JP4675255B2 - Multi-user detection device - Google Patents
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Description
Translated fromJapanese本発明は、ディジタル無線通信に関するもので、特に３ＧＰＰ（３rdＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）に準拠したＴＤＤ通信システムの受信機におけるマルチユーザー検出装置に関するものである。The present invention relates to a digital radio communication, to a multi-user detector in particular 3GPP (3rd Generation Partnership Project) conform to the TDD communications system receiver.
ユニバーサル移動通信方式（ＵＭＴＳ）の中で復信方式としてＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を用いるＴＤ−ＣＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）またはＴＤ−ＳＣＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）と呼ばれる方式がある。これらＴＤＤを用いるＵＭＴＳシステム（以降ＵＭＴＳ−ＴＤＤと記す）では、セル間干渉の低減等を目的として、基地局間相互のフレームタイミング同期を確保した上で動作する仕様がオプションとして規定されている（例えば非特許文献１参照）。It called TDD (Time Division Duplex) using TD-CDMA (Time Division-Code Division Multiple Access) or TD-SCDMA (Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access) as a recoverysignal method in the Universal Mobile Telecommunication system (UMTS) There is a method. In these UMTS systems that use TDD (hereinafter referred to as UMTS-TDD), for the purpose of reducing inter-cell interference and the like, specifications that operate after securing frame timing synchronization between base stations are defined as options ( For example, refer nonpatent literature 1).
３ＧＰＰ規格では前記フレームタイミング同期を前提として、同一周波数の同じタイミングを最大で１６のユーザーが共有できる仕様になっているが、各ユーザーを個別に検出する手法としてジョイントディテクション（または結合推定）と呼ばれる技術がある。 The 3GPP standard assumes that the same timing at the same frequency can be shared by up to 16 users on the premise of the frame timing synchronization, but joint detection (or joint estimation) is a method for detecting each user individually. There is a technology called.
ジョイントディテクションは公知のマルチユーザー検出技術であり、良好な性能が得られる事が知られているが、ＷＣＤＭＡシステムへの適用は、拡散符号長や非同期動作の問題から困難である。しかし、ＵＭＴＳ−ＴＤＤでは各ユーザーの送受信タイミングが同期していることと、ユーザー数に制限が設けられている事から、ジョイントディテクションによるマルチユーザー検出技術の実装が現実的になっている。 Joint detection is a known multi-user detection technique, and it is known that good performance can be obtained. However, application to a WCDMA system is difficult due to the problem of spreading code length and asynchronous operation. However, in UMTS-TDD, since the transmission / reception timing of each user is synchronized and the number of users is limited, it is realistic to implement a multi-user detection technique by joint detection.
ジョイントディテクションはＢＬＥ（Ｂｌｏｃｋ Ｌｉｎｅｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）と呼ばれる等化器により実現されるが、具体的な実装手法としてはコレスキ分解を用いて、全てのユーザーの伝送路とユーザー識別符号の畳み込みに相当するシステム行列の逆行列を計算する手法（コレスキ分解法）や、前記、システム行列をＤＦＴ（Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列を用いて対角化して周波数領域で等化処理を実行する手法（ブロックＦＦＴ法）等が知られている（非特許文献２参照）。 The joint detection is realized by an equalizer called BLE (Block Liner Equalizer). As a specific implementation method, a system corresponding to convolution of transmission paths of all users and user identification codes using Cholesky decomposition. A method for calculating an inverse matrix (Cholesky decomposition method), a method for diagonalizing a system matrix using a DFT (Decrement Fourier Transform) matrix and performing equalization processing in the frequency domain (block FFT method), etc. Is known (see Non-Patent Document 2).
