【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、直流安定化電源等に使用される共振銀型スイ
ッチング電源回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a resonant silver-type switching power supply circuit used in a DC stabilized power supply or the like.
現在、電子計算機、通信機器等に使用される電子通信用
電源は、小型、軽量、高効率の利点を持つＰＷＭ方式の
ヌイッチングレギュレータが多く使用されている。しか
し、スイッチング周波数が２０ ｋＨｚ以下の場合には
、大きな問題が生じないが、１００ ｋＨｚ以上になる
と、電力伝送用トランスの洩れインダクタンスや、スイ
ッチング素子の浮遊容量の影響により、スイッチング素
子のオン・オフ転換時におけるスイッチング素子の両端
の電圧波形と電流波形とが重なり合う割合が大きくなり
、この電圧、電流波形か互いに重なり合う部分がスイッ
チング損失となり、発振周波数が高くなるに従って損失
が増加する。スイッチング損失が増加すると、電力変換
効率が低下すると共に、発熱する。このため大きな放熱
器を必要とし、電源装置の小型化の妨げとなる。BACKGROUND ART Currently, many electronic communication power supplies used in electronic computers, communication equipment, etc. are PWM type Nuwitching regulators, which have the advantages of being small, lightweight, and highly efficient. However, if the switching frequency is 20 kHz or less, no major problems will occur, but if it exceeds 100 kHz, the on/off of the switching element will be affected by the leakage inductance of the power transmission transformer and the stray capacitance of the switching element. The proportion of overlap between the voltage waveform and current waveform at both ends of the switching element during switching increases, and the portion where the voltage and current waveforms overlap each other becomes a switching loss, and the loss increases as the oscillation frequency becomes higher. When switching loss increases, power conversion efficiency decreases and heat is generated. Therefore, a large heat radiator is required, which hinders miniaturization of the power supply device.
上述の如き問題点を解決″″ｆるための方式として、第
１１図に示す共振型スイッチング電源回路がある。この
共振型スイッチング電源回路の直流電源１け第１及び第
２の電源２ａ、２ｂの直列回路から成り、第１、第２及
び第３の端子６．４．５を有するセンタタップ型に形成
されている。第１の端子３と第２の端子４との間にはト
ランジスタから成る第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
！、Ｑ２の直列回路が接続されている。交互にオン−オ
フ制御される第１及び第２のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ
２にはバイパス用ダイオードＤ、 、 Ｄ２がそれぞれ
逆並列に接続されている。As a method for solving the above-mentioned problems, there is a resonant switching power supply circuit shown in FIG. This resonant switching power supply circuit consists of a series circuit of one DC power supply and a first and second power supply 2a, 2b, and is formed into a center tap type having first, second and third terminals 6.4.5. ing. Between the first terminal 3 and the second terminal 4 are first and second switching elements Q, which are transistors.
! , Q2 are connected in series. First and second switching elements Ql, Q that are alternately controlled on and off
Bypass diodes D, , and D2 are connected in antiparallel to 2 and 2, respectively.
電源１の第３の端子５と第１及び第２のスイッチング素
子ＱＩＩＩ Ｑ２の接続中点６との間にけ共振用コンデ
ンサＣ１と直列共振用インダクタンス素子（リアクトル
）Ｌｌと負荷回路を構成するためのトランスＴの１次巻
線Ｎ！との直列回路が接続されている。即ち、コンデン
サＣ！の一端が第３の端子５に、接続され、コンデンサ
Ｃ１の他端がインダクタンス素子Ｌ！と１次巻線Ｎ、と
を介してスイッチング素子Ｑ１．Ｑｚの接続中点６に接
続されている。To configure a load circuit with a resonance capacitor C1 and a series resonance inductance element (reactor) Ll between the third terminal 5 of the power supply 1 and the connection midpoint 6 of the first and second switching elements QIII Q2. The primary winding of the transformer T is N! A series circuit with is connected. That is, capacitor C! One end of the capacitor C1 is connected to the third terminal 5, and the other end of the capacitor C1 is an inductance element L! and the primary winding N, and the switching element Q1. It is connected to connection midpoint 6 of Qz.
トランスＴｕ２次巻線Ｎ２、Ｎ３を有し、このセンタタ
ップ構成の２次巻ｍＮ２．Ｎ３には、ダイオードＤ３、
Ｄ４と平滑用コンデンサＣ２とから成る出力整流平滑回
路７を介して負荷８が接続されている。The transformer Tu has secondary windings N2 and N3, and the secondary winding mN2. N3 has a diode D3,
A load 8 is connected via an output rectifying and smoothing circuit 7 consisting of a smoothing capacitor C2 and a smoothing capacitor C2.
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑｚヲオン・オ
フ制御するための制御回路９は、出力平滑整流回路７の
出力電圧を検出する電圧検出回路１０と、この電圧検出
回路１０から得られる検出電圧と基準電圧源１１の基準
電圧との差に対応する出力を得るための誤差増幅器１２
と、この誤差増幅器１２の出力電圧に対応した周波数信
号を出力するＶＣＯ（電圧制御発振器〕１３と、このＶ
ＣＯ１３の出力周波数でスイッチング素子Ｑｘ、Ｑｚヲ
交互にオン・オフ制御するためのスイッチ制御信号形成
回路１４とから成る。スイッチ制御信号形成回路１４は
ＶＣＯの出力に基づいて第１のスイッチング素子Ｑ１の
制御信号を形成し、スこの反転信号で第２のスイッチン
グ素子Ｑ２の制御を形成し。A control circuit 9 for on/off control of the first and second switching elements Q1 and Qz includes a voltage detection circuit 10 that detects the output voltage of the output smoothing rectifier circuit 7, and a detection voltage obtained from this voltage detection circuit 10. and an error amplifier 12 for obtaining an output corresponding to the difference between the reference voltage of the reference voltage source 11 and the reference voltage of the reference voltage source 11.
