【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention] 本発明は一般にエンフアシスおよびデエンフア
シス回路、特に信号のスペクトル内容を変えるこ
とによりノイズ（雑音）を低減する回路に関す
る。 多くの最適（アダプテイブ）Ａ−ＤおよびＤ−
Ａコーデイングシステムにおいては、用いられた
ステツプサイズは入力信号のレベルとともに増大
する。定量化または量子化ノイズ（雑音）はステ
ツプサイズとともに増大するので、このような最
適システムを量子化ノイズは入力信号レベルとと
もに増大する。これはノイズ変調として知られて
いる。ノイズ変調の効果は高品位オーデイオのよ
うな多くの用途で妨害になる。 スプリアススペクトル情報はその周波数が所望
のオーデイオ信号に近いとはるかに聴きにくいこ
とは人間の聴覚の特性である。スプリアスエネル
ギが所望のオーデイオ信号周波数からはるかに離
れていると、それははるかに聴きやすい。したが
つてノイズレベルが入力信号レベルの関数の場合
には、所望のオーデイオ信号から周波数がはるか
に離れたノイズを低減させることは特に重要であ
る。 最適のエンフアシスおよびデエンフアシスを用
いて可聴ノイズを低減させるのに通常のノイズ低
減システムが用いられてきた。１つの通常のシス
テムは高周波信号を増巾するのに固定エンフアシ
スを用い、この信号を除去するのには相補的デエ
ンフアシスを用いる。このようなエンフアシスお
よびデエンフアシスを用いて信号レベルとともに
増大する可聴ノイズを低減させるとき、および主
な（優勢な）信号は高周波信号であるときは、低
周波ノイズが増大する。したがつて固定高周波エ
ンフアシスおよびデエンフアシスはこのようなノ
イズを低減させるのには不満足である。 「スライデインバンド（移動帯域）」回路と呼
ばれる周知の型の回路は可変コーナ周波数を持つ
フイルタを用いて可聴高周波ノイズを低減させ
る。高周波信号のレベルが高くなるにつれてフイ
ルタのコーナ周波数は高い方に移動して増巾され
カツトされた帯域をせばめる。このような回路の
例は米国特許Re第28426号、第4072914号、およ
び第3934190号に示されている。 フイルタコーナ周波数の移動は入力信号の振巾
と周波数との両方に依存する。入力信号レベルの
関数である可聴ノイズを低減させるようにそのよ
うな「スライデイングバンド」型の回路を用いる
と、入力信号の主なスペクトル成分がきわめて高
い周波数にあるとき、低周波ノイズも増大する。
このような問題は高周波固定エンフアシスおよび
デエンフアシスの場合ほど深刻ではないが、「ス
ライデイングバンド」型回路は信号レベルととも
に増大するノイズを低減させるのには全く不満足
である。 本発明は、レベルが入力信号レベルの関数であ
るノイズを低減させるためには、入力信号の異な
るスペクトル成分は、入力信号と実質的に類似の
出力信号を回復（複元）するために入力信号をエ
ンフアシスし、それから相補的にデエンフアシス
することによつて入力信号のスペクトル組成に依
存して変えることができるという事実に基づく。
本発明のスペクトルエンフアシスおよびデエンフ
アシス回路は多くの最適Ａ−ＤおよびＤ−Ａコー
デイングシステムにおける可聴量子化ノイズを低
減させるのに特に有利である。 本発明の装置は入力信号のスペクトル組成を変
える回路と信号のスペクトル組成を回復する回路
とを備えている。入力信号のスペクトル組成を変
える回路は入力信号の相対的スペクトル組成を解
析し、周波数スペクトルの中のもしあれば入力信
号の主な成分が集中している領域を特定する装置
を含む。解析装置はスペクトル組成とこの領域と
を示す限定された帯域巾のエンフアシス制御信号
を発生する。この回路はさらに、入力信号のスペ
クトル組成を変えるエンフアシス制御信号に応答
して、スペクトル成分にエンフアシス制御信号の
関数として変化する大きさのエンフアシスを施す
ことによつて出力信号を発生する装置を含む。 入力信号のスペクトル組成を回復する回路は、
スペクトル組成を変える回路から、変えられた信
号と信号のスペクトル情報とを信号のスペクトル
組成を回復する伝送媒体を経て受け取る。回復装
置はスペクトル情報から、デエンフアシス制御信
号の関数としてデエンフアシスを、変えられた信
号のスペクトル成分に施すことにより信号のスペ
クトル組成を回復するデエンフアシス制御信号を
発生する装置を含む。回復装置によつて行なわれ
たデエンフアシスはスペクトル組成を変える回路
によつて行なわれるエンフアシスに対して実質的
に相補的である。 回復（復元）回路の１つの実施例においては、
デエンフアシス制御信号は、伝送誤差によつて発
生されるノイズを低減するために施されるデエン
フアシスを制御するのに用いられる前に帯域巾が
制限される。第２実施例においては、スペクトル
情報は所定の実質的に固定時間だけ、変えられた
信号の前に回復回路によつて受け取られる。この
時間のために、帯域巾の制限によつて起こされる
時間遅延を補償することにより回復回路のデエン
フアシス制御信号の帯域巾が制限されるので、帯
域巾が制限されたデエンフアシス制御信号が変え
られた信号と実質的に同時にデエンフアシスを行
なう装置に達する。 本発明の他の特徴は、ノイズレベルが媒体の信
号レベルの関数である媒体に施されたとき、媒体
によつて導入されるノイズを低減する特殊なエン
フアシスおよび相補的なデエンフアシスに関す
る。この特徴においては、エンフアシス制御信号
が発生されて入力信号のスペクトルと、もしあれ
ば、周波数スペクトル中の入力信号の主な成分が
集中している領域とを示す。変更回路は、エンフ
アシス制御信号に応答して、可変周波数より高い
周波数を持つ成分は増巾するがその可変周波数よ
り低い周波数の成分は除くか実質的に変えないこ
とによりスペクトル成分にエンフアシスを行なう
装置を含む。この可変周波数はエンフアシスを施
す装置の特性である。それは入力信号の主な信号
成分の周波数が上がると実質的に連続的に周波数
が上がるので、それは主な信号成分の周波数より
高い。 回復回路は変更回路の特性に実質的に相補的な
特性を持つ。変更回路および回復回路のこのよう
な特性は信号レベルおよび信号の周波数とともに
増大するノイズを低減させるのに特に有利であ
る。 次に図を用いて本発明の実施例を説明する。 本発明のスペクトル組成変更および回復回路は
信号レベルの関数であるノイズを低減させるのに
特に適している。以下にノイズレベルが信号レベ
ルとともに上昇するＡ−ＤおよびＤ−Ａ変換シス
テムを説明する。この説明は本発明の理解に望ま
しいバツクグラウンドとなる。第２Ａ，２Ｂ図は
本発明を示す、信号のスペクトル組成を変更およ
び回復する前処理回路および後処理回路を含む最
適Ａ−ＤエンコーダおよびＤ−Ａデコーダシステ
ムの構成図である。エンコーダ／デコーダシステ
ムにおけるステツプサイズ情報の導出、伝送、お
よび処理は共願の主題である。すぐ次のステツプ
サイズの決定に関する議論はこの共願からとつ
た。 ADMエンコーダ／デコーダシステム（codec）
から出てくるノイズおよびひずみは変化するオー
デイオ入力信号とステツプサイズとに依存する。
単一正弦波を取り扱うcodecを考える。ステツプ
サイズの関数として出力ノイズとひずみとは第１
図に定性的に示すように変る。領域Ａにおいては
ステツプサイズは大き過ぎる。これは過剰な量子
化ノイズを発生する。領域Ｂにおいてはステツプ
サイズは小さ過ぎてシステムは過負荷となり、高
いノイズとひずみとを生ずる。特定の入力条件Ｃ
に対してステツプサイズの最適値がある。リアル
オーデイオの各短時間セグメントに対して第１図
のようなカーブと最適のステツプサイズとがあ
る。通常の出力制御ADMシステムにおいてはス
テツプサイズは実際に最適値をとるが、たいてい
の時間領域Ａにあつて、過渡信号のとき領域Ｂに
移る。本発明の目的は、できるかぎり領域Ｃで作
動し、デルタ変調器が完全に負荷されるように作
動するADMシステムを設計することである。こ
れは、ステツプサイズの決定はエンコーダでなさ
れ、後述のように入力制御されるので、可能であ
る。 第２Ａ図は本発明の一実施例を示すエンコーダ
の構成図である。第２Ａ図に示すように、アナロ
グオーデイオ入力信号１２は低減フイルタ１４を
通つてアナログ入力信号の全体的なオーデイオ帯
域巾を決める。典型的にはそのような帯域巾は
15kHzである。アナログ入力信号はそれから前処
理回路１６を通る。前処理回路１６の機能は以下
に論じる。 アナログオーデイオ入力信号は、前処理された
後、ステツプサイズ導出回路１８および遅延回路
２０に送られる。１つの特殊な用途においてはス
テツプサイズ導出回路１８はオーデイオ入力信号
の時間微分すなわちこう配を検出するこう配検出
器を含む。こう配検出器は最適デルタ変調器２２
に用いられるステツプサイズを表わす制御信号を
発生する。制御信号は帯域巾制限回路２４によつ
て制限され、それから最適デルタ変調器２６に印
加される。Ａ−Ｄ変換器２６はステツプサイズ制
御信号をステツプサイズ情報を持つデジタル信号
のビツトストリームに変換する。オーデイオ入力
信号は、遅延回路２０で遅延された後に、帯域巾
が制限されたステツプサイズ制御信号４５によつ
て示されるステツプサイズにしたがつて最適デル
タ変調器２２によつてデジタルオーデイオ信号の
ビツトストリームに変換される。オーデイオビツ
トストリームとステツプサイズ情報ビツトストリ
ームとはそれから第２図のデコーダに伝送され
る。１つの特殊な例ではエンコーダ１０はオーデ
イオビツトストリームとステツプサイズ情報ビツ
トストリームとを聴取者のシステム中のエンコー
ダに送信する放送局の部品である。遅延回路２０
と帯域巾制限回路２４との機能は以下の第２Ｂ図
のデコーダの簡単な説明の後に論じる。 第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例を示すデコ
ーダの構成図である。第２Ｂ図に示すようにデコ
ーダ４０は伝送されたデジタルオーデイオビツト
ストリーム３０を受け取る最適デルタ変調器４２
とデジタルステツプサイズ情報ビツトストリーム
２８を受け取るＤ−Ａ変換器４４とを含む。Ｄ−
Ａ変換器４４はデジタルビツトストリームを帯域
巾制限回路４６に送られるアナログステツプサイ
ズ制御信号に変換する。帯域巾が限定された後
に、ステツプサイズ制御信号は最適デルタ変調器
４２に供給される。最適デルタ変調器４２はオー
デイオビツトストリームから、帯域巾制限回路４
６からの帯域巾が制限されたステツプサイズ制御
信号にしたがつてアナログオーデイオ出力信号を
発生する。第２Ａ図の帯域巾制限回路２４は最適
デルタ変調器２２へ印加されたステツプサイズ制
御信号の帯域巾を制限するので、ステツプサイズ
は１つのサンプルから次のサンプルへ急激に変化
することはできない。同様に、帯域巾制限回路４
６は最適デルタ変調器４２に印加されたステツプ
サイズ制御信号の帯域巾を制限する。したがつ
て、伝送媒体がステツプサイズ情報ビツトストリ
ーム中にビツト誤差を発生させると、そのような
誤差は、Ｄ−Ａ変換器４４によつてアナログ形に
変換された後には、最適デルタ変調器４２におけ
るステツプサイズに大きな誤差を発生させること
はできない。伝送誤差の効果はそれによつて低減
される。したがつて、安価な精密でない部品を用
いて変換器２６，４４を構成することができ、ス
テツプサイズ情報ビツトストリームの伝送はビツ
ト誤差を大巾に許す。 制限された帯域巾ステツプサイズ制御信号の発
生には有限の時間が必要である。この時間を補償