この非特許文献２によれば、前記二つの方式を比較した場合、ブロックＦＦＴ法のほうがコレスキ分解法よりも処理量が少ないというメリットがある。 According to
次にブロックＦＦＴ法について説明する。
全てのユーザーの伝送路とユーザー識別符号の畳み込みに相当するシステム行列をＣ(P,K)、ユーザ数をＫ、インパルスレスポンス長をＰ（値はユーザ数によって一意に決まるもので、ユーザ数が小さくなるとレスポンス長は大きくなる（参考文献３：３ＧＰＰ ＴＳ ２５．２２１））とおくと、システム行列 はＤＰ×ＤＫ（「ＤＰ行ＤＫ列」の意を表すものとし、以下同様に表記する）のブロック巡回行列となる。なおシステム行列Ｃ(P,K)の添え字（Ｐ，Ｋ）は行列ＣがＤＰ×ＤＫであることを示している。Next, the block FFT method will be described.
The system matrix corresponding to the convolution of the transmission paths and user identification codes of all users is C(P, K) , the number of users is K, and the impulse response length is P (value is uniquely determined by the number of users. If the response length becomes smaller (Ref. 3: 3GPP TS 25.221)), the system matrix is DP x DK ("DP row DK column" means the same, and so on) It becomes a block cyclic matrix. The subscript(P, K) of the system matrix C(P, K) indicates that the matrix C is DP × DK.
システム行列Ｃ(P,K)は、巡回行列になっているのでＤＦＴ行列Ｄ(n)を用いて、次のような二次形式に書き直す事ができる。なお、ＤＦＴ行列Ｄ(n)は、既設のように、（Ｄ×ｎ）行、（Ｄ×ｎ）列の行列であり、ｎはシンボル数であってＫまたはＰを採り得る。Since the system matrix C(P, K) is a cyclic matrix, it can be rewritten into the following quadratic form using the DFT matrix D(n) . Note that the DFT matrix D(n) is a matrix of (D × n) rows and (D × n) columns, and n is the number of symbols, and can take K or P, as already established.
周波数特性行列Λ(P,K)はＣ(P,K)の第一ブロック列のブロックフーリエ変換により計算される。The frequency characteristic matrix Λ(P, K) is calculated by block Fourier transform of the first block sequence of C(P, K) .
次に、受信信号系列をｘ、推定送信系列をｄとおくと、数式１より次式が成り立つ。 Next, when the received signal sequence is x and the estimated transmission sequence is d, the following equation is established from
ブロックＦＦＴ法で多用されるＦＦＴは非常に一般的かつ利用価値の高い信号処理である。そのため、ＦＰＧＡやＬＳＩ等における実装も一般的であり既存設計資産を利用できる可能性が高い。また、ＤＳＰを用いてハードウェアを構成する場合も、ＦＦＴ演算はＤＳＰが得意とする積和演算を主とする処理であるから高速処理が可能である。 FFT, which is frequently used in the block FFT method, is a very general and highly useful signal processing. Therefore, mounting in FPGA, LSI, etc. is common, and there is a high possibility that existing design assets can be used. Also, when the hardware is configured using a DSP, the FFT operation is a process mainly including a product-sum operation that the DSP is good at, so that high-speed processing is possible.
しかしその一方で、逆行列演算に必要となるコレスキ分解処理は平方根演算や除算を含むので、ハードウェア実装を難しくする要因になっている。 However, on the other hand, the Cholesky decomposition process necessary for the inverse matrix operation includes square root operation and division, which makes hardware implementation difficult.