, a VCO (voltage controlled oscillator) 13 that outputs a frequency signal corresponding to the output voltage of this error amplifier 12;
It also includes a switch control signal forming circuit 14 for alternately controlling the switching elements Qx and Qz on and off using the output frequency of the CO 13. The switch control signal forming circuit 14 forms a control signal for the first switching element Q1 based on the output of the VCO, and forms a control signal for the second switching element Q2 using an inverted signal of the switch.
％スイッチ＝ｙ ！ 素子Ｑ＋ 、Ｑ２即ちトランジス
タのベースに供給するものである。% switch=y! It supplies the elements Q+ and Q2, ie, the base of the transistor.
スイッチング素子Ｑ！、Ｑ２は、直列共振回路の共振周
波数よりも低い周波数で第１２図囚Ｇノに示すように交
互にオン・オフ制御される。第１のスイッチング素子Ｑ
ｌがオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの期間（
第７図の１１〜ｆｘ）では、まず、直列共振に基づく電
流Ｉが、コンデンサＣ１、電源２ ａ ｓ第１のスイッ
チング素子Ｑ１．１次巻線Ｎ１、インダクタンス素子Ｌ
＋から成る回路で流れる。コンデンサＣ！の電圧は、第
１２図（Ｃ） Ｋ示すようにｔｉ時点でほぼ−Ｅである
が、零に向って減少し、しかる後はぼ十Ｅになる。コン
デンサＣ，及びインダクタンス素子ＬＩを通って流れる
電流■ば、第１２図■に示すよプにコンデンサ電圧Ｖ。Switching element Q! , Q2 are alternately controlled on and off at a frequency lower than the resonant frequency of the series resonant circuit, as shown in FIG. First switching element Q
The period when l is on and the second switching element Q2 is off (
11 to fx in FIG. 7), first, a current I based on series resonance flows through the capacitor C1, the power supply 2a, the first switching element Q1, the primary winding N1, and the inductance element L.
It flows in a circuit consisting of +. Capacitor C! As shown in FIG. 12(C)K, the voltage is approximately -E at time ti, but it decreases toward zero and becomes approximately 10E after that. The current flowing through the capacitor C and the inductance element LI is the capacitor voltage V as shown in FIG.
が零になる時点で正の最大値になり、その後減少する。It reaches its maximum positive value when becomes zero, and then decreases.
１２〜ｔ３で示すコンデンサＣ１の放電期間においては
、コンデンサＣ１、インダクタンス素子Ｌ１．１次巻線
Ｎｌ。During the discharging period of the capacitor C1 shown from 12 to t3, the capacitor C1, the inductance element L1, and the primary winding Nl.
ダイオードＤ、、電源２ａから成る回路で逆方向電流が
流れる。第２のスイッチング素子Ｑ２がオンになるｔ３
〜ｔ４期間においてもｔ１〜ｔ３期間と同様な動作が生
じる。A reverse current flows in the circuit consisting of the diode D, and the power supply 2a. t3 when the second switching element Q2 is turned on
The same operation as in the period t1 to t3 also occurs during the period .about.t4.
ところで、共振型スイッチング電源回路の出力電圧又は
電力の制御は、周波数制御方式で行われる。即ち、第１
及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ制
御の周波数を変えろことによって負荷８の電圧を変える
。従って、最低周波数で回路定数を決めなげればならず
、損失を大幅に低減することか困難になった。また、ダ
イオードＤ１が１２〜ｔ３でオンしている状態において
、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンになると、ダイオ
ードＤ。By the way, the output voltage or power of the resonant switching power supply circuit is controlled by a frequency control method. That is, the first
By changing the on/off control frequency of the second switching elements Q1 and Q2, the voltage of the load 8 is changed. Therefore, circuit constants had to be determined at the lowest frequency, making it difficult to significantly reduce loss. Further, when the second switching element Q2 is turned on while the diode D1 is turned on from 12 to t3, the diode D is turned on.
の蓄積キャリアに基づくりカバリ−電流（短絡電流）が
スイッチング素子Ｑ２に流れ込む。このりカバリ−電流
（短絡電流）が第２のスイッチング素子Ｑ２のコレクタ
・エミッタ間電圧がＥボルトがら零ボルトに変化する期
間に流れるので、損失となり、効率が低下する。ダイオ
ードＤＪ、Ｄ２を省くとりカバリ−電流（短絡電流）に
よる損失が生じなぐなるが、コンデンサＣ！がＥ、ｌ：
りも高くなる。即ち、電源投入時、負荷急変時等におけ
る第１及び第２のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２に流れる
共振電流のアンバランスによってコンデンサＣ１の電圧
がＥよりも高ぐなり、スイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２及び
ダイオードＤ、、Ｄ２に耐圧の高いものを使用すること
が必要になる。高耐圧のスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２及
びダイオードＤ１、Ｄ２を使用すると、オン時における
抵抗（電圧降下〕が太きぐなジ、損失も多くなるので、
共振型に基づく損失低減効果が期待出来なくなる。A recovery current (short circuit current) based on the accumulated carriers flows into the switching element Q2. This recovery current (short-circuit current) flows during the period when the collector-emitter voltage of the second switching element Q2 changes from E volts to zero volts, resulting in a loss and a decrease in efficiency. Omitting diodes DJ and D2 eliminates loss due to cover current (short circuit current), but capacitor C! is E, l:
The price will also be higher. That is, when the power is turned on, when the load suddenly changes, etc., the voltage of the capacitor C1 becomes higher than E due to the imbalance of the resonant currents flowing through the first and second switching elements Ql and Q2, and the switching elements Ql and Q2 and the diode D ,, it is necessary to use a material with high withstand voltage for D2. If high voltage switching elements Ql, Q2 and diodes D1, D2 are used, the resistance (voltage drop) when turned on will be large and the loss will be large.