するために、前処理されたアナログオーデイオ入
力信号がこの入力信号用のステツプサイズ制御信
号が帯域巾制限回路２４から得られるときに最適
デルタ変調器２２に達するように遅延回路２０が
時間遅延させる。これは入力オーデイオ信号のこ
う配が突然変るときに特に有利である。 第２Ａ，２Ｂ図においてはステツプサイズ情報
ビツトストリーム２８およびオーデイオビツトス
トリーム３０は別々に伝送されるように示された
が、これらの２つのビツトストリームは、これら
が互いに区別できると、１つのチヤネルで一緒に
伝送されることができることを理解されたい。同
様に３つのビツトストリーム２８，３０，８２も
すべて、互いに区別できると、別々のチヤネルで
はなく同じチヤネルで伝送することができる。 遅延回路２０によつて、デコーダの帯域巾制限
回路４６によつて起こされる時間遅延を補償もす
る時間遅延を起こさせることにより特定のアナロ
グ信号の表示であるオーデイオビツトストリーム
信号が、帯域巾を制限されたステツプサイズ制御
信号が回路４６から得られるとき、デルタ変調器
に達する。このようにして、デコーダにおけるス
テツプサイズ制御信号の帯域巾の制限によつて発
生した時間遅延を補償するためのデコーダ内にお
ける遅延回路は必要性は除去され、デコーダ回路
は簡単化される。これは、消費者用デコーダ装置
のコスト低減に特に有利である。 次に本願の発明を説明する。前処理回路１６、
後処理回路９６、および他の関連した回路成分は
本発明を示す。Ａ−ＤおよびＤ−Ａ変換における
ステツプサイズは変るので、ノイズの振巾はステ
ツプサイズに依存して変調される。このノイズ変
調は高品位オーデイオ装置のような多くの用途に
とつて望ましくない。ノイズ変調は、前処理回路
１６と後処理回路９６とによつて、これらの回路
が第２Ａ図のＡ−Ｄ変換器７２およびデジタル遅
延回路７４と組み合わされたとき、低減される。
前処理回路１６は第２Ａ図のスペクトル解析回路
５２、帯域巾制限回路５４、最適プリエンフアシ
ス回路５６、および遅延回路５８を含む。後処理
回路９６はＤ−Ａ変換器７６、最適デエンフアシ
ス回路７８、および帯域巾制限回路７８を含む。 スペクトル解析回路５２はオーデイオ入力信号
を解析してエンフアシス制御信号を発生する。こ
の発生されたエンフアシス制御信号は入力オーデ
イオのスペクトルだけの関数で、入力オーデイオ
の振巾とは実質的に独立である。エンフアシス制
御信号はそれから帯域巾制限回路５４によつて制
限され、最適プリエンフアシス回路５６に印加さ
れる。最適プリエンフアシス回路５６は入力オー
デイオ信号の異なる周波数成分をエンフアシス制
御信号の関数で、ある量だけ増巾または増巾およ
び除去する。エンフアシス制御信号は帯域巾が制
限されるので、最適プリエンフアシス回路５６の
周波数応答はサンプルからサンプルへ突然変化す
ることはない。帯域巾制限回路８０は上述の帯域
巾制限回路４６に似たようにして伝送媒体によつ
て導入されたビツト誤差の効果を低減させる。 第２Ａ，２Ｂ図において、遅延回路５８は時間
遅延を導入して、プリエンフアシス回路５６に、
オーデイオ入力信号が供給される前に、その適応
を完了させる。前処理されたオーデイオ入力信号
は上述のように遅延回路２０と最適デルタ変調器
２２とに供給される。スペクトル解析回路５２か
らのエンフアシス制御信号はＡ−Ｄ変換器７２に
よつてデジタルビツトストリーム保持スペクトル
情報に変換され、デジタル遅延回路７４によつて
遅延回路２０による遅延と実質的に同じ時間遅延
される。 オーデイオとスペクトル情報ビツトストリーム
とのタイミング関係を比較すると、オーデイオビ
ツトストリーム中のオーデイオ信号は遅延回路５
８，２０で遅延されているが、このオーデイオ信
号に対する対応したスペクトル情報信号はデジタ
ル遅延回路７４だけによつて遅延されている。そ
の結果、オーデイオは対応したスペクトル情報に
対して遅延回路５８による遅延時間だけ遅延され
るので、スペクトル情報は第２Ｂ図のデコーダと
後処理回路９６とに、対応したオーデイオ信号の
前で適正な時刻に達してオーデイオ信号の種々の
周波数成分を振巾を、最適プリエンフアシス回路
５６のそれと相補的なやり方で変える。相補性に
対する他の要請は以下に議論する。回路５８によ
つてエンコーダに導入された時間遅延はデコーダ
中の帯域巾制限回路８０のスペクトル情報を制限
する帯域巾によつて起こされる時間遅延を補償す
る。 オーデイオと対応したスペクトル情報とが同期
してデコーダと後処理回路とに同時に達すると、
帯域巾制限回路８０によつて起こされた時間遅延
によつてオーデイオはデエンフアシスを制御する
ために帯域巾を制限されたデエンフアシス制御信
号が得られる前に最適デエンフアシス回路７８に
達する。そうするとデコーダ中で遅延回路はオー
デイオが適当な時間にデエンフアシス回路７８に
達するようにオーデイオを遅延させることが要求
される。上記のようにしてエンコーダ内でオーデ
イオと対応したスペクトル情報との間のタイミン
グを変えることによつてデコーダ内に遅延回路を
設ける必要性が除去され、デコーダのコストが低
減される。 第２Ａ，２Ｂ図のエンコーダ／デコーダシステ
ムの目的の１つは、伝送の後に回復されたアナロ
グオーデイオ出力信号が入力オーデイオと実質的
に同じになるようにアナログオーデイオ信号を媒
体を経て伝送することである。この目的を達成す
るために第２Ａ図のエンコーダの最適デルタ変調
器２２と最適デルタ変調器４２とは実質的に互い
に相補的である。さらに、変調器２２および復調
器４２に印加されたステツプサイズ制御信号は実
質的に同じで、対応したオーデイオ信号に関して
実質的に同じタイミング関係で変調器と復調器と
に印加されるので、適用された変調と復調とは相
補的である。言い換えると、オーデイオ信号に対
するステツプサイズ制御信号がオーデイオ信号が
変調器２２に達する時間ｔ前または後に印加され
ると、それはオーデイオ信号が復調器に達する実
質的に時間ｔ前または後に復調器４２に達しなけ
ればならない。これによつて確実に変調と復調と
が実質的に相補的になる。同様に、前処理回路と
後処理回路も互いに実質的に相補的である。エン
フアシス制御信号とデエンフアシス制御信号とは
実質的に同じで、オーデイオに関してプリエンフ
アシスとデエンフアシスを行なうについて実質的
に同じタイミング関係を持つので、施されたプリ
エンフアシスとデエンフアシスとは実質的に相補
的である。 しかし相補的に対する上記の要請が一般に満た
された後にはエンコーダ／デコーダシステムはタ
イミング誤差について許容度が高い。ステツプサ
イズ、プリエンフアシス、およびデエンフアシス
制御信号はエンコーダおよびデコーダでゆつくり
とだけ変化することができるので、エンコーダお
よびデコーダによつて行なわれた最適変調、復
調、プリエンフアシス、およびデエンフアシスは
ゆつくりとだけ変化することができる。したがつ
て、上述の型と帯域巾制限立上り時間の数パーセ
ントのオーダ（程度）とのタイミング関係の不整
合によつて変調と復調とは相補関係から大巾には
ずれることはない。同様に、そのようなオーダの
タイミング関係の不整合によつてプリエンフアシ
スとデエンフアシスとが相補関係から大巾にはず
れることはない。 最適プリエンフアシスおよびデエンフアシス回
路５６，７８の特性は第３Ａ，３Ｂ図に示してあ
る。第３Ａ，３Ｂ図および以下の説明における特
定の周波数と利得とは例示のためのものにすぎ
ず、回路５６，７８の特性はそれによつて限定さ
れるものでないことを理解されたい。或る点にお
いてはプリエンフアシスおよびデエンフアシス特
性は可変コーナ周波数を持つフイルタによつて高
周波ノイズを低減させる周知の型の「スライデイ
ングバンド」回路に類似である。信号レベルが高
くなるにつれて「スライデイングバンドア」回路
のフイルタコーナ周波数は連続的に上方に移動し
て増巾されカツトされた帯域を狭める。このよう
な回路の例は米国特許RE第28426号、第4072914
号、および第3934190号に示されている。 回路５６のプリエンフアシス特性は第３Ａ図の
それぞれプリエンフアシス特性曲線８６，８８，
９０，９２，９４，９６の８６ａ，８８ａ，９０
ａ，９２ａ，９４ａ，９６ａに示される可変周波
数も持つ。第３Ｂ図のデエンフアシス曲線８４′
〜９６′はそれぞれ曲線８４〜９６に対して相補
的で可変周波数８６a′〜９６a′を持つ。これらの
可変周波数はまた入力オーデイオの関数として連
続的に移動する。しかし、「スライデイングバン
ド」回路と違つて、この連続的移動は、高周波信
号のレベルによつてではなく、入力オーデイオの
スペクトル内容によつて以下に説明するようにし
て決定される。上記の「スライデイングバンド」
回路においては、可変コーナ周波数より高い周波
数を持つ信号成分は増巾（またはカツト）され、
コーナ周波数より低い周波数を持つ信号成分は変
らない。可変周波数より高い周波数を持つ信号は
各曲線９０〜９６に対して第３Ａ図に示すように
回路５６によつて増巾されるが、信号が除去され
るスペクトル領域がある。同様に各デエンフアシ
ス曲線９０′〜９６′に対して信号が増巾されるス
ペクトル領域がある。回路５６の詳細な特性は以
下に説明する。 説明のためにまず、入力オーデイオの主信号成
分は周波数スペクトルの或る領域に集中している
と仮定する。オーデイオ入力信号が大部分低およ
び中間周波数エネルギ、たとえば500Hz以下の周
波数領域に集中しているときには、最適プリエン
フアシス回路５６は応答８４を持ち、500Hzより
高い周波数の信号だけを増巾する。500Hz以下の
周波数を持つ主信号は実質的に変らない。最適デ
ルタ変調器４２からのオーデイオ信号が最適デエ
ンフアシス回路７８に達したとき、量子化ノイズ
の高周波成分は第３Ａ，３Ｂ図に示す曲線８４に
相補的な特性８４′を持つ最適デエンフアシス回
路によつて低減される。500Hzより高い高周波ノ
イズはそれによつて十分低減されるので、可聴ノ
イズ変調ははるかに低下される。500Hzより低い
低および中間周波ノイズは信号によつてマスクさ
れる。 入力オーデイオ信号の周波数が上がつて主信号
成分が約500Hz〜2kHzに集中すると、スペクトル
解析回路５２からのエンフアシス制御信号は最適
プリエンフアシス回路５６の周波数応答に８４か
ら８６または８８に移動させる。最適プリエンフ
アシス回路のこのようなダイナミツク作用によつ
て最適デルタ変調器のステツプサイズの望ましく
ない増大が防止されるが、以後の相補的デエンフ
アシスによつて入力信号の周波数より高い周波数
のノイズは低減される。低周波ノイズはまだ可聴
問題ではない。 形８４，８６，８８の周波数応答（すなわち移
動高周波増巾）は、入力オーデイオ信号の主スペ
クトル成分が２または3kHzより低いとき、ノイ
ズの低減に満足すべきものである。これらの主ス
ペクトル成分より高い周波数ノイズは上記のよう
に低減される。これより低い周波数のノイズは信
号によつてマスクされる。入力オーデイオ信号の
主スペクトル成分が高周波（たとえば3kHz以上）
のときは、そのような移動増巾応答は、低および
中間周波ノイズは信号によつてマスクされないの
で、ノイズの低減に対して満足すべきものではな
い。これらの信号条件の下においては高周波増巾
の効果は最適デルタ変調器２２および復調器４２
に用いられるステツプサイズを増大させること
で、広帯域量子化ノイズが増大する。以後の相補
的高周波カツトはこの増大したノイズの低周波部
を低減させない。したがつて低周波ノイズは入力
オーデイオ信号の高周波成分の変化によつて変調