次に、前記数式１〜５により実現されるブロックＦＦＴ法を実現するためのハードウェア構成例を図３に示し、処理手順を説明する。図３の上部に示す機能ブロックは各ユーザーの推定送信系列ｄを再生する機能を担う。すなわち、受信信号は周波数領域等化回路１１と伝搬路推定部１２に入力される。周波数領域等化回路はＤポイントＦＦＴ演算部１１−１、行列乗算部１１−２およびＤポイントＩＦＦＴ演算部１１−３から構成され数式５で示される周波数領域等化演算を実行して各ユーザーの推定送信系列ｄを再生する機能を持つ。 Next, FIG. 3 shows a hardware configuration example for realizing the block FFT method realized by
一方、図３の下部に示す機能ブロックは、上述の受信信号を用いて、周波数領域等化回路で使用する周波数特性の補正値を計算して出力する機能を担う。
まず、伝搬路推定部１２において伝搬路特性を推定し、その結果を元に周波数特性推定部１３において周波数特性行列Λ(P,K)の計算と、周波数特性行列Λ(P,K)の逆行列演算計算を実施する。伝搬路推定は、ミッドアンサンブルなどの既知系列を用いる等の公知技術を用いて実現することができる。On the other hand, the functional block shown in the lower part of FIG. 3 has a function of calculating and outputting a correction value of a frequency characteristic used in the frequency domain equalization circuit using the above-described received signal.
First, to estimate the channel characteristics in the propagation
周波数特性行列Λ(P,K)の逆行列演算を行う周波数特性推定部１３は、数式３の演算を実現するための３つの機能ブロックとして、システム行列先頭Ｋ列抽出部１３−１、ＤポイントＦＦＴ演算部１３−２、逆行列演算部１３−３から構成され、一連の計算結果は、逆行列演算部より出力される。The
なお前記逆行列演算部では、周波数特性行列Λ(P,K)がブロック対角行列であり、“０”を成分とする要素が多いことから、ＤＰ×ＤＰの行列全体について逆行列計算を実施する必要はない。またユーザー数が４以上であれば逆行列演算にはコレスキ分解等を適用するのが現実的であり、ユーザー数が１または２の場合は逆行列を直接計算するのが良い。In the inverse matrix calculation unit, the frequency characteristic matrix Λ(P, K) is a block diagonal matrix, and there are many elements having “0” as a component. Therefore, the inverse matrix calculation is performed for the entire DP × DP matrix. do not have to. If the number of users is 4 or more, it is practical to apply Cholesky decomposition or the like to the inverse matrix operation. If the number of users is 1 or 2, it is preferable to directly calculate the inverse matrix.
周波数領域等化回路におけるＦＦＴ・ＩＦＦＴポイント数は、計算精度と復号するデータ数の兼ね合いから決定する必要があるが、計算精度の観点からは１６ポイント以上のＦＦＴ演算が望ましいという研究報告がある。 Although it is necessary to determine the number of FFT / IFFT points in the frequency domain equalization circuit based on the balance between the calculation accuracy and the number of data to be decoded, there is a research report that an FFT operation of 16 points or more is desirable from the viewpoint of calculation accuracy.
次に、取り扱うデータ数を考慮してＦＦＴポイント数を検討する場合を考えてみる。 Next, consider a case where the number of FFT points is examined in consideration of the number of data to be handled.
ＴＤ−ＳＣＤＭＡではバースト中にデータシンボルが４４個あり、ミッドアンブルを挟んで後半と前半に分割された状態で、それぞれ２２個ずつ送信される。従って、３２ポイントのＦＦＴを適用すれば、前後２回に分けて復号処理を行うことで前半後半それぞれの処理が完了するので、ＦＦＴの分割処理によるオーバーヘッドの増加等がないという利点がある。 In TD-SCDMA, there are 44 data symbols in a burst, and 22 data symbols are transmitted in a state of being divided into the latter half and the first half with the midamble in between. Therefore, if 32-point FFT is applied, the decoding process is performed in two steps before and after, so that each process in the first half is completed, and there is an advantage that there is no increase in overhead due to the FFT division process.
以上説明したように、ＴＤ−ＳＣＤＭＡでは３２ポイントＦＦＴを適用して一括処理するのが最適である。 As described above, in TD-SCDMA, it is optimal to apply batch processing by applying 32-point FFT.