Loss reduction effects based on resonance type cannot be expected.
そこで、本発明の目的は効率の良い共振型スインチング
ミ源回路を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide an efficient resonant flicker source circuit.
上記目的を達成するための本発明は、第１の端子と第２
の端子と前記第１及び第２の端子の中点電位を与える第
３の端子とを有する直流電源回路と、前記第１の端子と
前記第２の端子との間に互いに直列になるよ５に接続さ
れた第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び
第２のスイッチング素子を交互にオン−オフ制御するた
めの制御回路と、一端が前記第３の端子に接続されてい
る共振用コンデンサと、前記共振用コンデンサの他端と
前記第１及び第２のスイッチング素子の接続中点との間
に接続された共振用インダクタンス素子と、前記インダ
クタンス素子に直列に接続されているか又は前記インダ
クタンス素子に電磁結合されている負荷回路とから成る
共振型スイッチング電源回路において、前記コンデンサ
に並列に前記コンデンサの充電及び／又は放電を制御す
るための素子を接続したことを特徴とする共振型スイッ
チング電源回路に係わるものである。To achieve the above object, the present invention provides a first terminal and a second terminal.
and a third terminal that provides a midpoint potential between the first and second terminals; a control circuit for alternately controlling the first and second switching elements on and off; and a resonator whose one end is connected to the third terminal. a resonant inductance element connected between the other end of the resonant capacitor and a connection midpoint of the first and second switching elements, and a resonant inductance element connected in series to the inductance element or A resonant switching power supply circuit comprising a load circuit electromagnetically coupled to an inductance element, wherein an element for controlling charging and/or discharging of the capacitor is connected in parallel to the capacitor. It is related to power supply circuits.
請求項２に示すようにクランプ用ダイオードを接続する
ことが望ましい。It is desirable to connect a clamp diode as shown in claim 2.
請求項３に示すように第１〜第４のスイッチング素子を
ブリッジ型に接続する場合にも請求項１の技術思想を適
用することができる。As shown in claim 3, the technical idea of claim 1 can also be applied to the case where the first to fourth switching elements are connected in a bridge type.
請求項４に示すように、請求項３０回路にクランプ用ダ
イオードを付加することが望ましい。As shown in claim 4, it is desirable to add a clamping diode to the circuit of claim 30.
請求項５に示すように１つのダイオードＫ Ｍ 列にコ
ンデンサを接続する変形ハーフブリッジ型の回路にも請
求項１の技術思想を適用することができる。As shown in claim 5, the technical idea of claim 1 can also be applied to a modified half-bridge type circuit in which a capacitor is connected to one diode K M column.
請求項６に示すように２つのダイオードにコンデンサを
それぞれ並列接続する回路にも請求項１の技術思想を適
用することができる。As shown in claim 6, the technical idea of claim 1 can also be applied to a circuit in which two diodes and a capacitor are respectively connected in parallel.
請求項７に示すように並列型のスイッチング回路にも請
求項１の技術思想を適用することができる。As shown in claim 7, the technical idea of claim 1 can also be applied to a parallel type switching circuit.
各請求項に従う発明において、コンデンサを短絡させる
ためのスイッチング素子のオン時間幅を制御することに
よって１周期中に電源から共握回路に供給する電力量が
制御される。これにょ９、出力電力、又は電圧又は電流
の制御をスイッチング周波数固定状態で行うことが可能
になる。In the invention according to each claim, the amount of power supplied from the power supply to the common grip circuit during one cycle is controlled by controlling the on-time width of the switching element for short-circuiting the capacitor. This makes it possible to control the output power, voltage, or current while keeping the switching frequency fixed.
請求項２％４．５、乙に従５発明ではコンデンサの電圧
の上昇をダイオードで抑制することができる。Claim 2% 4.5 In the fifth invention according to Part B, the rise in voltage of the capacitor can be suppressed by a diode.
〔第１の実施例〕次に、第１図及び第２図を参照して本発明の第１の実施
例に係わる共振型スイッチング電源回路即ち共振型Ｊ）
Ｃ−］）Ｃコンバータを説明する。但し、第１図におい
て第１１図と実質的に同一の部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。[First Embodiment] Next, referring to FIGS. 1 and 2, a resonant switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention, that is, a resonant type J)
C-])C converter will be explained. However, parts in FIG. 1 that are substantially the same as those in FIG. 11 are designated by the same reference numerals, and their explanations will be omitted.
第１図の本実施例の共振型スイッチング電源回路は、コ
ンデンサＣ１に並列接続された第１及び第２のコンデン
サ制御用スイッチング素子Ｓｌ、Ｓ２を有し、更に、コ
ンデンサＣＩの右端１５と電源１の第１の端子３との間
及びコンデンサＣ１の右端１５と電源１の第２の端子４
との間にそれぞれ接続された第１及び第２のクランプ用
ダイオード１６．１７を有する。第１図の第１及び第２
のスイッチング素子Ｑ！、Ｑ２は出力電圧の変化に無関
係に一定の周波数で交互にオン・オフ制御される。The resonant switching power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. between the first terminal 3 of the capacitor C1 and the right end 15 of the capacitor C1 and the second terminal 4 of the power supply 1.
It has first and second clamping diodes 16 and 17 respectively connected between them. 1st and 2nd in Figure 1
Switching element Q! , Q2 are controlled to be turned on and off alternately at a constant frequency regardless of changes in the output voltage.