される。この条件下においては、入力オーデイオ
の主信号成分が集中されるスペクトル領域に対し
て最適プリエンフアシス回路５６の高周波増巾を
第３Ａ図のそれぞれの曲線９０ｂ，９２ｂ，９４
ｂ，９６ｂとして示されるデイツプのようなカツ
トに変換することが望ましい。したがつて、入力
オーデイオ信号の主スペクトル成分の周波数が上
昇すると、最適エンフアシス回路５６の周波数応
答は曲線８４，８６，８８を通つて曲線９０，９
２，９４，９６に移動する。 主信号成分が5kHz付近のように高周波数に集
中するとき、5kHz付近の高周波ノイズはマスク
される。これによりさらに高い周波数におけるノ
イズはマスクされず、上記のようにして低周波ノ
イズも低減させながらそのようなノイズを低減さ
せることが望ましい。したがつて可変周波数より
高い周波数における曲線９０，９２，９４，９６
は高周波シエルフの形を保つ。第３Ａ図に示すよ
うに、曲線８４，８６，８８は高周波における同
じ一定の利得（たとえば20デシベル）に収束す
る。第３Ａ図には明確には示されていないが、曲
線９０〜９６ももつと高い周波数における同じ一
定の利得に収束する。それぞれプリエンフアシス
曲線８４〜９６に対応する相補的デエンフアシス
曲線８４′〜９６′を第３Ｂ図に示す。これらはプ
リエンフアシス曲線のそれと実質的に等しい可変
周波数８６a′〜９６a′を持つ。デエンフアシス曲
線９０′〜９６′は第３Ａ図のプリエンフアシス曲
線のデイツプ９０ｂ〜９６ｂに対応するピーク９
０b′〜９６b′を持つ。 曲線９０〜９６の全体的な効果を次に説明す
る。主信号成分のスペクトル領域におけるデイツ
プを持つプリエンフアシス曲線はステツプサイズ
を減少させ、したがつてエンコーダ／デコーダシ
ステムから発生する広帯域ノイズを減少させる。
それ以後のデエンフアシスのピーク９０b′，９２
b′，９４b′，９６b′は所望の主信号成分を取り出
し、元の振巾にもどす。デエンフアシスはまた可
変周波数より高い周波数の信号を除去し、きわめ
て高周波のノイズを低減させる。したがつて低減
された低周波ノイズレベルは保存され、高周波ノ
イズはマスクされ、きわめて高周波のノイズは低
減される。 上記の説明において、入力オーデイオの主信号
成分は周波数スペクトルの或る領域に集中してい
ると仮定された。そのような入力信号は事実最も
重要な場合である。信号スペクトル成分がもつと
分布しているときは、それらのマスキングはもつ
と多くのノイズをカバーし、プリエンフアシス曲
線の形は重要性がより低い。信号スペクトル成分
が周波数スペクトルの２つの領域に分布している
と、プリエンフアシス曲線はスペクトル成分がそ
の２つの領域の間の領域に分布している場合の曲
線と似ている。 帯域巾制限回路２４，４６，５４，８０はステ
ツプサイズとスペクトル制御信号とを数10または
数100Hzの帯域巾内に制限する。したがつて制御
信号は数ミリセカンドの立上り時間を持つことが
できる。遅延回路２０，５８によつて導入される
遅延はしたがつて帯域巾制限によつて決定される
制御信号の立上り時間に実質的に等しくなるよう
に選択される。適当な値は５〜20ミリセカンドの
範囲である。制御Ａ−ＤおよびＤ−Ａ変換器２
６，４４，７２，７６は単純なデルタまたはデル
タシグマ変調器および数キロビツト／秒で作動す
る変調器でよい。テレビジヨン音声の用途におい
ては便利な値は水平周波数の半分、約7.8kHzであ
る。 装備およびエンコーダとデコーダとの間のより
よいトラツキングの便利のために、エンコーダ１
０中の帯域巾制限回路５４にはいる信号はスペク
トル解析回路５２の出力の代りに情報ビツトスト
リーム８２から導出することができる。この構成
は第４図に示し、最適プリエンフアシス回路５
６、制限回路５４、およびＡ−Ｄ変換器７２は図
示のように配置変えする。局部Ｄ−Ａ変換器１０
０はビツトストリーム８２からのデジタルステツ
プサイズ情報をアナログエンフアシス制御信号に
変換する。第４図の回路構成はＡ−Ｄ変換器７２
がデルタシグマ変調を用いるとき特に有利で、局
部Ｄ−Ａ変換器１００はＡ−Ｄ変換器内に既に含
まれているので余分の局部Ｄ−Ａ変換器は必要な
い。同様に、最適デルタ変調器回路２２に供給さ
れたステツプサイズ情報はステツプサイズ情報ビ
ツトストリーム２８から導出することができる。
これはＡ−Ｄ変換器２６がデルタシグマ変調を用
いるとき有利である。 最適デルタ変調器に印加されたステツプサイズ
制御信号の帯域巾を制限するのに帯域巾制限回路
４６を用いる代りに、Ｄ−Ａ変換器４４が帯域巾
制限回路を含んでもよい。同様に、帯域巾制限回
路８０は、Ｄ−Ａ変換器７６が同様に帯域巾が制
限されると、除去することができる。 ビツト誤差の効果は大および小ステツプサイズ
の両方に対して類似の対数的大きさの利得誤差で
あることが望ましいので、デジタルビツトストリ
ーム２８がステツプサイズの対数を含むようにＡ
−Ｄ変換器２６とＤ−Ａ変換器４４とを設計する
ことが好ましい。同様に、スペクトル情報ビツト
ストリームはスペクトル情報の対数を含むのが好
ましい。対数回路および指数回路が不都合な実施
例においては平方根または立方根のようなステツ
プサイズの何らかの他の非線形関数を含むものが
もつと実際的である。そのような関数はシステム
のダイナミツクレインジにわたつて完全に一様な
利得誤差は与えないが変化の大きさは線形関数か
ら得られるものよりはるかり小さい。 オーデイオ情報の伝送について上に論じたのと
同じ理由で、低ビツト率（数）の伝送においてス
テツプサイズ情報とスペクトル情報とを含み、低
コストで装備することができるエンコーダ／デコ
ーダシステムを設計することが望ましい。変換器
２６，４４，７２，７６のＡ−ＤおよびＤ−Ａ変
換の形式の選択においてはステツプサイズ情報の
伝送に対して低ビツト率になるものを選択するこ
とが望ましい。このビツト率はオーデイオデート
の伝送のビツト率に比較して小さいのが好まし
い。変換器２６，７２，４４，７６によつて行な
われるＡ−ＤまたはＤ−Ａ変換はPCM、デルタ
変調、デルタシグマ変調を含む多くの形式の１つ
である。PCMシステムは低ビツト率を要求する
が、変換器にはPCMを用いることは望ましくな
ので高価な変換器を用いなければならない。デル
タシグマ変調はPCMより幾分高いビツト率（５
〜10キロビツト／秒の程度）を必要とするが、簡
単に低コストで装備される。さらに、デルタシグ
マ変調に必要なビツト率はオーデイオデータの伝
送のビツト率（200〜300キロビツト／秒の程度）
に比較してなお低い。したがつて、以下に論じる
好ましい実施例においてはデルタシグマ変調を用
いる。デルタシグマ変調の説明はレイモンドスチ
ール（Raymond Steele）著「デルタ変調システ
ム」（Delta Modulation System）、ロンドンの
ペンテクプレス社（Pentech Press Limited）よ
り1975年発行、に見られる。 第５図は本発明の好ましい実施例であるデコー
ダシステムの構成図である。回路のたいていの構
成要素の特性は第５図に示す。このシステムは消
費者用として特に適している。最適デルタ変調器
すなわちオーデイオデコーダ４２はパルス高変調
器２０２と漏れ積分器２０４とを含む。パルス高
変調器２０２はオーデイオデータビツトストリー
ムに応じてステツプサイズ制御信号Vssを＋１ま
たは−１倍し、その結果を漏れ積分器２０４に供
給する。漏れ時定数は約0.5ミリセカンドで、約
300Hzのしや断周波数に相当する。積分器は得ら
れた信号を積分してアナログオーデイオ信号を発
生する。漏れ時定数に対応する周波数より低い周
波数においてはシステムは厳密にはデルタではな
くてデルタシグマ変調である。 第２Ａ図において、最適デルタ変調器２２もデ
コーダにおけるものとほとんど同じしや断周波数
を持つ漏れ積分器（図示しない）を含む。ステツ
プサイズ導出装置１８はしや断周波数より高い周
波数を持つオーデイオ入力の信号成分のこう配と
しや断周波数より低い周波数を持つ信号成分の振
巾とを表わす制御信号を導出することにより前処
理された入力オーデイオ信号に応答するこう配検
出器でよい。 好ましい実施例においては、ステツプサイズま
たはこう配データは必要なステツプサイズまたは
こう配の対数の形でデルタシグマ変調によつて伝
送される。したがつてこう配データはこう配デコ
ーダ２０５においてこう配電圧の帯域巾（したが
つて立上り時間）およびリツプルを決定する低域
フイルタ２０６（第２Ｂ図のＤ−Ａ変換器４４お
よび帯域巾制限回路４６に対応する）を通ること
によつてデコードされる。好ましい実施例におい
てはステツプサイズ制御信号Vssに約50Hzの帯域
巾に対応する約10ミリセカンドの立上り時間を持
たせる３極L.P.（低域）フイルタが用いられる。
こう配電圧はそれからたとえばバイポーラトラン
ジスタでよい指数器２０８または真数回路に印加
される。ビツトストリーム（またはL.P.フイルタ
の立上り時間にわたつて測定された衝撃係数）の
正規化平均レベルをｙと書くと、 Vss＝V0exp（ky）となる。ここでV0およびｋは特定の装備に適し
た定数である。ｋの実際の値が10ln2であると、
この定数は、ｙが0.1増加するごとにステツプサ
イズを6dB増加させる。ｙは０〜１の範囲にある
ので、Vssの結果的な最大の可能な範囲は60dB
である。 対数形のこう配情報の伝送によつてこう配デー
タビツトストリームに含まれるダイナミツクレイ
ンジは約50dBから約19dBへ減少し、ビツト誤差
の効果はダイナミツクレインジにわたつてもつと
一様に広がる。VssはL.P.フイルタ２０６によつ
て約50Hzの帯域巾に限定されるので、ビツト誤差
は出力オーデイオのゆつくりした無作為の振巾変
調を行なわせる。こう配データビツトストリーム
中の誤差によつて発生された可聴妨害は無視でき
る。およそ100中１までの補正されないビツト誤
差率によつて発生される音楽やスピーチの妨害は
ほとんど感知されないことがわかつた。 したがつてL.P.フイルタはデジタルこう配デー
タをアナログデータに変換し、その帯域巾を制限
する。したがつてL.P.フイルタ２０６は第２Ｂ図
のＤ−Ａ変換器４４と帯域巾制限回路４６との両
方の作用をする。第２Ａ，２Ｂ，５図において、
遅延装置２０による遅延によつてフイルタ２０６
はパルス高変調器２０２が対応したオーデイオデ
ータを受け取る前にこう配データを受け取る。こ
の時間差はVssの約10ミリセカンドの立上り時間
を補償する。このようにしてデコーダ中における
遅延回路の必要性が除去される。 第３Ｂ図は第３Ａ図のプリエンフアシス曲線に
相補的なデエンフアシス曲線を示す。この種の応
答を合成する多くの方法がある。第５図のスライ
デイングバンドエンフアシス回路７８はデエンフ
アシス特性の実際的な１つの装備を示す。第５図
のすべての回路ブロツクのシステム定義と満足な
結果を与える１組の定数値とを以下に示す：漏れ積分器２０４ １／１＋sT0３極L.P.フイルタ２０６，２１４ （１／１＋sT4）3指数器２０８（こう配デコーダ） V0exp（kx）指数器２１６（スペクトルデータ） f0exp（kx）スライデイングバンドデエンフアシス７８ 〔10sT1／１＋sT1＋１＋sT2／１＋sT3〕-1固定デエンフアシス１１８ １／１＋sT5 ｓは複素周波数T0＝0.5ミリセカンドT1はスライデイングバンドデエンフアシスの可
変周波数f1がf1＝１／（2πT1）＝f0exp（kx）で与えられるよう
に可変であるT2＝５マイクロセカンドT3＝50マイクロセカンドT4＝２ミリセカンドT5＝25マイクロセカンドf0＝4kHzV0はオーデイオデコーダの設計に適するスケー