なお、従来方式によれば３２ポイントＦＦＴの採用を前提とした場合、数式３と数式５に使用するＦＦＴポイント数は統一する必要がある。 According to the conventional method, when it is assumed that 32-point FFT is adopted, the number of FFT points used in
次に、複素ＦＦＴ演算に必要となる演算量を図４に示し、ＦＦＴの演算量とＦＦＴポイント数の関係について説明する。本演算量は、ＦＦＴ演算の基数を２とし、複素数乗算を４回の実数乗算と２回の実数加算で計算し、すべての不要な乗算を除去する５バタフライルーチンを用いた値である。 Next, FIG. 4 shows the amount of calculation required for the complex FFT calculation, and the relationship between the FFT calculation amount and the number of FFT points will be described. This calculation amount is a value using a five butterfly routine in which the radix of the FFT calculation is 2, the complex number multiplication is calculated by four real number multiplications and two real number additions, and all unnecessary multiplications are removed.
図４より明らかなように、ＦＦＴポイント数が大きくなると指数関数的に演算量が増える。逆に言えば、ＦＦＴポイント数を減らすことは処理量削減に対する効果が大きい。 As is clear from FIG. 4, as the number of FFT points increases, the amount of computation increases exponentially. In other words, reducing the number of FFT points has a great effect on the amount of processing.
またＦＦＴポイント数は、ブロックＦＦＴ法によるマルチユーザー検出処理におけるＦＦＴ演算そのものの処理量だけでなく、前記周波数特性推定部の逆行列演算部の処理量にも影響があり、後者の演算量が全体に占める割合は、実装方法によっては５０％を超える場合もある。 The number of FFT points affects not only the processing amount of the FFT calculation itself in the multi-user detection processing by the block FFT method but also the processing amount of the inverse matrix calculation unit of the frequency characteristic estimation unit. The proportion of the above may exceed 50% depending on the mounting method.
なお、以上の説明ではＴＤ−ＳＣＤＭＡの場合を例に挙げて説明してきたが、次にＴＤ−ＣＤＭＡの場合について簡単に説明する。ＴＤ−ＣＤＭＡは複数のフレーム構成仕様をもつが、たとえばフレームＴＹＰＥ１、拡散率１６の場合の１／２バーストのデータ数は６５である。しかし、この時の最適ＦＦＴポイント数は１２８ポイントではなく、３２ポイント程度のＦＦＴを複数回分割して実行するほうが処理量の面で有利になる。したがってＴＤ−ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡとともに周波数特性を補正する処理に適したＦＦＴポイント数は３２程度となる。 In the above description, the case of TD-SCDMA has been described as an example. Next, the case of TD-CDMA will be briefly described. TD-CDMA has a plurality of frame configuration specifications. For example, in the case of frame TYPE1 and spreading
数式１〜５で実現されるブロックＦＦＴ法によるマルチユーザ検出のために必要となる処理量は大変大きい。更にその処理量はＦＦＴポイント数とユーザー数の増加に伴い指数関数的に大きくなる傾向があり、実装上のハード規模や消費電力の面で問題がある。 The amount of processing required for multi-user detection by the block FFT method realized by
本発明はＢＥＲ等で規定される性能劣化を最低限に抑えつつ、処理量を軽減できるブロックＦＦＴ法によるＵＭＴＳ−ＴＤＤ用マルチユーザー検出装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a UMTS-TDD multi-user detection apparatus based on the block FFT method that can reduce the processing amount while minimizing the performance degradation defined by BER or the like.