１８はのこぎり波（三角波）発生器であって、この実施
例では第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑｚのオ
ン・オブ繰返し周波数の２倍の周波数を有するのこぎり
波を発生する。１９けスイッチ制御信号形成回路（スイ
ッチ制御回路〕であって、のこぎり波発生回路１８から
供給されたのこぎ９波に同期した第２図囚■ノに示す固
定の周波数の方形波の制御信号を形成し、第１及び第２
のスイッチング素子Ｑｌ、 Ｑｚに供給する。なお、第
２崗（４）の〕の制御信号の周波数はＣ，Ｌ、共振回路
の共振周波数よジも低い。本実施例では出力電圧の制御
を第１及ヒ第２のスイッチング素子Ｑ】、Ｑｚのオン−
オフ繰返し周波数の制御によって行わずに、共振コンデ
ンサＣ１の充放電制御によって行う。A sawtooth wave (triangular wave) generator 18 generates a sawtooth wave having a frequency twice the on-off repetition frequency of the first and second switching elements Q1 and Qz in this embodiment. The 19 switch control signal forming circuit (switch control circuit) generates a fixed frequency square wave control signal as shown in Figure 2, which is synchronized with the 9 saw waves supplied from the saw wave generating circuit 18. forming the first and second
switching elements Ql and Qz. The frequency of the control signal of the second circuit (4) is also lower than the resonant frequency of C, L and the resonant circuit. In this embodiment, the output voltage is controlled by turning on the first and second switching elements Q and Qz.
This is not done by controlling the OFF repetition frequency, but by controlling the charging and discharging of the resonant capacitor C1.
出力整流平滑回路７ｉｄ４つのダイオード２０．２１．
２２．２３と、平滑用コンデンサ２４とがら成り、トラ
ンスＴの２次巻＆ＩＮ２と負荷８との間に接続されてい
る。出力整流平滑回路７の出力電圧は検出回路１０で検
出され、誤差増幅器１２の入力となり、基準電圧源１１
０基準電圧と比較される。ＰＷＭＣパルス幅変調ノパル
ス形成回路２５は、のこぎり波発生回路１８と誤差増＠
器１２とに接続され、のこぎり波と誤差出力とを比較し
てＰＷＭパルスを出力する電圧比較器を含んでおり、第
２図（ＱΩに示すＰＷＭパルスを発生する。Output rectifier smoothing circuit 7id four diodes 20.21.
22, 23, and a smoothing capacitor 24, which are connected between the secondary winding &IN2 of the transformer T and the load 8. The output voltage of the output rectifying and smoothing circuit 7 is detected by the detection circuit 10, becomes an input to the error amplifier 12, and is input to the reference voltage source 11.
0 reference voltage. The PWMC pulse width modulation pulse forming circuit 25 is connected to the sawtooth wave generating circuit 18 and the error increase@
It includes a voltage comparator that is connected to the circuit 12 and outputs a PWM pulse by comparing the sawtooth wave and the error output, and generates the PWM pulse shown in FIG. 2 (QΩ).
な寂、のこぎり波は第２崗（４）〜Ωに示すパルスの繰
返し周波数の２倍の周波数を有するので、比較器の出力
を交互に分配することによって第２図（Ｃ）■に示す１
８０度位相差の２つのＰＷＭパルス列ヲ得る。）’ＷＭ
パルス形成回路２５の出力ラインは第１及び第２のコン
デンサ制御スイッチング素子Ｓ１．Ｓ２に供給される。Since the sawtooth wave has a frequency twice the repetition frequency of the pulse shown in Figure 2 (4) to Ω, by alternately distributing the output of the comparator,
Two PWM pulse trains with a phase difference of 80 degrees are obtained. )'WM
The output line of the pulse forming circuit 25 is connected to the first and second capacitor controlled switching elements S1. It is supplied to S2.
なお、のこぎ９波発生回路１８の周波数が第１及びＭ２
のスイッチング素子Ｑ】、Ｑｘのスイッチング周波数と
同一になるよって構成することも可能である。Note that the frequency of the sawtooth 9 wave generation circuit 18 is the same as that of the first and M2 waves.
It is also possible to configure the switching element Q] to have the same switching frequency as the switching frequency of Qx.
第１図の回路の動作を第２図を参照して説明すると、第
２図（４）に示すように１０時点で第１のスイッチング
素子Ｑｌがオンになった時には従来の回路と同様に共振
による電流工が第２図■に示すように流れ始める。これ
により、コンデンサＣＩの電圧が第２図［Ｆ］に示すよ
５に−Ｅ／２から０に向って変化する。なお、コンデン
サＣ１の充電電圧の変化範囲は、クランプ用ダイオード
１６．１７ノ働キで−Ｅ／２から士Ｅ／２までとなる。To explain the operation of the circuit in Fig. 1 with reference to Fig. 2, when the first switching element Ql is turned on at time 10 as shown in Fig. 2 (4), it resonates as in the conventional circuit. Electrical current begins to flow as shown in Figure 2 (■). As a result, the voltage of the capacitor CI changes from -E/2 to 0 at 5 as shown in FIG. 2 [F]. The range of change in the charging voltage of the capacitor C1 is from -E/2 to -E/2 depending on the function of the clamping diodes 16 and 17.