ル因子ｘおよびｙはそれぞれのビツトストリームの正規
化された平均レベル、すなわち３極L.P.フイルタ
の平滑時間にわたつて測定された１の比率ｋ＝10ln2＝6.93 ３極フイルタ２１４および指数器２１６を含む
スペクトルデコーダ２１２は実質的にこう配デコ
ーダと同じである。それは上に定義した所望のス
ライデイングバンドデエンフアシスf1の可変周波
数の対数を含むスペクトルデータ入力の正規化さ
れた平均レベル見つけ出す。f1は第３Ａ，３Ｂ図
の可変周波数８６ａ〜９６ａ、８６a′〜９６a′と
異なる。スペクトルデコーダは平均レベルの指数
または真数を発生し、得られた電圧または電流を
スライデイングバンドデエンフアシス回路７８に
印加する。エンフアシス制御信号は伝送において
こう配データ制御信号よりビツト誤差による影響
のされ方が小さい。 デルタ変調システムにおいてはサンプリング
（抜き取り）頻度は情報理論で要求される最小の
ものより大巾に大きい。出力中の非オーデイオス
ペクトル成分はオーデイオバンドより大巾に高い
周波数で、フイルタ１１８のような基本的L.P.フ
イルタが必要なだけである。 第６図は第５図のシステムの可能な装備を示す
概略的回路図である。第６図に示すように、スラ
イデイングバンドデエンフアシス回路７８は固定
特性のメインパス７８ａを可変特性の他のパス７
８ｂと並列に用いる。上記他のパスの可変特性は
可変抵抗器２５２の抵抗によつて制御される。可
変抵抗器はスペクトルデコーダ２１２からのエン
フアシス制御信号によつて制御される。ダイナミ
ツクレインジの組織的な圧縮または伸長はない。
上記他のパスは最終的には入力オーデイオのスペ
クトルによつて制御される。 第２Ｂ図において、ステツプサイズとエンフア
シス制御信号との帯域巾を制限することによりデ
ルタ変調器４２およびデエンフアシス回路７８の
特性はゆつくりと変ることができるだけである。
それらはゆつくり変る特性を持つので、デルタ変
調器とデエンフアシス回路とは線形または準線形
になる。変調がデエンフアシスの前になされるか
その逆であるかいついてほとんど差がない。デコ
ーダシステムのこの線形または準線形の特徴は第
５図の好ましい実施例の場合にさらに明白にな
る。オーデイオビツトストリームにパルス高変
調、漏れ積分、スライデイングバンドエンフアシ
ス、および固定デエンフアシスの４つの処理がな
される。これら４つはすべて線形または準線形な
のでこれらはどの順序でも行なうことができる。 第５図においては、パルス高変調器２０２は、
電圧Vssの符号をオーデイオビツトストリームの
状態に依存して切り替えさえすればよいので、比
較的簡単な回路でよい。したがつて変調切２０２
は消費者用デコーダに対しては低コストでつくる
ことができる。しかし、異なる点、たとえばスラ
イデイングバンドデエンフアシスの後で固定デエ
ンフアシスの前におけるオーデイオデータとステ
ツプサイズ制御信号との乗算にはオーデイオ出力
の質が改善されるという利点がある。これは放送
局および他の専門的装置における用途に対して望
ましい。乗算はもつと複雑で第５図の装置に適し
たパルス高変調器よりコストが高い回路で行なわ
れなければならないが、専門的用途に対する質の
改善によつてコストがさらに高くなる。異なる点
におけるオーデイオデータの乗算は、４つの処理
は上記のような実効的に線形なので、許される。
４つの処理のすべてのこのような可能な構成は本
発明の範囲にはいる。 こう配およびスペクトルデコーダ２０５，２１
２内に単一の３極フイルタを用いて代りに、指数
器２０８，２１６の出力を波するものにもう１
つの単極フイルタを用いるなら、双極フイルタを
用いることができる。したがつて波は２つのス
テツプに分割することができる。１つは指数化の
前、他方はその後である。こう配またはスペクト
ルデータを指数化の前に波するフイルタがフイ
ルタ出力中のリツプルをその平均レベルの数パー
セントに限定するかぎり任意の構成のフイルタを
用いることができる。 本発明と上記の共願の発明とはオーデイオビツ
トストリームの伝送ビツト率を同程度の性能を持
つ伸縮されたPCMシステムに要求されるビツト
率と同程度かそれよりいぶん低い伝送ビツト率に
低減させる。本発明のエンコーダ／デコーダシス
テムに対する伝送ビツト率は200または300キロビ
ツト／秒の範囲内にある。スペクトルおよびステ
ツプサイズ情報の伝送は約10または20キロビツ
ト／秒を必要とし、本発明のエンコーダ／デコー
ダシステムに要求される全伝送ビツト率を大巾に
増加させない。しかし第２Ａ，２Ｂ図のエンコー
ダ／デコーダシステムはデルタ変調システムの利
点を保持する。本発明はビツト誤差の妨害効果を
減少させ、多くの用途において除去する。本発明
および本発明の構成要素は高い許容誤差を持つ。
受信装置（デコーダ）は安価である。本システム
はチヤンネル容量の使用に有効なので、もつと余
分のチヤンネルがあつてチヤンネルを増加させる
融通性があるかビデオ信号のような他の信号にも
つと広い帯域巾が得られる。伝送装置（エンコー
ダ）の特別の注意を必要としないか非相補的信号
処理を使用する必要がない。 当業者には、ここに述べた原理は最適デルタ変
調だけでなく、他の最適Ａ−ＤおよびＤ−Ａコー
デイングシステム、たとえば可変基準電圧を持つ
デルタシグマ変調、二重積分デルタ変調、および
PCMシステムにも適用できることは明らかであ
ろう。 以上本発明をオーデイオ信号を処理し伝送する
ものとして説明したが、他の信号の処理と伝送に
も同じく使用できることを理解されたい。回路装
備と方法との上記の説明は単に例示的なものであ
つて、方法と装備との構成または他の詳細の種々
の変化は特許請求の範囲にはいる。 The present invention relates generally to emphasis and de-emphasis circuits, and more particularly to circuits that reduce noise by changing the spectral content of a signal. Many optimal (adaptive) A-D and D-
In A coding systems, the step size used increases with the level of the input signal. Since quantification or quantization noise increases with step size, such an optimal system has quantization noise that increases with input signal level. This is known as noise modulation. The effects of noise modulation are disturbing in many applications such as high definition audio. It is a characteristic of human hearing that spurious spectral information is much harder to hear when its frequency is close to the desired audio signal. When the spurious energy is far away from the desired audio signal frequency, it is much easier to hear. Therefore, where the noise level is a function of the input signal level, it is especially important to reduce noise that is far away in frequency from the desired audio signal. Conventional noise reduction systems have been used to reduce audible noise using optimal emphasis and de-emphasis. One common system uses fixed emphasis to amplify the high frequency signal and complementary de-emphasis to remove this signal. When such emphasis and de-emphasis are used to reduce audible noise that increases with signal level, and when the dominant signal is a high frequency signal, low frequency noise increases. Fixed high frequency emphasis and de-emphasis are therefore unsatisfactory in reducing such noise. A well-known type of circuit called a "slider-in-band" circuit uses a filter with a variable corner frequency to reduce audible high frequency noise. As the level of the high frequency signal increases, the corner frequency of the filter moves higher, narrowing the amplified and cut band. Examples of such circuits are shown in US Pat. The movement of the filter corner frequency depends on both the amplitude and frequency of the input signal. Using such "sliding band" type circuits to reduce audible noise as a function of input signal level also increases low frequency noise when the main spectral components of the input signal are at very high frequencies. .
Although such problems are not as severe as with high frequency fixed emphasis and de-emphasis, "sliding band" type circuits are quite unsatisfactory in reducing noise that increases with signal level. In order to reduce noise whose level is a function of the input signal level, the present invention uses different spectral components of the input signal to recover (multiplex) an output signal that is substantially similar to the input signal. It is based on the fact that it can be varied depending on the spectral composition of the input signal by emphasizing and then complementary de-emphasizing.