上記の目的を達成するために、本発明は、ユニバーサル移動通信方式（ＵＭＴＳ）の中で復信方式としてＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）を用いるＴＤ−ＣＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）またはＴＤ−ＳＣＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ−Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を用いる無線通信システムの受信信号処理部のマルチユーザー検出装置において、周波数領域で受信信号の補正を行う周波数領域等化部（周波数領域等化回路）と、受信信号中の既知系列をもとに伝搬路状況を推定して出力する伝搬路推定部と、前記伝搬路推定部により得られる伝搬路状況に基づいて、各ユーザの伝搬路とユーザ識別符号とを合わせたものの周波数特性を推定した後、前記伝搬路の周波数特性の逆特性を計算し、その計算結果を周波数領域の補正値として、前記周波数領域等化部に出力する周波数特性推定部とを備え、前記周波数領域等化部で適用するＦＦＴポイント数を前記周波数特性推定部で適用するＦＦＴポイント数のｍ倍（ｍは２のべき乗）に設定するとともに、前記周波数特性推定部では、計算した周波数特性データをｍ倍に補間することにより、周波数特性データ個数をｍ倍し、前記個数をｍ倍にした周波数特性データを用いて周波数領域の補正値を計算して、前記周波数領域等化部に出力することを特徴とする。To achieve the above object, the present invention is, TD-CDMA (Time Division- Code Division Multiple Access) using TDD (Time Division Duplex) as condensatesignal system in the universal mobile communication system (UMTS) or TD- In a multi-user detection device of a reception signal processing unit of a wireless communication system using time division-synchronous code division multiple access (SCDMA), a frequency domain equalization unit (frequency domain equalization circuit) for correcting a reception signal in the frequency domain, a channel estimation unit which estimates a channel condition output based on the known sequence in the received signal, based on the propagation path state obtained by the propagation path estimator, a propagation pathof each user After estimating the frequency characteristics ofa combination of the user identification code, an inverse characteristic of the frequency characteristic of the propagation path is calculated, and outputs the calculation result as a correction value for the frequency domain, the frequency domain equalization unit frequency A frequency estimation unit, and sets the number of FFT points applied by the frequency domain equalization unit to m times the number of FFT points applied by the frequency characteristic estimation unit (m is a power of 2), and the frequency characteristic estimation The unit interpolates the calculated frequency characteristic data by m times, thereby multiplying the frequency characteristic data number by m times, and using the frequency characteristic data obtained by multiplying the number by m times to calculate a frequency domain correction value, It outputs to a frequency domain equalization part, It is characterized by the above-mentioned.
本発明によれば性能劣化を最低限に抑えつつ、処理量を軽減できるブロックＦＦＴ法によるＵＭＴＳ−ＴＤＤ用マルチユーザー検出装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a UMTS-TDD multi-user detection apparatus based on the block FFT method that can reduce the processing amount while minimizing performance degradation.
以下、本発明の実施の形態について説明する。図１は本発明の実施の形態を示すブロック図である。なお、マルチユーザー検出は無線機の受信部において実装される機能なので本説明では受信部について説明する。
図１において、受信信号は周波数領域等化回路２１と、伝搬路推定部２２に入力される。Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. Since multi-user detection is a function implemented in the receiving unit of the wireless device, this description will be made on the receiving unit.
In FIG. 1, the received signal is input to a frequency
周波数領域等化回路２１は、Ｄ１ポイントＦＦＴ演算部２１−１、行列乗算部２１−２およびＤ１ポイントＩＦＦＴ演算部２１−３により構成され、数式５で示される周波数領域等化を実行して、各ユーザーの推定送信系列ｄを再生する機能を持つ。 The frequency