１０時点で第１のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ
ｌが第２図（Ｃ）のパルスでオン制御されているが、コ
ンデンサＣＩの左端が正になるように充電されているた
めに、第１のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓｌが
逆バイアス状態にあり、１ｏ〜１１期間はオフに保たれ
る。電源回路１の第１の端子３、第１のスイッチング素
子Ｑ１．）ランスＴ、インダクタンス素子Ｌ１、コンデ
ンサＣ１の回路でコンデンサＣ１の逆充電が進み、ｔ２
時点で充電電圧が零になると、第１のコンデンサ制御用
スイッチング素子Ｓ】の逆バイアスが解除され、これが
オン状態になる。この結果、スイッチング素子Ｑｘ、
Ｑｚ、Ｓｌ、Ｓ２の電圧降下を無視して考えると、コン
デンサＣ１の充電電圧は第２図（Ｑのパルスが終了する
ｔ２時点まで零に保たれる。At time 10, the first capacitor control switching element S
l is controlled to be turned on by the pulse shown in FIG. 2(C), but since the left end of the capacitor CI is charged so as to be positive, the first capacitor control switching element Sl is in a reverse bias state. , 1o to 11 are kept off. The first terminal 3 of the power supply circuit 1, the first switching element Q1. ) Reverse charging of capacitor C1 progresses in the circuit of lance T, inductance element L1, and capacitor C1, and t2
When the charging voltage becomes zero at this point, the reverse bias of the first capacitor control switching element S is released and it is turned on. As a result, the switching element Qx,
Ignoring the voltage drops across Qz, Sl, and S2, the charging voltage of capacitor C1 is kept at zero until time t2 when the pulse of Q ends (see FIG. 2).
ｔｌｚｔ２期間にはインダクタンス素子Ｌ１に制限され
た′ｆＩｔ流が第２図■に示すように流れ続げろ。１２
時点で第１のコンデンサ制御用スイッチング素子ｓ１が
オフに転換すると、ＣＩＬｌ共振回路に基づく電流が流
れ始め、コンデンサＣ１の電圧は第２図■に示すように
正方向に上昇し、電流Ｉｑ徐々に減少する。１３時点で
コンデンサＣＩの電圧がＥ／２よりも僅かに高くなると
クランプ用ダイオード１６がオンになり、コンデンサＣ
，の電圧はほぼＥ７２にクランプされる。１３〜１４期
間ではインダクタンス素子り、のエネルギの放出で電流
が流れるが、第２図■に示すように徐々に減少し、ｔ４
で零になイ〕。第１図では第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１、Ｃ２にダイオードが逆並列接続され℃いない
が、第１１図に示すようにダイオードＤＩ、Ｄ２が接続
されている場合又けＦＥＴのためにダイオードか内蔵さ
れている場合であっても、第１図ではコンデンサＣ１の
電圧がＥ／２にクランプされているために、１３〜ｔ５
の期間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ＋ 、 Ｃ
２Ｋ並列のダイオードがオンにならない。従って、第２
図の１５時点での第１及び第２のスイッチング素子Ｑ！
、Ｑ２の切換時にダイオードの蓄積キャリアに基づく過
大電流が流れない。During the tlzt2 period, the 'fIt current limited to the inductance element L1 continues to flow as shown in Figure 2 (2). 12
When the first capacitor control switching element s1 is turned off at this point, a current based on the CIL1 resonance circuit starts to flow, the voltage of the capacitor C1 rises in the positive direction as shown in Figure 2, and the current Iq gradually increases. Decrease. When the voltage of capacitor CI becomes slightly higher than E/2 at time point 13, clamping diode 16 turns on and capacitor C
, is clamped to approximately E72. In the period 13-14, a current flows due to the release of energy in the inductance element, but as shown in Figure 2 ■, the current gradually decreases until t4.
It becomes zero]. In Fig. 1, diodes are not connected in antiparallel to the first and second switching elements Q1 and C2, but when diodes DI and D2 are connected as shown in Fig. 11, a diode is connected for the FET. Even if the capacitor C1 is built-in, the voltage of the capacitor C1 is clamped to E/2 in FIG.
During the period, the first and second switching elements Q+, C
2K parallel diodes do not turn on. Therefore, the second
The first and second switching elements Q! at time 15 in the figure!
, Q2, no excessive current flows due to accumulated carriers in the diode.
第２図のｔ５〜ｔ６期間には第２のスイッチング素子Ｑ
２がオン制御され、ｔｏ−’−ｔ５期間と同様な動作が
生じる。勿論この期間の電流Ｉ、電圧Ｖ。の向きはｔｏ
〜ｔ５期間と逆になる。During the period t5 to t6 in FIG.
2 is turned on, and the same operation as in the to-'-t5 period occurs. Of course, the current I and voltage V during this period. The direction of is to
This is the opposite of the ~t5 period.
出力電圧が変動すると、誤差増幅器１２の出力が変化し
、第２６（Ｃ）（Ｄのパルスの後縁が変化し、第２図の
ｔ、％ｔ、期間も変化する。この結果、第１のスイッチ
ング素子Ｑｌの固定されたオン期間ｔｏ〜ｔ５内におけ
る電源回路１からのエネルギー供給時間及び量が変化し
、出力整流平滑回路７に与えられる電力量も変化し、出
力電圧が変化する。When the output voltage changes, the output of the error amplifier 12 changes, the trailing edge of the 26th (C) (D) pulse changes, and the period t, %t, and period in FIG. The time and amount of energy supplied from the power supply circuit 1 during the fixed on-period to to t5 of the switching element Ql change, the amount of power given to the output rectifying and smoothing circuit 7 also changes, and the output voltage changes.
上述のように、本方式は周波数一定制御方式であるので
、トランスＴ等を最適設計することが可能になり、効率
の高い共振型スイッチング電源回路を提供することがで
きる。As described above, since this method is a constant frequency control method, it is possible to optimally design the transformer T, etc., and a highly efficient resonant switching power supply circuit can be provided.
