into a delay portion in the line (portion before time TD ) and a portion whose shape is determined by the hybrid (portion after time TD ). Therefore, for the latter part, the step gainv α that makes the convergence faster is obtained in advance for various hybrids, and a database of this pattern is created. For example, assuming the patterns shown in FIGS. 4A and 4B, the step gains corresponding to both patterns are
v α is as shown in FIGS. The step gainv α that easily converges to both of them is a superposition of these ((e) in the figure). Therefore, it is advisable to delay the waveform shown in FIG. 6E by the delay time TD and thereby determine the step gainv α. In the above-mentioned database, as a method for searching the echo pattern corresponding to the currently used line, for example, the convergence speed is changed while changing the step gainv α based on all the echo patterns stored in the database. It is recommended to measure and adopt the pattern with the fastest convergence speed.
【００３２】エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
は学習同定法を採用するものに限られるものではなく、
カルマンフィルタ等、各種の適応アルゴリズムを用いて
もよい。すなわち、本発明は、学習の収束速度を決定す
る複数の係数（例えば上記実施例におけるステップゲイ
ンαn,αn-1,・・・・,α2,α1）を用いるものであれば、こ
れら係数を適宜変更することによって適用できる。Echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3
Is not limited to adopting the learning identification method,
Various adaptive algorithms such as Kalman filter may be used. That is, the present invention uses a plurality of coefficients that determine the convergence speed of learning (for example, step gains αn , αn-1 , ..., α2 , α1 in the above embodiment), It can be applied by appropriately changing these coefficients.
【００３３】エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
は、最初は疑似エコー信号Ｙのレベルを推定した値より
も小さくするとともに、時間の経過とともに本来のレベ
ルに戻すように構成してもよい。これは、最初の段間で
は疑似エコーを正確に推定することが困難であるため、
最初から疑似エコー信号Ｙのレベルを高くしておくと、
かえって雑音を発生させる等の不具合を生ずるからであ
る。Echo path estimation / pseudo echo generation circuit 3
May be configured so that the level of the pseudo echo signal Y is initially made smaller than the estimated value, and is returned to the original level with the passage of time. This is because it is difficult to accurately estimate the pseudo echo between the first stages,
If the level of the pseudo echo signal Y is increased from the beginning,
This is because a problem such as noise is generated.
【００３４】上記実施例においては、遠端話者の発し
た音声に基づいてエコーパスの推定を行ったが、他の信
号を用いてエコーパスの推定を行ってもよい。例えば、
近端発呼の場合はリングバックトーンを用いてエコーパ
スを推定し、遠端発呼の場合は近端側のオフフックが発
生した直後にハイブリッドにトレーニング信号を送信
し、これらに基づいてエコーパスを推定してもよい。こ
れにより、近端話者および遠端話者が実際に通話を開始
した際には、既に確度の高いエコーパス推定が完了する
ことになるからである。In the above embodiment, the echo path is estimated based on the voice uttered by the far-end speaker, but the echo path may be estimated using another signal. For example,
In the case of near-end calling, the ring back tone is used to estimate the echo path, and in the case of far-end calling, the training signal is sent to the hybrid immediately after the near-end side off-hook, and the echo path is estimated based on these. You may. As a result, when the near-end speaker and the far-end speaker actually start talking, the highly accurate echo path estimation will be completed.
【００３５】[0035]
【発明の効果】以上説明したように、この発明のエコー
キャンセラおよびエコーパス推定方法によれば、エコー
信号の波形に対応して（エコー信号の包絡線に沿って）
係数αn,αn-1,・・・・,α2,α1を設定するから、エコーの
影響が顕著に現れるタイミングにおいて収束速度を高く
することができ、エコーパスの学習に関して高い追従特
性を確保できるとともに、エコーの影響が小さいタイミ
ングにおいては収束速度を遅くすることにより回線雑音
等による誤学習の影響を抑制することができ、きわめて
高い安定度が得られる。As described above, according to the echo canceller and the echo path estimation method of the present invention, the waveform of the echo signal is dealt with (along the envelope of the echo signal).
Since the coefficients αn , αn-1 , ..., α2 , α1 are set, the convergence speed can be increased at the timing when the influence of the echo becomes remarkable, and a high tracking characteristic for learning the echo path can be obtained. At the same time, the effect of erroneous learning due to line noise can be suppressed by slowing the convergence speed at the timing when the effect of echo is small, and extremely high stability can be obtained.
【図１】一実施例のエコーキャンセラのブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram of an echo canceller according to an embodiment.
【図２】一実施例のエコーキャンセラの動作説明図であ
る。FIG. 2 is an operation explanatory diagram of an echo canceller according to an embodiment.
【図３】従来のエコーキャンセラのブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a conventional echo canceller.
【図４】一実施例の変形例の動作説明図である。FIG. 4 is an operation explanatory diagram of a modified example of the embodiment.
３ エコーパス推定／疑似エコー生成回路（疑似エコー
生成手段） ７ 遅延時間測定回路（遅延時間測定手段） ８ ステップゲイン設定回路（係数設定手段）3 Echo path estimation / pseudo echo generation circuit (pseudo echo generation means) 7 Delay time measurement circuit (delay time measurement means) 8 Step gain setting circuit (coefficient setting means)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11759194AJPH07303063A (en) | 1994-05-07 | 1994-05-07 | Echo canceler and echo path estimating method |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11759194AJPH07303063A (en) | 1994-05-07 | 1994-05-07 | Echo canceler and echo path estimating method |
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07303063Atrue JPH07303063A (en) | 1995-11-14 |
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11759194AWithdrawnJPH07303063A (en) | 1994-05-07 | 1994-05-07 | Echo canceler and echo path estimating method |
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07303063A (en) |
| Publication | Publication Date | Title |
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|---|---|---|---|
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