一方、図１の下部に示す機能ブロックは、受信信号を元に伝搬路推定部２２において伝搬路特性を推定し、その結果を元に周波数特性推定部２３において周波数特性行列Λ(P,K)の計算と、Λ(P,K)の逆行列演算計算を実施する構成を表している。On the other hand, the functional block shown in the lower part of FIG. 1 estimates the channel characteristics in the
周波数特性行列Λ(P,K)の逆行列演算を行う周波数特性推定部２３は、システム行列先頭Ｋ列抽出部２３−１、Ｄ２ポイントＦＦＴ演算部２３−２、ＦＦＴ演算結果補間部２３−３、逆行列演算部２３−４から構成され、一連の計算結果は、逆行列演算部２３−４より行列乗算部２１−２出力される。The frequency
図３に示した従来のブロックＦＦＴ法によるマルチユーザー検出装置では、周波数領域等化回路１１を構成するＤポイントＦＦＴ演算部１のＦＦＴ・ＩＦＦＴ演算ポイント数をＤとし、周波数特性推定部１３のＤポイントＦＦＴ演算部１３−２のＦＦＴ演算ポイント数をＤとして、同一の値を適用するが、本発明ではＤ１ポイントＦＦＴ演算部２１−１、Ｄ２ポイントＦＦＴ演算部２３−２のそれぞれにおいて、前記二つのＦＦＴポイント数をそれぞれＤ１，Ｄ２とし、それらの関係をＤ２＝Ｄ１／ｍ（ｍは２のべき乗）とすることで演算量を削減する。 In the conventional multi-user detection apparatus based on the block FFT method shown in FIG. 3, the number of FFT / IFFT calculation points of the D point
たとえばＤ１＝３２，ｍ＝２とした場合Ｄ２＝１６となり、この時、Ｄ２ポイントＦＦＴ演算部２３−２におけるＦＦＴポイント数を１６に設定する。 For example, when D1 = 32 and m = 2, D2 = 16. At this time, the number of FFT points in the D2 point FFT calculation unit 23-2 is set to 16.
しかしこの場合、周波数領域等化回路内部の行列乗算部２１−２における乗算処理に入力する行列の次数に不整合が生じるので、この問題を回避するために行列サイズの整合を採るべく、ＦＦＴ演算結果補間部２３−３を設け、ここにおいて演算結果を補間して演算次数の整合をとる。 However, in this case, there is a mismatch in the order of the matrix input to the multiplication process in the matrix multiplier 21-2 in the frequency domain equalization circuit. Therefore, in order to avoid this problem, an FFT operation is performed to match the matrix size. A result interpolation unit 23-3 is provided, and the calculation results are interpolated to match the calculation orders.
補間方法は公知の様々な方法が適用可能であるが、特に補間方法として０次補間を適用した場合に、逆行列演算部２３−４の処理が簡略化可能になる。なぜなら、０次補間によれば、前記ＦＦＴ演算結果補間部２３−３において隣接する二つのＦＦＴ演算結果が同じ値として補間されるので、Ｄ２＝３２，ｍ＝２，Ｄ１＝１６であれば、周波数特性行列Λ(P,K)を構成するＤ１（＝３２）個のΛdはΛ1＝Λ2, Λ3＝Λ4,…, Λ31＝Λ32という関係になる。従って前記逆行列演算は半分だけ実行するだけで充分であり、補間分の逆行列演算は不要になる。Various known methods can be applied as the interpolation method. In particular, when the zero-order interpolation is applied as the interpolation method, the processing of the inverse matrix calculator 23-4 can be simplified. This is because according to the 0th-order interpolation, the two adjacent FFT calculation results are interpolated as the same value in the FFT calculation result interpolation unit 23-3, so that if D2 = 32, m = 2, and D1 = 16, The D1 (= 32) Λd constituting the frequency characteristic matrix Λ(P, K) have a relationship of Λ1 = Λ2 , Λ3 = Λ4 ,..., Λ31 = Λ32 . Therefore, it is sufficient to execute the inverse matrix calculation by half, and the inverse matrix calculation for the interpolation is unnecessary.
本実施の形態によるマルチユーザー検出回路を実装した場合のＢＥＲ特性シミュレーション結果を図２に示す。シミュレーションは、電力和が一定となる２パスモデルとし、各パスのレベル変動はフレーム先頭で固定とする簡易ブロックフェージングモデルを前提としている。フレーム構成は３ＧＰＰのＴＤ−ＳＣＤＭＡ仕様に準拠するが、誤り訂正は行っていない。また、ＦＦＴ演算結果補間部の補間処理は、演算量削減効果の大きい０次補間を適用した。 FIG. 2 shows a BER characteristic simulation result when the multi-user detection circuit according to the present embodiment is mounted. The simulation presupposes a simple block fading model in which a two-pass model in which the power sum is constant and the level fluctuation of each path is fixed at the beginning of the frame. The frame configuration conforms to the 3GPP TD-SCDMA specification, but error correction is not performed. In addition, 0th-order interpolation having a large calculation amount reduction effect is applied to the interpolation processing of the FFT calculation result interpolation unit.