The spectral emphasis and de-emphasis circuits of the present invention are particularly advantageous in reducing audible quantization noise in many optimal AD and DA coding systems. The apparatus of the invention includes circuitry for changing the spectral composition of an input signal and circuitry for restoring the spectral composition of the signal. The circuit for changing the spectral composition of the input signal includes apparatus for analyzing the relative spectral composition of the input signal and identifying regions in the frequency spectrum in which the major components, if any, of the input signal are concentrated. The analyzer generates a limited bandwidth emphasis control signal indicative of the spectral composition and region. The circuit further includes an apparatus for generating an output signal in response to an emphasis control signal that changes the spectral composition of the input signal by subjecting the spectral components to an emphasis that varies in magnitude as a function of the emphasis control signal. A circuit that recovers the spectral composition of an input signal is
The altered signal and spectral information of the signal are received from the circuit that alters the spectral composition via a transmission medium that restores the spectral composition of the signal. The recovery device includes a device for generating a de-emphasis control signal from the spectral information that recovers the spectral composition of the signal by applying de-emphasis to the altered spectral components of the signal as a function of the de-emphasis control signal. De-emphasis performed by the recovery device is substantially complementary to emphasis performed by the spectral composition altering circuit. In one embodiment of the recovery circuit,
The de-emphasis control signal is bandwidth limited before being used to control the de-emphasis applied to reduce noise generated by transmission errors. In a second embodiment, the spectral information is received by the recovery circuit for a predetermined, substantially fixed period of time prior to the altered signal. Due to this time, the bandwidth of the de-emphasis control signal of the recovery circuit is limited by compensating for the time delay caused by the bandwidth limitation, so that the bandwidth-limited de-emphasis control signal is changed. A device is provided that deemphasizes the signal substantially simultaneously. Other features of the invention relate to special emphasis and complementary de-emphasis that reduce noise introduced by a medium when applied to the medium, the noise level of which is a function of the signal level of the medium. In this feature, an emphasis control signal is generated to indicate the spectrum of the input signal and the regions, if any, in the frequency spectrum where the major components of the input signal are concentrated. The modification circuit is a device that, in response to an emphasis control signal, emphasizes spectral components by amplifying components with frequencies higher than the variable frequency, but excluding or substantially unchanged components having frequencies lower than the variable frequency. including. This variable frequency is a characteristic of the device applying the emphasis. It increases in frequency substantially continuously as the frequency of the main signal component of the input signal increases, so that it is higher than the frequency of the main signal component. The recovery circuit has characteristics that are substantially complementary to those of the modification circuit. These properties of the modification and recovery circuits are particularly advantageous for reducing noise that increases with signal level and frequency of the signal. Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The spectral composition modification and recovery circuit of the present invention is particularly suited for reducing noise as a function of signal level. An AD and DA conversion system in which the noise level increases with the signal level will be described below. This explanation provides a desirable background for understanding the present invention. 2A and 2B are block diagrams of an optimal AD encoder and DA decoder system including pre-processing and post-processing circuits for modifying and restoring the spectral composition of a signal in accordance with the present invention. The derivation, transmission, and processing of step size information in encoder/decoder systems is the subject of a joint application. The immediate discussion regarding step size determination stemmed from this joint application. ADM encoder/decoder system (codec)
The noise and distortion that comes out depends on the varying audio input signal and step size.
