【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数の異なる複
数のキャリアを用いてデータ伝送を行うマルチキャリア
伝送方式の通信品質を改善するために使用されるアダプ
ティブ受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive receiving apparatus used to improve communication quality of a multi-carrier transmission system in which data is transmitted using a plurality of carriers having different frequencies.
【０００２】[0002]
【従来技術】所望波と不要波が同時に到来する電波環境
において、アレーアンテナの指向性を電波環境に適応し
て制御する技術としてアダプティブアレーアンテナが知
られている。図４に従来技術の一例として、２つのアン
テナ素子Ａ１，Ａ２を用いるアダプティブアレーアンテ
ナの基本構成を示す。２つのアンテナ素子Ａ１，Ａ２で
受信された信号ｘ1，ｘ2は、それぞれ重み付け装置２
１で重み付けされて合成器２２で合成される。重み係数
ｗ１，ｗ２は各アンテナ素子Ａ１，Ａ２で受信された信
号ｘ1，ｘ2および事前に明らかとなっている情報を基
に、制御装置４により決定される。制御装置４は相関行
列推定装置４１、相関ベクトル推定装置４２、逆行列演
算装置４３、行列乗算装置４４とから構成されている。2. Description of the Related Art In a radio environment in which a desired wave and an unwanted wave arrive at the same time, an adaptive array antenna is known as a technique for controlling the directivity of the array antenna by adapting to the radio environment. FIG. 4 shows a basic configuration of an adaptive array antenna using two antenna elements A1 and A2 as an example of conventional technology. The signals x1 and x2 received by the two antenna elements A1 and A2 are respectively weighted by the weighting device 2
It is weighted by 1 and combined by the combiner 22. The weighting factors w1 and w2 are determined by the control device 4 on the basis of the signals x1 and x2 received by the antenna elements A1 and A2 and the information that is known in advance. The control device 4 includes a correlation matrix estimation device 41, a correlation vector estimation device 42, an inverse matrix calculation device 43, and a matrix multiplication device 44.
【０００３】以下、制御装置４の動作について詳細に説
明する。まず、各アンテナ素子Ａ１，Ａ２で受信した信
号ｘ1,ｘ2,重み付けを行う際の重み係数ｗ1,ｗ2に関し
て、次のようにベクトル表記する。The operation of the control device 4 will be described in detail below. First, the signals x1 and x2 received by the antenna elements A1 and A2 and the weighting factors w1 and w2 for weighting are expressed as vectors as follows.
【０００４】[0004]
【数１】Ｘ＝〔ｘ1 ｘ2〕T (1)[Formula 1] X = [x1 x2 ]T (1)
【数２】Ｗ＝〔ｗ1 ｗ2〕T (2)[Equation 2] W = [w1 w2 ]T (2)
【０００５】従来のアダプティブアレーアンテナの最適
な重み係数Ｗoptは以下の式で表される。The optimum weight coefficient Wopt of the conventional adaptive array antenna is expressed by the following equation.
【０００６】[0006]
【数３】[Equation 3]
【０００７】ただし、However,
【数４】(4)[Equation 4] (Four)
【数５】 ｒxd＝Ｅ〔ｘ1(t)・ｄ*(t) ｘ2(t)・ｄ*(t) 〕T (5)##EQU00005 ## rxd = E [x1 (t) .d* (t) x2 (t) .d* (t)]T (5)
【０００８】であり、ｄ(t) は参照信号の波形である。
また、*,Ｔおよび+ はそれぞれ複素共役、行列の転置お
よび複素共役転置を表し、Ｅ〔・〕は平均値を求める演
算を表す。Ｒxxおよびｒxdはそれぞれ相関行列及び相関
ベクトルと呼ばれている。式(4) 、式(5) におけるＥ
〔・〕は、本来はアンサンブル平均（集合平均）であ
る。Where d (t) is the waveform of the reference signal.