また、クランプ用ダイオード１６．１７の働きにより、
コンデンサＣ１の電圧が−Ｅ／２〜士Ｅ／２に制限され
るため、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１．（ｈの
耐圧を下げることが可能になり、これに基づく電力損失
低減効果も生じる。また、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ＋ 、Ｃ２に逆並列にダイオードを接続しなくτ
も、コンデンサＣＩの電圧上昇を抑えることが可能にな
り、且つダイオードの蓄積キャリアによる過大電流の問
題も前述したよ５に解決される。Also, due to the function of clamp diodes 16 and 17,
Since the voltage of the capacitor C1 is limited to -E/2 to -E/2, the first and second switching elements Q1. (It becomes possible to lower the withstand voltage of
Also, it becomes possible to suppress the voltage rise of the capacitor CI, and the problem of excessive current due to accumulated carriers in the diode is also solved as described in 5 above.
〔第２の実施例〕次に、第３崗及び第４囚を参照して本発明の第２の実施
例に係わる共振型スイッチング電源回路を説明する。但
し、第３図において、第１図と実質的に同一部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。この実施例では
第１〜第４のスイッチング素子Ｑ！〜Ｑ４でスイッチン
グ回路がフルブリッジ型に構成されている。第３及び第
４のスイッチング素子Ｑ！、 Ｃ４は第１図のコンデン
サ２ａ、２ｂの位置に接続されている。第１〜第４のス
イッチング素子Ｑｌ＝Ｑ４１”ｊ第４図（４）〜■に示
すように制御され、第１及び第２のコンデンサ制御用ス
イッチング素子Ｓｘ、Ｓｘけ第４図■■に示すように制
御される。[Second Embodiment] Next, a resonant switching power supply circuit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the third and fourth embodiments. However, in FIG. 3, parts that are substantially the same as those in FIG. In this embodiment, the first to fourth switching elements Q! ~Q4 has a switching circuit configured as a full bridge type. Third and fourth switching elements Q! , C4 are connected to the positions of capacitors 2a and 2b in FIG. The first to fourth switching elements Ql=Q41''j are controlled as shown in FIG. 4 (4) to ■■, and the first and second capacitor control switching elements Sx and Sx are controlled as follows.
第４図のｔｏ％ｔ１期間中におげろ共振回路の電流工け
、Ｑｌ、 Ｎｔ、 Ｌ＋、ＣＩ、Ｃ４から成る回路で流
れ、ｔｌｚｔ２期間中における共振回路の亀流工ば、Ｃ
３、Ｃ１、Ｌｓ、 Ｎ１． Ｃ２から成る回路で流れる
。共振による電流■及び電圧Ｖ。の変化の原理は第１図
と同一である。また、出力電圧調整方式の原理も第１図
と同一であり、第４図■■に示す第１及び第２のコンデ
ンサ制御用スイッチング素子Ｓ、、Ｓ、のオン時間幅を
変えることによってコンデンサＣ１の電圧が零になる時
間幅が変化し、出力電圧が変化する◎従って、本実施例
によっても、第１の実施例と同一の作用効果を得ること
ができる。In Fig. 4, during the to%t1 period, the current flow of the lower resonance circuit flows in a circuit consisting of Ql, Nt, L+, CI, and C4, and the current flow of the resonance circuit during the tlzt2 period, C.
3, C1, Ls, N1. It flows through a circuit consisting of C2. Current ■ and voltage V due to resonance. The principle of change in is the same as in FIG. The principle of the output voltage adjustment method is also the same as that shown in Fig. 1, and by changing the on-time width of the first and second capacitor control switching elements S, S, shown in Fig. 4, the capacitor C1 The time width during which the voltage becomes zero changes, and the output voltage changes. Therefore, this embodiment can also provide the same effects as the first embodiment.
〔第３の実施例〕次に、第５図及び第３図を参照して本発明の第３の実施
例の共振型スイッチング電源回路を説明する。但し、第
５図において第１図及び第３図と実質的に同一の部分に
は同一符号を付し℃その説明を省略する。[Third Embodiment] Next, a resonant switching power supply circuit according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 5 and 3. However, in FIG. 5, parts that are substantially the same as those in FIGS. 1 and 3 are given the same reference numerals, and their explanations will be omitted.
この実施例では第１及び第２の２イツチング素子Ｑｘ、
Ｃ２の接続中点６と第１及び第２のダイオ−）’１６．
１７の接続中点１５との間にトランスＴとインダクタン
ス素子Ｌ１とが接続され、第２のダイオード１７に並列
にコンデンサＣ１とこの制御用スイッチング素子Ｓ１と
が接続されている。In this embodiment, the first and second switching elements Qx,
C2 connection midpoint 6 and the first and second diodes)'16.
A transformer T and an inductance element L1 are connected between the connecting point 15 of the second diode 17, and a capacitor C1 and the control switching element S1 are connected in parallel to the second diode 17.
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｃ２け第３Ｉｇ
ＣＡ、ｌ■ノに示すように第１図の回路と同様に一定の
周波数で交互にオン・オフ制御される。コンデンサ制御
用スイッチング素子Ｓｌは第３図（Ｃ）に示すＰＷＭパ
ルスで制御される。第３図のｔｏ時点で■＝０、Ｖｏ＝
Ｏであるとすれば、ｔｏ〜ｔ１期間でＨＱｘ、Ｃ３がオ
ン、Ｃ２がオフであるので、を流Ｉけ零から直線上に上
昇する。なお、この電流ＩけＱ＋ 、 Ｎ１、Ｌ１％Ｓ
１の回路で流れる。First and second switching elements Q1, C2 and third Ig
As shown in CA and I, the circuit is alternately turned on and off at a constant frequency, similar to the circuit shown in FIG. The capacitor control switching element Sl is controlled by the PWM pulse shown in FIG. 3(C). At time to in Figure 3, ■=0, Vo=
If it is O, then HQx and C3 are on and C2 is off in the period from to to t1, so that the flow I increases from zero on a straight line. In addition, this current IkeQ+, N1, L1%S
Flows in circuit 1.