Consider a codec that handles a single sine wave. The output noise and distortion as a function of step size are
It changes as qualitatively shown in the figure. In region A, the step size is too large. This generates excessive quantization noise. In region B, the step size is too small and the system is overloaded, resulting in high noise and distortion. Specific input conditions C
There is an optimal value for the step size. For each short-time segment of real audio there is a curve and an optimal step size as shown in FIG. In a normal output control ADM system, the step size actually takes an optimum value, but in most time domain A, it shifts to domain B when there is a transient signal. The aim of the invention is to design an ADM system that operates as much as possible in region C and so that the delta modulator is fully loaded. This is possible because the step size determination is made in the encoder and is input controlled as described below. FIG. 2A is a block diagram of an encoder showing an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2A, the analog audio input signal 12 is passed through a reduction filter 14 to determine the overall audio bandwidth of the analog input signal. Typically such bandwidth is
It is 15kHz. The analog input signal then passes through preprocessing circuitry 16. The function of preprocessing circuit 16 is discussed below. After being preprocessed, the analog audio input signal is sent to step size derivation circuit 18 and delay circuit 20. In one particular application, step size derivation circuit 18 includes a gradient detector that detects the time derivative or gradient of the audio input signal. The gradient detector is an optimal delta modulator 22
A control signal representing the step size used for the step is generated. The control signal is limited by a bandwidth limiting circuit 24 and then applied to an optimal delta modulator 26. A/D converter 26 converts the step size control signal into a bit stream of digital signals having step size information. After being delayed in delay circuit 20, the audio input signal is converted into a bit stream of digital audio signal by optimal delta modulator 22 according to the step size indicated by bandwidth limited step size control signal 45. is converted to The audio bitstream and step size information bitstream are then transmitted to the decoder of FIG. In one particular example, encoder 10 is a component of a broadcast station that transmits an audio bit stream and a step size information bit stream to an encoder in a listener's system. delay circuit 20
and bandwidth limiting circuit 24 are discussed below after a brief description of the decoder in FIG. 2B. FIG. 2B is a block diagram of a decoder illustrating a preferred embodiment of the present invention. As shown in FIG. 2B, the decoder 40 receives the transmitted digital audio bit stream 30 through an optimal delta modulator 42.
and a DA converter 44 for receiving the digital step size information bitstream 28. D-
A converter 44 converts the digital bitstream to an analog step size control signal that is sent to bandwidth limiting circuit 46. After the bandwidth is limited, the step size control signal is provided to the optimal delta modulator 42. The optimal delta modulator 42 converts the audio bit stream into a bandwidth limiting circuit 4.
The analog audio output signal is generated in accordance with the bandwidth limited step size control signal from 6. Bandwidth limiting circuit 24 of FIG. 2A limits the bandwidth of the step size control signal applied to optimal delta modulator 22 so that the step size cannot change rapidly from one sample to the next. Similarly, the bandwidth limiting circuit 4
6 limits the bandwidth of the step size control signal applied to the optimal delta modulator 42. Therefore, if the transmission medium introduces bit errors in the step size information bitstream, such errors, after being converted to analog form by the DA converter 44, are converted to the optimal delta modulator 42. It is not possible to introduce a large error in the step size. The effects of transmission errors are thereby reduced. Therefore, the transducers 26, 44 can be constructed using inexpensive non-precision components, and the transmission of the step size information bitstream is highly susceptible to bit errors. Generation of a limited bandwidth step size control signal requires a finite amount of time. To compensate for this time, delay circuit 20 is configured such that the preprocessed analog audio input signal reaches optimal delta modulator 22 at the same time that the step size control signal for this input signal is obtained from bandwidth limiting circuit 24. Delay time. This is particularly advantageous when the slope of the input audio signal changes suddenly. Although step size information bitstream 28 and audio bitstream 30 are shown to be transmitted separately in FIGS. 2A and 2B, these two bitstreams can be distinguished from each other on one channel. It is to be understood that they can be transmitted together. Similarly, all three bit streams 28, 30, 82, if distinguishable from each other, can be transmitted on the same channel rather than on separate channels. The delay circuit 20 limits the bandwidth of the audio bitstream signal, which is a representation of a particular analog signal, by introducing a time delay that also compensates for the time delay caused by the decoder's bandwidth limiting circuit 46. When the stepped step size control signal is obtained from circuit 46, it reaches the delta modulator. In this manner, the need for delay circuitry within the decoder to compensate for time delays caused by the bandwidth limitations of the step size control signals at the decoder is eliminated and the decoder circuitry is simplified. This is particularly advantageous in reducing the cost of consumer decoder equipment. Next, the invention of the present application will be explained. preprocessing circuit 16,
Post-processing circuitry 96 and other related circuit components are indicative of the present invention. Since the step size in AD and DA conversion varies, the amplitude of the noise is modulated depending on the step size. This noise modulation is undesirable for many applications such as high definition audio equipment. Noise modulation is reduced by pre-processing circuit 16 and post-processing circuit 96 when these circuits are combined with A-to-D converter 72 and digital delay circuit 74 of FIG. 2A.
Preprocessing circuit 16 includes spectral analysis circuit 52, bandwidth limiting circuit 54, optimal pre-emphasis circuit 56, and delay circuit 58 of FIG. 2A. Post-processing circuit 96 includes a DA converter 76, an optimal de-emphasis circuit 78, and a bandwidth limiting circuit 78. Spectrum analysis circuit 52 analyzes the audio input signal and generates an emphasis control signal. The generated emphasis control signal is a function only of the spectrum of the input audio and is substantially independent of the amplitude of the input audio. The emphasis control signal is then limited by a bandwidth limiting circuit 54 and applied to an optimal pre-emphasis circuit 56. Optimal pre-emphasis circuit 56 amplifies or amplifies and removes different frequency components of the input audio signal by an amount as a function of the emphasis control signal. Because the emphasis control signal is bandwidth limited, the frequency response of optimal pre-emphasis circuit 56 does not change abruptly from sample to sample. Bandwidth limiting circuit 80 reduces the effects of bit errors introduced by the transmission medium in a manner similar to bandwidth limiting circuit 46 described above. 2A and 2B, delay circuit 58 introduces a time delay to pre-emphasis circuit 56 to
The adaptation is completed before the audio input signal is provided. The preprocessed audio input signal is provided to delay circuit 20 and optimal delta modulator 22 as described above. The emphasis control signal from spectral analysis circuit 52 is converted to digital bitstream-bearing spectral information by analog-to-digital converter 72 and delayed by digital delay circuit 74 for a time substantially the same as the delay by delay circuit 20. . Comparing the timing relationship between the audio and the spectral information bitstream, the audio signal in the audio bitstream is delayed by the delay circuit 5.
8 and 20, the corresponding spectral information signal for this audio signal is delayed only by the digital delay circuit 74. As a result, the audio is delayed with respect to the corresponding spectral information by the delay time provided by delay circuit 58, so that the spectral information is delivered to the decoder and post-processing circuit 96 of FIG. 2B at the proper time before the corresponding audio signal. to change the amplitude of the various frequency components of the audio signal in a manner complementary to that of the optimal pre-emphasis circuit 56. Other requirements for complementarity are discussed below. The time delay introduced into the encoder by circuit 58 compensates for the time delay caused by the bandwidth limiting the spectral information of bandwidth limiting circuit 80 in the decoder. When the audio and the corresponding spectral information reach the decoder and post-processing circuit simultaneously in synchronization,
The time delay introduced by the bandwidth limiting circuit 80 causes the audio to reach the optimal de-emphasis circuit 78 before a bandwidth-limited de-emphasis control signal is available to control the de-emphasis. A delay circuit in the decoder is then required to delay the audio so that it reaches the de-emphasis circuit 78 at the appropriate time. By varying the timing between the audio and the corresponding spectral information within the encoder as described above, the need for delay circuitry within the decoder is eliminated, reducing the cost of the decoder. One of the purposes of the encoder/decoder system of Figures 2A and 2B is to transmit an analog audio signal through a medium such that the analog audio output signal recovered after transmission is substantially the same as the input audio. be. To this end, optimal delta modulator 22 and optimal delta modulator 42 of the encoder of FIG. 2A are substantially complementary to each other. Further, the step size control signals applied to modulator 22 and demodulator 42 are substantially the same and are applied to the modulator and demodulator in substantially the same timing relationship with respect to the corresponding audio signals, so that they are not applied. Modulation and demodulation are complementary. In other words, if the step size control signal for the audio signal is applied before or after the time t when the audio signal reaches the modulator 22, it will reach the demodulator 42 substantially before or after the time t when the audio signal reaches the demodulator. There must be. This ensures that modulation and demodulation are substantially complementary. Similarly, the pre-processing circuitry and post-processing circuitry are also substantially complementary to each other. Since the emphasis and de-emphasis control signals are substantially the same and have substantially the same timing relationship for performing pre-emphasis and de-emphasis on the audio, the pre-emphasis and de-emphasis applied are substantially complementary. However, once the above requirements for complementarity are generally met, the encoder/decoder system is more tolerant of timing errors. Since the step size, pre-emphasis, and de-emphasis control signals can only vary slowly at the encoder and decoder, the optimal modulation, demodulation, pre-emphasis, and de-emphasis performed by the encoder and decoder can only vary slowly. be able to. Therefore, a mismatch in the timing relationship between the types described above and on the order of a few percent of the bandwidth-limited rise time does not cause modulation and demodulation to depart significantly from their complementary relationship. Similarly, a mismatch in the timing relationships of such orders does not cause pre-emphasis and de-emphasis to deviate significantly from their complementarity. The characteristics of the optimal pre-emphasis and de-emphasis circuits 56, 78 are shown in Figures 3A and 3B. It should be understood that the specific frequencies and gains in FIGS. 3A and 3B and the following description are for illustrative purposes only, and the characteristics of circuits 56, 78 are not limited thereby. In some respects, the pre-emphasis and de-emphasis characteristics are similar to the well-known type of "sliding band" circuits that reduce high frequency noise by filters with variable corner frequencies. As the signal level increases, the filter corner frequency of the "sliding band door" circuit is continuously moved upward to narrow the amplified and cut band. Examples of such circuits are U.S. Patent RE 28426, No. 4072914.