Also, *, T and + represent complex conjugate, matrix transpose and complex conjugate transpose, respectively, and E [·] represents an operation for obtaining an average value. Rxx and rxd are called the correlation matrix and the correlation vector, respectively. E in equations (4) and (5)
[•] is originally an ensemble average (collective average).
【０００９】しかし、現実にはアンサンブル平均を求め
ることは不可能であるため、従来のアダプティブアレー
アンテナではアンサンブル平均の演算を時間平均で代用
している。However, in reality, it is impossible to obtain the ensemble average, so that the conventional adaptive array antenna substitutes the calculation of the ensemble average with the time average.
【００１０】具体的には、はじめに、各アンテナで受信
した信号を基に瞬時入力行列Specifically, first, based on the signals received by each antenna, the instantaneous input matrix is
【数６】を作成する。Ｒ＾xxは時々刻々と変化することから、従
来技術ではＲ＾xxの時間平均を求め、これを相関行列の
推定値としている。[Equation 6] To create. Since R ^xx changes from moment to moment, in the prior art, the time average of R ^xx is obtained and used as the estimated value of the correlation matrix.
【００１１】一方、相関ベクトルｒxdについても同様に
時間平均により求めている。すなわち、各アンテナで受
信した信号と参照信号との積をとることにより瞬時相関
ベクトル、On the other hand, the correlation vector rxd is similarly obtained by time averaging. That is, by taking the product of the signal received by each antenna and the reference signal, the instantaneous correlation vector,
【数７】 ｒ＾xd＝〔ｘ1(t)・ｄ*(t) ｘ2(t)・ｄ*(t) 〕T (7) を求め、これを時間平均することにより相関ベクトルの
推定値ｒxdを得る。[Equation 7] r ^xd = [x1 (t) · d* (t) x2 (t) · d* (t)]T (7) is obtained, and the correlation vector is estimated by averaging this over time. Get the value rxd .
【００１２】次に、式(3) に基づいて重み係数を求め
る。すなわち、相関行列の推定値Ｒxxの逆行列Ｒ-1xxを
逆行列演算装置により求め、これと、相関ベクトルの推
定値ｒxdとの積を求めることにより、重み係数ベクトル
Ｗを得る。このＷの各要素ｗ1,ｗ2を重み付け装置の重
み係数として用いることにより、アレーアンテナの合成
指向性において、不要波の到来方向に対してヌルが形成
され、その結果として所望波のみが受信される。Next, the weighting factor is obtained based on the equation (3). In other words, to obtain calculated by the inverse matrix calculation unit an inverse matrix R-1xx estimate Rxx of the correlation matrix, and this, by obtaining the product of the estimated value rxd of the correlation vector, the weighting coefficient vector W. By using the respective elements w1 and w2 of W as the weighting factors of the weighting device, a null is formed in the arrival direction of the unwanted wave in the combined directivity of the array antenna, and as a result, only the desired wave is received. To be done.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】不要波が所望波とは別
の波源から放射されている場合や、所望波と同じ波源か
ら送信されていてもそれぞれの波の到来時刻が大きく異
なる場合には、上述のようにアンサンブル平均の代わり
に時間平均を行うことにより適切な重み係数を得ること
ができる。しかし、所望波と不要波が同じ波源から放射
され、２つの到来波の到来時刻が非常に接近している場
合は、適切な重み係数を求めることができない。これは
到来波の到来時刻が非常に接近している場合は、時間平
均により求めた相関行列の推定値は特異行列となり、そ
の逆行列が存在しないためである。If the unwanted wave is radiated from a wave source different from the desired wave, or if the arrival times of the respective waves differ greatly even if they are transmitted from the same wave source as the desired wave. As described above, an appropriate weighting coefficient can be obtained by performing time averaging instead of ensemble averaging. However, when the desired wave and the unwanted wave are radiated from the same wave source and the arrival times of the two arrival waves are very close to each other, an appropriate weighting coefficient cannot be obtained. This is because when the arrival times of the arrival waves are very close to each other, the estimated value of the correlation matrix obtained by time averaging becomes a singular matrix, and its inverse matrix does not exist.