ｔ１〜ｔ２期間では、Ｑｌがオン、Ｃ２、Ｃ３がオフで
あり、（ｈ、Ｎ＞、Ｌｌ、Ｃ１の回路で電流工が流れる
。During the period t1 to t2, Ql is on, C2 and C3 are off, and a current flows in the circuit of (h, N>, Ll, C1).
１２〜ｔ３期間では、コンデンサＣ１の充電電圧Ｖ。In the period 12 to t3, the charging voltage V of the capacitor C1.
が電源電圧Ｅよりも僅かに高くなっているために、第１
のダイオード１６がオンになり、コンデンサＣ３の電圧
Ｖ。７５にほぼ電源電圧Ｅにクランプされる。is slightly higher than the power supply voltage E, so the first
diode 16 is turned on, and the voltage across capacitor C3 is V. 75, it is clamped to approximately the power supply voltage E.
インダクタンス素子り、の蓄積エネルギの放出け１３時
点よジも前に終了し、電流Ｉはｔ３で零である。The release of the stored energy in the inductance element ends before time 13, and the current I is zero at t3.
従って、第２のスイッチング素子Ｑ２が電流零の状態で
オンに転換する。Therefore, the second switching element Q2 is turned on with zero current.
ｔ３〜１４期間では、Ｃ２がオン、Ｑｌ、Ｃ３がオフで
あるので、Ｃ１、Ｌｌ、ぺ２．Ｃ２の閉回路が形成され
、コンデンサＣ，の放電が起きる。ｔ４時点になってコ
ンデンサＣ１の電圧が零になり、その後逆方向に充電さ
れるとダイオード１７がオンになり、コンデンサＣ１の
電圧■。はほぼ零になる。コンデンサ制御用スイッチン
グ素子Ｓ１を駆動するための第３図０のパルスの後縁を
制御すると、１サイクル（ｔ。During the period t3 to t14, C2 is on and Ql, C3 are off, so C1, Ll, P2. A closed circuit of C2 is formed and discharge of capacitor C occurs. At time t4, the voltage of the capacitor C1 becomes zero, and when it is subsequently charged in the reverse direction, the diode 17 is turned on, and the voltage of the capacitor C1 becomes ■. becomes almost zero. When the trailing edge of the pulse shown in FIG. 3 0 for driving the capacitor control switching element S1 is controlled, one cycle (t.
〜ｉｓ）中に電源側′＃５１から供給される電力量が変
化し、出力電圧も変化する。従って、第１及び第２の実
施例と同一の作用効果を得ることができる。~is), the amount of power supplied from the power supply side '#51 changes, and the output voltage also changes. Therefore, the same effects as in the first and second embodiments can be obtained.
〔第４の実施例〕次に、第７囚及び第８図を参照して第４の実施例の共振
型スイッチング電源回路を説明する。但し、第７図にお
いて、第１図、第３図、第５図と実質的に同一の部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。第７図の回
路は第５図のダイオード１６に対して並列にコンデンサ
Ｃ２とコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ２とを接続
した回路と同一である。[Fourth Embodiment] Next, a resonant switching power supply circuit according to a fourth embodiment will be described with reference to FIG. 7 and FIG. However, in FIG. 7, parts that are substantially the same as those in FIGS. 1, 3, and 5 are designated by the same reference numerals, and their explanations will be omitted. The circuit shown in FIG. 7 is the same as the circuit shown in FIG. 5 in which a capacitor C2 and a capacitor control switching element S2 are connected in parallel to the diode 16.
第８図のｔｏＳ１３期間の動作は第３図の１．〜ｔ３期
間と同一である。１３〜１６期間はｓ”ｏ−ｔ３期間の
反対極性の動作であり、！３〜ｔ４でＱｌ、Ｓｌがオフ
、Ｃ２及びＳ２がオン忙なり、１４〜１６期間でＱｔ、
ｓｌ。The operation during the toS13 period in FIG. 8 is as shown in 1. in FIG. It is the same as the ~t3 period. The 13th to 16th period is the opposite polarity operation of the s"o-t3 period, and in the !3 to t4, Ql and Sl are off, C2 and S2 are on, and in the 14th to 16th period, Qt,
sl.
Ｓ、がオフ、Ｑ宜がオンになり、電流Ｉは第８図（ト）
に示すように対称的に変化し、コンテｙｆｃ１の電圧＃
：を第８図（ト）に示すように変化する。第１及び第２
のコンデンサ制御用スイッチング素子Ｓ、、Ｓ２は第８
図（Ｃ）（［）のＰＷＭパルスで制御されるため、出方
電圧か第１、第２及び第３の実施例と同様に制御され、
同様な作用効果が得られる。S is off, Q is on, and the current I is as shown in Figure 8 (G).
The voltage # of conte fc1 changes symmetrically as shown in
: changes as shown in Figure 8 (g). 1st and 2nd
The switching elements S, , S2 for controlling the capacitor are the eighth
Since it is controlled by the PWM pulse in Figure (C) ([), the output voltage is controlled in the same way as in the first, second and third embodiments.
Similar effects can be obtained.
〔変形例〕本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiments, and the following modifications are possible, for example.
はｌ 第９図に示すようにトランスＴの１次巻線にセ
ンタタッグを投げ、このセンタタップと第３の端子５と
の間にインダクタンス素子Ｌ１とコンデンサＣ１との共
握回路を接続し、第１の端子３とセンタタッグとの間に
第１のスイッチング素子Ｑ１を介して１次巻線の半分Ｎ
１ ａを接続し、第２の端子４とセンタタップとの間
に第２のスイッチング素子Ｑ２を介して１次巻線の残り
の半分Ｎｌｂを接続し、第１及び第２のスイッチング素
子（１、Ｃ２と第１及び第２のコンデンサ制御用スイッ
チング素子５１ｍ５２とを第１図と同様に制御してもよ
い。As shown in Fig. 9, a center tag is placed on the primary winding of the transformer T, and a joint circuit consisting of an inductance element L1 and a capacitor C1 is connected between this center tap and the third terminal 5. A half N of the primary winding is connected between the first terminal 3 and the center tag via the first switching element Q1.