No. 3934190. The pre-emphasis characteristics of circuit 56 are represented by pre-emphasis characteristic curves 86, 88 and 88, respectively, in FIG.
90, 92, 94, 96, 86a, 88a, 90
It also has variable frequencies shown at a, 92a, 94a, and 96a. De-emphasis curve 84' in Figure 3B
-96' are complementary to curves 84-96, respectively, and have variable frequencies 86a'-96a'. These variable frequencies also move continuously as a function of the input audio. However, unlike "sliding band" circuits, this continuous movement is determined not by the level of the high frequency signal, but by the spectral content of the input audio, as explained below. "Sliding band" above
In the circuit, signal components with frequencies higher than the variable corner frequency are amplified (or cut);
Signal components with frequencies below the corner frequency remain unchanged. Although signals with frequencies higher than the variable frequency are amplified by circuit 56 as shown in FIG. 3A for each curve 90-96, there are spectral regions in which the signals are removed. Similarly, for each de-emphasis curve 90'-96' there is a spectral region in which the signal is amplified. The detailed characteristics of circuit 56 are discussed below. For purposes of explanation, it is first assumed that the main signal components of the input audio are concentrated in a certain region of the frequency spectrum. When the audio input signal is concentrated mostly in low and intermediate frequency energy, for example in the frequency range below 500 Hz, the optimal pre-emphasis circuit 56 has a response 84 and amplifies only signals at frequencies above 500 Hz. Main signals with frequencies below 500Hz remain virtually unchanged. When the audio signal from the optimal delta modulator 42 reaches the optimal de-emphasis circuit 78, the high frequency components of the quantization noise are reduced by the optimal de-emphasis circuit having a characteristic 84' complementary to the curve 84 shown in FIGS. 3A and 3B. Reduced. High frequency noise above 500Hz is thereby sufficiently reduced, so that the audible noise modulation is much reduced. Low and intermediate frequency noise below 500Hz is masked by the signal. As the frequency of the input audio signal increases so that the main signal components are concentrated between approximately 500 Hz and 2 kHz, the emphasis control signal from the spectrum analysis circuit 52 moves the frequency response of the optimal pre-emphasis circuit 56 from 84 to 86 or 88. This dynamic action of the optimal pre-emphasis circuit prevents an undesirable increase in the step size of the optimal delta modulator, while subsequent complementary de-emphasis reduces noise at frequencies higher than that of the input signal. . Low frequency noise is not yet an audible problem. The frequency response (ie, moving high frequency amplification) of shapes 84, 86, and 88 is satisfactory for noise reduction when the main spectral components of the input audio signal are below 2 or 3 kHz. Frequency noise above these main spectral components is reduced as described above. Noise at lower frequencies is masked by the signal. The main spectral component of the input audio signal is high frequency (e.g. 3kHz or higher)
When , such a moving amplification response is not satisfactory for noise reduction because low and intermediate frequency noise is not masked by the signal. Under these signal conditions, the effect of high frequency amplification is optimal for delta modulator 22 and demodulator 42.
Increasing the step size used increases broadband quantization noise. Subsequent complementary high frequency cuts do not reduce the low frequency portion of this increased noise. The low frequency noise is therefore modulated by changes in the high frequency components of the input audio signal. Under these conditions, the high frequency amplification of the optimal pre-emphasis circuit 56 is determined by curves 90b, 92b, 94, respectively, in FIG.
It is desirable to convert the cut into a dip-like cut shown as b, 96b. Therefore, as the frequency of the main spectral components of the input audio signal increases, the frequency response of optimal emphasis circuit 56 passes through curves 84, 86, and 88 to curves 90 and 9.
Move to 2,94,96. When the main signal component is concentrated at high frequencies, such as around 5kHz, high frequency noise around 5kHz is masked. This does not mask noise at higher frequencies, and it is desirable to reduce such noise while also reducing low frequency noise as described above. Therefore, the curves 90, 92, 94, 96 at frequencies higher than the variable frequency
maintains the shape of a high-frequency shelf. As shown in FIG. 3A, curves 84, 86, and 88 converge to the same constant gain (eg, 20 dB) at high frequencies. Although not explicitly shown in FIG. 3A, curves 90-96 also converge to the same constant gain at higher frequencies. Complementary de-emphasis curves 84'-96' corresponding to pre-emphasis curves 84-96, respectively, are shown in FIG. 3B. These have variable frequencies 86a' to 96a' that are substantially equal to that of the pre-emphasis curves. De-emphasis curves 90'-96' are peaks 9 corresponding to dips 90b-96b of the pre-emphasis curve in FIG. 3A.
It has 0b' to 96b'. The overall effect of curves 90-96 will now be discussed. A pre-emphasis curve with a dip in the spectral domain of the main signal component reduces the step size and therefore the broadband noise generated from the encoder/decoder system.
Subsequent de-emphasis peaks 90b', 92
b', 94b', and 96b' take out desired main signal components and return them to the original amplitude. De-emphasis also removes signals at frequencies higher than the variable frequency, reducing very high frequency noise. The reduced low frequency noise level is thus preserved, high frequency noise is masked and very high frequency noise is reduced. In the above discussion, it was assumed that the main signal components of the input audio are concentrated in certain regions of the frequency spectrum. Such an input signal is in fact the most important case. When the signal spectral components are fairly distributed, their masking covers more noise and the shape of the pre-emphasis curve is less important. When the signal spectral components are distributed in two regions of the frequency spectrum, the pre-emphasis curve is similar to the curve when the spectral components are distributed in the region between the two regions. Bandwidth limiting circuits 24, 46, 54, and 80 limit the step size and spectral control signal to within a bandwidth of tens or hundreds of Hz. The control signal can therefore have a rise time of several milliseconds. The delay introduced by delay circuits 20, 58 is therefore selected to be substantially equal to the rise time of the control signal as determined by the bandwidth limit. Suitable values range from 5 to 20 milliseconds. Control A-D and D-A converter 2
6, 44, 72, 76 may be simple delta or delta sigma modulators and modulators operating at several kilobits per second. For television audio applications, a useful value is half the horizontal frequency, about 7.8kHz. For convenience of equipment and better tracking between encoder and decoder, encoder 1
The signal that enters the bandwidth limiting circuit 54 in 0 can be derived from the information bitstream 82 instead of the output of the spectral analysis circuit 52. This configuration is shown in FIG. 4, and the optimal pre-emphasis circuit 5
6, the limiting circuit 54 and the A-D converter 72 are rearranged as shown. Local DA converter 10
0 converts digital step size information from bitstream 82 into an analog emphasis control signal. The circuit configuration in FIG. 4 is an A-D converter 72.
is particularly advantageous when using delta-sigma modulation, since the local DA converter 100 is already included within the A-to-D converter, no extra local DA converter is required. Similarly, the step size information provided to optimal delta modulator circuit 22 can be derived from step size information bitstream 28.
This is advantageous when A-D converter 26 uses delta-sigma modulation. Instead of using bandwidth limiting circuit 46 to limit the bandwidth of the step size control signal applied to the optimal delta modulator, DA converter 44 may include a bandwidth limiting circuit. Similarly, bandwidth limiting circuit 80 may be eliminated if DA converter 76 is similarly bandwidth limited. Since the effect of bit error is preferably a gain error of similar logarithmic magnitude for both large and small step sizes, A
-D converter 26 and DA converter 44 are preferably designed. Similarly, the spectral information bitstream preferably includes a logarithm of spectral information. In embodiments where logarithmic and exponential circuits are not convenient, it may be practical to have one involving some other nonlinear function of step size, such as a square root or cube root. Although such a function does not give a completely uniform gain error over the system dynamics range, the magnitude of the change is much smaller than that obtained from a linear function. For the same reasons discussed above for the transmission of audio information, it is desirable to design encoder/decoder systems that include step size and spectral information for low bit rate transmission and can be implemented at low cost. is desirable. In selecting the type of AD and DA conversion of converters 26, 44, 72, and 76, it is desirable to choose one that provides a low bit rate for the transmission of step size information. Preferably, this bit rate is small compared to the bit rate of the audio date transmission. The AD or DA conversion performed by converters 26, 72, 44, 76 is one of many types including PCM, delta modulation, delta sigma modulation. Although PCM systems require low bit rates, it is desirable to use PCM in the converter, so an expensive converter must be used. Delta-sigma modulation uses a somewhat higher bit rate (5
~10 kbit/s), but can be easily implemented at low cost. Furthermore, the bit rate required for delta-sigma modulation is similar to that of audio data transmission (on the order of 200 to 300 kilobits/second).
It is still low compared to . Therefore, delta-sigma modulation is used in the preferred embodiment discussed below. A description of delta-sigma modulation can be found in "Delta Modulation System" by Raymond Steele, published by Pentech Press Limited, London, 1975. FIG. 5 is a block diagram of a decoder system according to a preferred embodiment of the present invention. The characteristics of most of the components of the circuit are shown in FIG. This system is particularly suitable for consumer use. The optimal delta modulator or audio decoder 42 includes a pulse height modulator 202 and a leakage integrator 204. Pulse height modulator 202 multiplies step size control signal Vss by +1 or -1 depending on the audio data bitstream and provides the result to leakage integrator 204. The leakage time constant is approximately 0.5 milliseconds, approximately
Corresponds to a cutting frequency of 300Hz. An integrator integrates the resulting signal to generate an analog audio signal. At frequencies below the frequency corresponding to the leakage time constant, the system is not strictly delta but delta-sigma modulated. In FIG. 2A, optimal delta modulator 22 also includes a leaky integrator (not shown) with approximately the same cut-off frequency as in the decoder. The step size derivation device 18 is pre-processed by deriving a control signal representative of the gradient of the signal components of the audio input having frequencies above the attenuation frequency and the amplitude of the signal components having frequencies below the attenuation frequency. It may be a gradient detector responsive to an input audio signal. In the preferred embodiment, the step size or gradient data is transmitted by delta-sigma modulation in the form of the logarithm of the required step size or gradient. The gradient data is therefore passed through a low pass filter 206 (corresponding to DA converter 44 and bandwidth limiting circuit 46 in FIG. 2B) which determines the bandwidth (and thus rise time) and ripple of the gradient voltage in gradient decoder 205. ). In the preferred embodiment, a three-pole LP (low pass) filter is used that provides the step size control signal Vss with a rise time of approximately 10 milliseconds, corresponding to a bandwidth of approximately 50 Hz.