【００１４】これを回避する手法として、時間平均を用
いて推定した相関行列の対角成分に微小量を加え、強制
的に正則化する手法が考えられている。しかし、この修
正された相関行列を用いて最適重み係数を決定しても、
必ずしも不要波の到来方向にヌルが形成されているとは
限らず、所望波と不要波の両方の到来波を受信する指向
性となる場合もある。この場合、受信された所望波と不
要波は合成器において相殺されることにより、出力信号
が非常に小さくなってしまう可能性がある。As a method of avoiding this, a method of adding a small amount to the diagonal component of the correlation matrix estimated by using the time average and forcibly regularizing it has been considered. However, even if the optimal weighting factor is determined using this modified correlation matrix,
A null is not always formed in the arrival direction of the unwanted wave, and there may be directivity for receiving the incoming waves of both the desired wave and the unwanted wave. In this case, the desired wave and the unwanted wave received are canceled by the combiner, and the output signal may become very small.
【００１５】また、時間平均の代わりに空間平均あるい
は移動平均を行う方法が考案されている。これは、受信
点の位置により到来波間の位相差が異なることを利用す
るものである。空間平均あるいは移動平均を行う方法で
は、より多くのデータを用いて空間軸上で平均化を行う
ほど正確に相関行列を推定することができる。しかし、
空間平均の場合、平均回数を多くすると指向性制御のた
めの自由度が少なくなり、適切な指向性を形成すること
ができなくなる。また、移動平均の場合、受信点の位置
により到来波の到来方向や強度が変化するため、不要波
の到来方向に正確にヌルが形成されなくなってしまう。A method of performing spatial averaging or moving averaging instead of time averaging has been devised. This utilizes the fact that the phase difference between the incoming waves differs depending on the position of the receiving point. In the method of performing spatial averaging or moving averaging, the correlation matrix can be estimated more accurately as more data is used and averaging is performed on the spatial axis. But,
In the case of spatial averaging, if the number of averaging is increased, the degree of freedom for directivity control decreases, and it becomes impossible to form an appropriate directivity. In addition, in the case of the moving average, the arrival direction and intensity of the incoming wave change depending on the position of the receiving point, so that nulls are not accurately formed in the incoming direction of the unnecessary wave.
【００１６】本発明の目的は、到来波間の相関が大きい
場合でも、不要波の到来方向に正確にヌルを形成でき
る、アダプティブ受信装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide an adaptive receiving apparatus capable of accurately forming nulls in the arrival direction of unwanted waves even when the correlation between the arrival waves is large.
【００１７】[0017]
【課題解決のための手段】請求項１の発明は、複数のデ
ータをそれぞれ変調し、変調された信号をそれぞれ異な
る周波数のキャリアを用いて伝送するシステムにて用い
られるアダプティブ受信装置である。そのアダプティブ
受信装置は、信号を受信し複数の遅延時間差を有した信
号を出力するアンテナと、アンテナの出力する各信号を
それぞれ複数のキャリア毎に分波する複数の分波器と、
分波器の出力信号にそれぞれ重み付けを行う複数の重み
付け装置と、複数の重み付け装置の出力信号を同一周波
数のキャリア毎に合成する複数の合成器と、複数の分波
器の出力信号を取り込み重み付け装置の重み係数を制御
するための制御装置とから成る。制御装置は、受信信号
の相関行列を推定するための相関行列推定装置と、相関
行列推定装置により推定された相関行列を用いて重み係
数を算出する重み係数算出装置とから構成されている。
そして、相関行列推定装置は、複数（ｋ個）の分波器か
ら出力される複数（ｋ×ｎ個）のキャリアを用いて各キ
ャリアの周波数毎にｋ個の要素からなるｎ個の受信信号
ベクトルＸｎ（ｋ）を生成し、次に受信信号ベクトルＸ
ｎ（ｋ）とその共役転置ベクトルの積をとることにより
ｋ×ｋ個の要素からなるｎ個の行列Ｒｎ（ｋ，ｋ）を算
出し、さらにｎ個の行列Ｒｎ（ｋ，ｋ）を平均する事に
より相関行列Ｒ（ｋ，ｋ）を算出し、重み係数算出装置
は、相関行列推定装置より出力された相関行列Ｒ（ｋ，
ｋ）を用いて重み係数を決定することを特徴とするもの
である。The invention according to claim 1 is an adaptive receiver used in a system for modulating a plurality of data and transmitting the modulated signals by using carriers of different frequencies. The adaptive receiving device is an antenna for receiving a signal and outputting a signal having a plurality of delay time differences, and a plurality of demultiplexers for demultiplexing each signal output by the antenna for each of a plurality of carriers,