グラフは、数式３の計算における周波数特性行列計算時のＦＦＴポイント数、すなわち図１におけるＤ２ポイントＦＦＴ演算部２３−２のＦＦＴポイント数Ｄ２を４，８，１６，３２としてシミュレーション結果をプロットしたものである。一方、Ｄ１ポイントＦＦＴ演算部２１−１のＦＦＴポイント数Ｄ１は固定値３２としている。また、凡例Ｋの値はユーザー数を示し、凡例（ＦＦＴ４）はＤ２＝４，凡例（ＦＦＴ８）はＤ２＝８，凡例（ＦＦＴ１６）はＤ２＝１６，凡例（ＦＦＴ３２）はＤ２＝３２である事を示しており、凡例（ＦＦＴ３２）のデータは従来方式に相当する。 The graph is a plot of simulation results with the number of FFT points when calculating the frequency characteristic matrix in the calculation of
この結果より、本発明においてＤ２＝１６とする事による特性劣化が、ほとんどない事が確認できる。また、システム仕様によってはＤ２＝８とする事も許容できる可能性もある。ただしＤ２＝４とした場合の特性劣化は大きい。なおここでは結果を示していないが、マルチパス環境でない場合は周波数特性をもたないので、Ｄ２＝４とＤ２＝３２の場合の特性差はない。 From this result, it can be confirmed that there is almost no characteristic deterioration due to D2 = 16 in the present invention. Also, depending on the system specifications, it may be acceptable to set D2 = 8. However, the characteristic deterioration is large when D2 = 4. Although the results are not shown here, since there is no frequency characteristic in a non-multipath environment, there is no characteristic difference between D2 = 4 and D2 = 32.
ＦＦＴ演算に要する処理量は図４に示したとおり、ポイント数を減らすことで大幅に削減可能であり、３２ポイントＦＦＴ演算を１６ポイントＦＦＴで置き換える（Ｄ２＝１６）と、数式３で表される伝搬路の周波数特性演算に要する処理量は半分以下になる。 As shown in FIG. 4, the processing amount required for the FFT operation can be greatly reduced by reducing the number of points. When the 32-point FFT operation is replaced with a 16-point FFT (D2 = 16), it is expressed by
さらに、ＦＦＴ演算結果補間部の補間処理を０次補間とした場合に限って、数式５の逆行列演算に関する処理量を大幅に削減することができる。数式５の逆行列処理はブロックＦＦＴ法の処理全体の中でも支配的な位置を占めているので、０次補間を用いた場合の処理量削減効果は大きい。具体的には、マルチユーザー検出に要する乗算、加算処理を７０％程度にできる。また逆行列演算をコレスキ分解により実現した場合に必要になる除算や平方根演算は、それぞれ５０％にする事ができる。しかも、前述の通り本特許を実装した場合の特性劣化はわずかである。 Furthermore, only when the interpolation processing of the FFT calculation result interpolation unit is zero-order interpolation, the processing amount related to the inverse matrix calculation of Equation 5 can be significantly reduced. Since the inverse matrix processing of Expression 5 occupies a dominant position in the entire processing of the block FFT method, the effect of reducing the processing amount when using the zero-order interpolation is great. Specifically, the multiplication and addition processing required for multiuser detection can be reduced to about 70%. Further, the division and square root operations required when the inverse matrix operation is realized by Cholesky decomposition can be 50%, respectively. Moreover, as described above, the characteristic deterioration when the present patent is mounted is slight.