The gradient voltage is then applied to an exponent 208 or antilog circuit, which may be a bipolar transistor, for example. Letting y be the normalized average level of the bitstream (or the impulse coefficient measured over the rise time of the LP filter), then Vss=V0 exp(ky). where V0 and k are constants suitable for the particular equipment. If the actual value of k is 10ln2, then
This constant increases the step size by 6 dB for every 0.1 increase in y. Since y is in the range 0 to 1, the resulting maximum possible range of Vss is 60dB
It is. Transmission of logarithmic gradient information reduces the dynamics range contained in the gradient data bitstream from about 50 dB to about 19 dB, and the effect of bit error spreads evenly over the dynamics range. Since Vss is limited to a bandwidth of approximately 50 Hz by the LP filter 206, bit errors cause slow random amplitude modulation of the output audio. Audible disturbances caused by errors in the gradient data bitstream are negligible. It has been found that disturbances in music and speech caused by uncorrected bit error rates of approximately 1 in 100 are hardly perceptible. Therefore, the LP filter converts digital gradient data to analog data and limits its bandwidth. LP filter 206 thus functions as both DA converter 44 and bandwidth limiting circuit 46 of FIG. 2B. In Figures 2A, 2B, and 5,
Filter 206 due to delay by delay device 20
receives gradient data before pulse height modulator 202 receives the corresponding audio data. This time difference compensates for the approximately 10 millisecond rise time of Vss. In this way the need for delay circuits in the decoder is eliminated. FIG. 3B shows a de-emphasis curve that is complementary to the pre-emphasis curve of FIG. 3A. There are many ways to synthesize this type of response. The sliding band emphasis circuit 78 of FIG. 5 represents one practical implementation of a de-emphasis characteristic. The system definition for all circuit blocks in FIG. 5 and a set of constant values that give satisfactory results are shown below: Leakage integrator 204 1/1 + sT0 3-pole LP filter 206, 214 (1/1 + sT4 )3 Exponent 208 (gradient decoder) V0 exp (kx) Exponent 216 (spectral data) f0 exp (kx) Sliding band de-emphasis 78 [10sT1 /1+sT1 +1+sT2 /1+sT3 ]-1 fixed de-emphasis 118 1/1 + sT5 s is the complex frequency T0 = 0.5 milliseconds T1 is the variable frequency f1 of sliding band de-emphasis given by f1 = 1/(2πT1 ) = f0 exp (kx) T2 = 5 microseconds T3 = 50 microseconds T4 = 2 milliseconds T5 = 25 microseconds f0 = 4kHz V0 is a scale factor suitable for audio decoder design. The normalized average level of the bitstream, i.e. the ratio of 1 measured over the smoothing time of the 3-pole LP filter, k = 10ln2 = 6.93. Same as decoder. It finds the normalized average level of the spectral data input containing the logarithm of the variable frequency of the desired sliding band de-emphasis f1 defined above. f1 is different from the variable frequencies 86a-96a, 86a'-96a' in FIGS. 3A and 3B. The spectral decoder generates an exponent or antilog of the average level and applies the resulting voltage or current to a sliding band de-emphasis circuit 78. The emphasis control signal is less affected by bit errors in transmission than the gradient data control signal. In delta modulation systems, the sampling frequency is much greater than the minimum required by information theory. The non-audio spectral components in the output are at frequencies much higher than the audio band and only require a basic LP filter, such as filter 118. FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing a possible implementation of the system of FIG. As shown in FIG. 6, the sliding band de-emphasis circuit 78 connects a main path 78a with a fixed characteristic to another path 78a with a variable characteristic.
Used in parallel with 8b. The variable characteristics of the other paths are controlled by the resistance of the variable resistor 252. The variable resistor is controlled by an emphasis control signal from spectral decoder 212. There is no systematic compression or elongation of the dynamic range.
These other paths are ultimately controlled by the spectrum of the input audio. In FIG. 2B, the characteristics of delta modulator 42 and de-emphasis circuit 78 can only be slowly varied by limiting the step size and the bandwidth of the emphasis control signal.
Because they have slowly varying characteristics, delta modulators and de-emphasis circuits can be linear or quasi-linear. There is little difference whether modulation is done before de-emphasis or vice versa. This linear or quasi-linear character of the decoder system becomes even more evident in the preferred embodiment of FIG. Four processes are performed on the audio bit stream: pulse height modulation, leakage integration, sliding band emphasis, and fixed de-emphasis. Since these four are all linear or quasi-linear, they can be performed in any order. In FIG. 5, the pulse height modulator 202 is
Since it is only necessary to switch the sign of the voltage Vss depending on the state of the audio bit stream, a relatively simple circuit is required. Therefore, the modulation cutoff 202
can be made at low cost for consumer decoders. However, different aspects, such as multiplication of the audio data by the step size control signal after sliding band de-emphasis and before fixed de-emphasis, have the advantage that the quality of the audio output is improved. This is desirable for applications in broadcast stations and other professional equipment. The multiplications must be performed in circuits which are rather complex and cost more than the pulse height modulators suitable for the apparatus of FIG. 5, but the improvements in quality for professional applications make the costs even higher. Multiplication of audio data at different points is allowed because the four operations are effectively linear as described above.
All such possible configurations of the four processes are within the scope of the present invention. Gradient and spectrum decoders 205, 21
Alternatively, a single three-pole filter in 2 may be used to wave the outputs of the exponents 208, 216.
If one unipolar filter is used, a bipolar filter can be used. The wave can therefore be split into two steps. One before indexing and the other after. Any configuration of filter can be used, as long as the filter that waves the gradient or spectral data before indexing limits the ripple in the filter output to a few percent of its average level. The present invention and the co-filed invention described above reduce the transmission bit rate of an audio bitstream to a transmission bit rate that is comparable to or much lower than that required for a scaled PCM system with comparable performance. . The transmission bit rate for the encoder/decoder system of the present invention is in the range of 200 or 300 kilobits/second. Transmission of spectral and step size information requires approximately 10 or 20 kilobits/second and does not significantly increase the overall transmission bit rate required for the encoder/decoder system of the present invention. However, the encoder/decoder system of Figures 2A and 2B retains the advantages of a delta modulation system. The present invention reduces and in many applications eliminates the disturbing effects of bit errors. The invention and its components have high tolerances.
The receiving device (decoder) is inexpensive. The system is efficient in its use of channel capacity, so it has the flexibility to increase channels by having extra channels or other signals, such as video signals, to provide greater bandwidth. No special attention to the transmission equipment (encoder) or the use of non-complementary signal processing is required. Those skilled in the art will appreciate that the principles described herein apply not only to optimal delta modulation, but also to other optimal A-D and D-A coding systems, such as delta-sigma modulation with variable reference voltage, double-integral delta modulation, and
It will be obvious that it can also be applied to PCM systems. Although the present invention has been described as processing and transmitting audio signals, it should be understood that it can be used to process and transmit other signals as well. The above description of the circuit arrangement and method is merely exemplary, and various changes in the arrangement or other details of the method and arrangement are within the scope of the claims.
【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing] 第１図はADMコーダ／デコーダから発生する
ノイズとひずみとを、コーダ／デコーダによつて
印加されたステツプサイズの関数として示したグ
ラフである。第２Ａ図は本発明の実施例である
が、前処理回路を含むエンコーダの構成図であ
る。第２Ｂ図は本発明の好ましい実施例である、
後処理回路を含むデコーダの構成図である。第３
Ａ図および３Ｂ図はそれぞれ第２Ａ図の前処理回
路のプリエンフアシス特性および第２Ｂ図の後処
理回路のデエンフアシス特性のグラフである。第
４図は第２Ａ図の前処理回路の一部の好ましい実
施例の構成図である。第５図は本発明の好ましい
実施例を示す、デコーダのシステム定義を含む、
後処理回路を持つデコーダの構成図である。第６
図は本発明を示す、第５図の回路の概略回路図で
ある。 FIG. 1 is a graph showing the noise and distortion generated by an ADM coder/decoder as a function of the step size applied by the coder/decoder. FIG. 2A, which is an embodiment of the present invention, is a block diagram of an encoder including a preprocessing circuit. FIG. 2B is a preferred embodiment of the invention;
FIG. 2 is a configuration diagram of a decoder including a post-processing circuit. Third
FIGS. A and 3B are graphs of the pre-emphasis characteristics of the pre-processing circuit of FIG. 2A and the de-emphasis characteristics of the post-processing circuit of FIG. 2B, respectively. FIG. 4 is a block diagram of a preferred embodiment of a portion of the preprocessing circuit of FIG. 2A. FIG. 5 shows a preferred embodiment of the invention, including a system definition of a decoder;
FIG. 2 is a configuration diagram of a decoder having a post-processing circuit. 6th
5 is a schematic circuit diagram of the circuit of FIG. 5 illustrating the present invention.