A plurality of weighting devices that respectively weight the output signals of the demultiplexers, a plurality of combiners that combine the output signals of the plurality of weighting devices for each carrier of the same frequency, and weight the output signals of the plurality of demultiplexers And a controller for controlling the weighting factor of the device. The control device includes a correlation matrix estimating device for estimating the correlation matrix of the received signal and a weighting factor calculating device for calculating a weighting factor using the correlation matrix estimated by the correlation matrix estimating device.
Then, the correlation matrix estimation device uses a plurality (k × n) of carriers output from a plurality (k) of demultiplexers to obtain n received signals composed of k elements for each frequency of each carrier. Generate a vector Xn (k) and then a received signal vector X
The n matrix Rn (k, k) consisting of k × k elements is calculated by taking the product of n (k) and its conjugate transposed vector, and the n matrix Rn (k, k) is averaged. To calculate the correlation matrix R (k, k), and the weighting factor calculation device outputs the correlation matrix R (k, k) output from the correlation matrix estimation device.
k) is used to determine the weighting coefficient.
【００１８】尚、上記の値ｋは、アンテナの出力する遅
延時間差を有する複数の信号の数以下であり、上記の値
ｎは、キャリアの数以下の値である。The above-mentioned value k is less than or equal to the number of signals output from the antenna and having a delay time difference, and the above-mentioned value n is less than or equal to the number of carriers.
【００１９】請求項２の発明は、その重み係数演算装置
が、複数（ｋ個）の分波器からそれぞれ出力される複数
（ｋ×ｎ個）のキャリアを用いて各キャリアの周波数毎
にｋ個の要素からなるｎ個の受信信号ベクトルＸｎ
（ｋ）を生成するとともに、受信側で予め用意しておい
た参照信号を用いてｋ個の要素からなるｎ個の参照信号
ベクトルＤｎ（ｋ）を生成し、次にｎ個の受信信号ベク
トルＸｎ（ｋ）とｎ個の参照信号ベクトルＤｎ（ｋ）と
の積を各周波数毎に算出することによりｋ個の要素から
なるｎ個のベクトルＣｎ（ｋ）を生成し、さらにｎ個の
ベクトルＣｎ（ｋ）を平均することにより相関ベクトル
Ｃ（ｋ）を算出し、相関行列推定装置により推定された
相関行列Ｒ（ｋ，ｋ）の逆行列Ｒ-1（ｋ，ｋ）と相関ベ
クトルＣ（ｋ）との積に基づいて重み係数を決定するこ
とを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, the weighting factor computing device uses a plurality (k × n) of carriers respectively output from a plurality (k) of demultiplexers and uses k for each frequency of each carrier. N received signal vectors Xn consisting of elements
(K) is generated, and n reference signal vectors Dn (k) consisting of k elements are generated using the reference signal prepared in advance on the receiving side, and then n reception signal vectors are generated. By calculating a product of Xn (k) and n reference signal vectors Dn (k) for each frequency, n vectors Cn (k) consisting of k elements are generated, and n vectors are further generated. The correlation vector C (k) is calculated by averaging Cn (k), and the inverse matrix R−1 (k, k) of the correlation matrix R (k, k) estimated by the correlation matrix estimation device and the correlation vector C are calculated. It is characterized in that the weighting factor is determined based on the product with (k).