また、ユーザー数制限を設けたり、システム仕様の許容範囲を広げることができるなら、Ｄ２＝８も選択可能である。この場合はマルチユーザー検出に要する処理量の中の乗算、加算処理は５０％以下にできるし、除算および平方根演算は、それぞれ２５％まで圧縮できる。 Also, D2 = 8 can be selected if the number of users can be limited or the permissible range of system specifications can be expanded. In this case, multiplication and addition processing in the processing amount required for multi-user detection can be reduced to 50% or less, and division and square root calculation can be compressed to 25%, respectively.
本発明によれば、若干のＢＥＲ特性劣化を許容する事で伝搬路推定結果に対する処理量を軽減する事ができ、受信信号処理部のハード規模縮小や、消費電力低減が可能になる等の効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to reduce the processing amount for the propagation path estimation result by allowing a slight deterioration of the BER characteristic, and it is possible to reduce the hardware scale of the received signal processing unit and reduce power consumption. Play.
２１ 周波数領域等化回路、２１−１ Ｄ１ポイントＦＦＴ演算部、２１−２ 行列乗算部、２１−３ Ｄ１ポイントＩＦＦＴ演算部、２２ 伝搬路推定部、２３ 周波数特性推定部、２３−１ システム行列先頭Ｋ列抽出部、２３−２ Ｄ２ポイントＦＦＴ演算部、２３−３ ＦＦＴ演算結果補間部、２３−４ 逆行列演算部。 21 frequency domain equalization circuit, 21-1 D1 point FFT operation unit, 21-2 matrix multiplication unit, 21-3 D1 point IFFT operation unit, 22 propagation path estimation unit, 23 frequency characteristic estimation unit, 23-1 system matrix head K column extraction unit, 23-2 D2 point FFT calculation unit, 23-3 FFT calculation result interpolation unit, 23-4 inverse matrix calculation unit.
Claims (1)
Translated fromJapanese周波数領域で受信信号の補正を行う周波数領域等化部と、
受信信号中の既知系列を基に伝搬路状況を推定して出力する伝搬路推定部と、
前記伝搬路推定部により得られる伝搬路状況に基づいて、各ユーザの伝搬路とユーザ識別符号とを合わせたものの周波数特性を推定した後、前記伝搬路の周波数特性の逆特性を計算し、その計算結果を周波数領域の補正値として、前記周波数領域等化部に出力する周波数特性推定部とを備え、
前記周波数領域等化部で適用するＦＦＴポイント数を前記周波数特性推定部で適用するＦＦＴポイント数のｍ倍（ｍは２のべき乗）に設定するとともに、
前記周波数特性推定部では、計算した周波数特性データをｍ倍に補間することにより周波数特性データ個数をｍ倍し、前記個数をｍ倍にした周波数特性データを用いて周波数領域の補正値を計算して前記周波数領域等化部に出力することを特徴とするマルチユーザー検出装置。In multi-user detection apparatus of the reception signal processing section of a radio communication system using a TD-CDMA or TD-SCDMA using TDD as recoverysignal system in the universal mobile communication system,
A frequency domain equalizer for correcting the received signal in the frequency domain;
A propagation path estimator that estimates and outputs a propagation path condition based on a known sequence in the received signal;
Based on the propagation path state obtained by the propagation path estimation unit, after estimating a frequency characteristic ofa combination of the channeland the user identification codeof each user, and calculates the inverse characteristic of the frequency characteristic of the propagation path, A frequency characteristic estimation unit that outputs the calculation result as a frequency domain correction value to the frequency domain equalization unit,
While setting the number of FFT points applied in the frequency domain equalization unit to m times the number of FFT points applied in the frequency characteristic estimation unit (m is a power of 2),
The frequency characteristic estimation unit interpolates the calculated frequency characteristic data m times to multiply the frequency characteristic data number by m, and uses the frequency characteristic data obtained by multiplying the number m times to calculate a frequency domain correction value. Output to the frequency domain equalization unit.
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