1a is connected, the remaining half Nlb of the primary winding is connected between the second terminal 4 and the center tap via the second switching element Q2, and the first and second switching elements (1 , C2 and the first and second capacitor control switching elements 51m52 may be controlled in the same manner as in FIG.
（２）コンデンサＣ１を制御するためのスイッチング素
子Ｓ、、Ｓ２を第１０図に示すように２つのＦＥＴ３１
．３２と２つのダイオード３３．３４とで構成してもよ
い。(2) The switching elements S, S2 for controlling the capacitor C1 are two FETs 31 as shown in FIG.
．． 32 and two diodes 33 and 34.
（３１第１〜第４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＦＥ
Ｔとしてもよい。(31 The first to fourth switching elements Q1 to Q4 are
It may also be T.
（４） 第１図、及び第３図の第１及び第２のスイッ
チング素子Ｑ１．Ｑｚに逆並列にダイオードを接続して
もよい。(4) The first and second switching elements Q1. in FIGS. 1 and 3. A diode may be connected antiparallel to Qz.
（５１第１図の電源回路１を２個のＥ／２の電源によっ
て構成することができる。(51) The power supply circuit 1 shown in FIG. 1 can be constituted by two E/2 power supplies.
（６）Ｓ、、Ｓ、を制御するためのＰＷＭパルスを例え
ば第２図のｔ１〜ｔ２期間に対応するパルス幅を有する
ものにしてもよい。(6) The PWM pulse for controlling S, , S, may have a pulse width corresponding to the period t1 to t2 in FIG. 2, for example.
（カ トランスＴが大きなインダクタンスを有する場合
にはこれを共振用のインダクタンスに兼用し、インダク
タンス素子Ｌ１を省いてもよい。(If the transformer T has a large inductance, it may also be used as a resonance inductance, and the inductance element L1 may be omitted.
（８）トランスＴの位置に負荷８を直接に接続し。(8) Connect the load 8 directly to the transformer T position.
負荷８に交流を供給する場合にも適用可能である。It is also applicable when supplying alternating current to the load 8.
上述のようにいずれの請求項の発明によってもスイッチ
ング周波数を固定した状態で電力又は電圧又は電流を調
整することが可能になる。また、請求項２．４．５．６
によれば、コンデンサの電圧の上昇を抑えることができ
ると共に、スイッチング素子のオン・オフ切換時の電力
損失の低減を図ることができる。As described above, according to the invention of any of the claims, it is possible to adjust the power, voltage, or current while keeping the switching frequency fixed. Also, claim 2.4.5.6
According to the invention, it is possible to suppress the increase in the voltage of the capacitor, and it is also possible to reduce the power loss when switching the switching element on and off.
第１図は本発明の第１の実施例の共振型スイッチング電
源回路を示す回路図、第２内は第１歯の各部の状態を原理的に示す波形図。第３図は第２の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す回路図、第４図は第３図の各部の状態を原理的に示す波形図、第５図は第３の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す回路内。第３囚はｌＸ５図の各部の状態を原理的に示す波形図。第７図は第４の実施例の共振型スイッチング電源回路を
示す波形内、第８図は第７図の各部の状態を原理的に示す波形図、第９図は変形例の共振型スイッチング電源回路を示す回
路図、第１０図は変形例のコンデンサ制御用スイッチ回路を示
す回路図、第１１図は従来の共振型スイッチング電源回路を示す回
路図、第１２図は第１１図の各部の状態を原理的に示す波形図
である◎１・・・直流電源回路、３・・・第１の端子、４・・第
２の端子、Ｑｌ・・・第１のスイッチング素子、Ｑ２・
・・第２のスイッチング素子、Ｃ，・・・共振用コンデ
ンサ、Ｌ】・・・直列共振用インダクタンス素子、 ８
１ ＋ ８２・・・コンデンサ制御用スイッチング素子
。代 理 人 高 野 則 次第２図第５図Ｃすｄ−〜〉FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonant switching power supply circuit according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform chart showing the state of each part of the first tooth in principle. Fig. 3 is a circuit diagram showing the resonant switching power supply circuit of the second embodiment, Fig. 4 is a waveform diagram showing the state of each part in Fig. 3 in principle, and Fig. 5 is a circuit diagram showing the resonance type switching power supply circuit of the third embodiment. Inside the circuit showing type switching power supply circuit. The third figure is a waveform diagram that shows the state of each part of the IX5 diagram in principle. Figure 7 is a waveform diagram showing the resonant switching power supply circuit of the fourth embodiment, Figure 8 is a waveform diagram showing the state of each part in Figure 7 in principle, and Figure 9 is a modified resonant switching power supply circuit. A circuit diagram showing the circuit, Fig. 10 is a circuit diagram showing a modified capacitor control switch circuit, Fig. 11 is a circuit diagram showing a conventional resonant switching power supply circuit, and Fig. 12 shows the state of each part in Fig. 11. It is a waveform diagram showing the principle of ◎ 1... DC power supply circuit, 3... First terminal, 4... Second terminal, Ql... First switching element, Q2...
...Second switching element, C, ...resonance capacitor, L]...series resonance inductance element, 8
1 + 82...Switching element for capacitor control. Agent Norihiro Takano Figure 2 Figure 5 Csd - ~ 〉
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP1100847AExpired - LifetimeJPH0746903B2 (en) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | Resonant switching power supply circuit |
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