【００２０】又、請求項３の発明は、重み係数算出装置
を、複数（ｋ個）の分波器からそれぞれ出力される複数
（ｋ×ｎ個）のキャリアを用いて各キャリアの周波数毎
にｋ個の要素からなるｎ個の受信信号ベクトルＸｎ
（ｋ）を生成するとともに、受信側で予め用意しておい
た参照信号を用いてｋ個の要素からなるｎ個の参照信号
ベクトルＤｎ（ｋ）を生成し、次にｎ個の受信信号ベク
トルＸｎ（ｋ）とｎ個の参照信号ベクトルＤｎ（ｋ）と
の積を各周波数毎に算出することによりｋ個の要素から
なるｎ個のベクトルＣｎ（ｋ）を生成し、さらにｎ個の
ベクトルＣｎ（ｋ）を平均することにより相関ベクトル
Ｃ（ｋ）を算出し、得られた相関ベクトルＣ（ｋ）と相
関行列推定装置により推定した相関行列Ｒ（ｋ，ｋ）を
用いてＬＭＳ，ＲＬＳ，ＳＭＩのいずれかのアルゴリズ
ムに基づいて重み係数を決定するようにしたことを特徴
とする。Further, in the invention of claim 3, the weighting factor calculating device uses a plurality of (k × n) carriers respectively output from a plurality (k) of demultiplexers for each frequency of each carrier. n received signal vectors Xn consisting of k elements
(K) is generated, and n reference signal vectors Dn (k) consisting of k elements are generated using the reference signal prepared in advance on the receiving side, and then n reception signal vectors are generated. By calculating a product of Xn (k) and n reference signal vectors Dn (k) for each frequency, n vectors Cn (k) consisting of k elements are generated, and n vectors are further generated. The correlation vector C (k) is calculated by averaging Cn (k), and the obtained correlation vector C (k) and the correlation matrix R (k, k) estimated by the correlation matrix estimation device are used to LMS, RLS. , SMI algorithm is used to determine the weighting coefficient.
【００２１】又、請求項４の発明は、重み係数算出装置
を、電波の到来方向とアンテナ素子の配置から決定され
るｋ個の要素からなる方向ベクトルを生成し、得られた
方向ベクトルと相関行列推定装置により推定した相関行
列Ｒ（ｋ，ｋ）を用いてＤＣＭＰあるいはＭＳＮのいず
れかのアルゴリズムに基づいて重み係数を決定するよう
にしたことを特徴とする。Further, according to the invention of claim 4, the weighting factor calculation device generates a direction vector consisting of k elements determined from the arrival direction of the radio wave and the arrangement of the antenna elements, and correlates with the obtained direction vector. It is characterized in that the weighting coefficient is determined based on the algorithm of either DCMP or MSN using the correlation matrix R (k, k) estimated by the matrix estimation device.
【００２２】さらに、請求項５の発明は、重み係数算出
装置を、相関行列推定装置により推定した相関行列Ｒ
（ｋ，ｋ）を用いて電力最小化アルゴリズムに基づいて
重み係数を決定するようにしたことを特徴とする。Further, according to the invention of claim 5, the weighting coefficient calculating device estimates the correlation matrix R by the correlation matrix estimating device.
It is characterized in that the weight coefficient is determined based on the power minimization algorithm using (k, k).
【００２３】[0023]
【発明の作用及び効果】到来波間の相関が大きい場合で
あっても相関行列を正しく推定するために、送信側で複
数の搬送波（以下キャリアと呼ぶ）を送信する。受信側
では、各キャリア毎に瞬時入力行列を求め、得られた複
数のキャリアの瞬時入力行列をキャリアに関して平均化
することによって相関行列を推定する。すなわち、従来
技術では、時間平均或いは空間平均により相関行列を推
定したものに対して、本発明では周波数平均することに
よって相関行列を推定する。The function and effect of the present invention: In order to correctly estimate the correlation matrix even when the correlation between incoming waves is large, a plurality of carriers (hereinafter referred to as carriers) are transmitted on the transmitting side. On the receiving side, an instantaneous input matrix is obtained for each carrier, and the correlation matrix is estimated by averaging the obtained instantaneous input matrices of a plurality of carriers with respect to the carriers. That is, in the prior art, the correlation matrix is estimated by time averaging or spatial averaging, whereas in the present invention, the correlation matrix is estimated by frequency averaging.
【００２４】受信点に到来する各到来波間の位相差が周
波数毎に異なるため、周波数平均によって得られた相関
行列の推定値を用いて重み係数を決定すれば、到来波の
到来時刻が非常に接近している場合であっても、確実に
不要波の到来方向にヌルを持つ指向性を形成することが
できる。又、時間的にみれば、瞬時的な相関行列が得ら
れているため、補正係数も瞬時的な値となり、環境が時
間的に変動する場合であっても、リアルタイムでの調整
が可能となる。Since the phase difference between the arriving waves arriving at the receiving point differs for each frequency, if the weighting factor is determined using the estimated value of the correlation matrix obtained by frequency averaging, the arriving time of the arriving wave becomes extremely large. Even if they are close to each other, it is possible to reliably form a directivity having a null in the arrival direction of the unwanted wave. Further, in terms of time, since an instantaneous correlation matrix is obtained, the correction coefficient also has an instantaneous value, and real-time adjustment is possible even if the environment fluctuates with time. .
【００２５】[0025]
【発明の実施の形態】以下、本発明の具体的な実施例に
基づいて説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定さ
れるものではない。以下の実施例では、説明を簡単にす
るために、キャリアの数ｎは３、アンテナ素子の数ｋは
２としている。（第１実施例）図１に、第１の具体例の構成を示す。第
１の具体例は３つのキャリアからなるマルチキャリア信
号を２素子のアンテナを用いて受信する際の構成例であ
る。アレーアンテナ１は２つのアンテナ素子Ａ１，Ａ２
から成り、それぞれのアンテナ素子Ａ１，Ａ２で受信さ
れた信号ｇ１，ｇ２は分波器３１，３２によりキャリア
毎に分波される。分波された信号（ｘ11，ｘ12，
ｘ13），（ｘ21，ｘ22，ｘ23）は、それぞれに、重み付
け装置５１，５２により重み付けされる。重み付けされ
た信号は合成器６０によりキャリア毎に合成され、合成
された信号ｘ1,ｘ2,ｘ3は、それぞれ、復調器７０によ
り復調される。復調された各キャリア毎のデータ列Ｌ1,
Ｌ2,Ｌ3は、並直列変換器８０により１つのデータ系列
に戻される。分波器３１，３２により分波された信号
（ｘ11，ｘ12，ｘ13），（ｘ21，ｘ22，ｘ23）は重み係
数を決定する制御装置９０に入力している。この制御装
置９０では各アンテナ素子Ａ１，Ａ２により受信された
信号に対する重み係数ｗ1,ｗ2を決定する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, description will be given based on specific examples of the present invention. The present invention is not limited to the examples below. In the following embodiments, the number n of carriers is 3 and the number k of antenna elements is 2 for simplification of description. (First Embodiment) FIG. 1 shows the arrangement of a first concrete example. The first specific example is a configuration example when a multi-carrier signal composed of three carriers is received using a two-element antenna. The array antenna 1 has two antenna elements A1 and A2.
The signals g1 and g2 received by the antenna elements A1 and A2 are demultiplexed for each carrier by the demultiplexers 31 and 32. The demultiplexed signals (x11 , x12 ,
x13 ), (x21 , x22 , x23 ) are respectively weighted by weighting devices 51, 52. The weighted signals are combined for each carrier by the combiner 60, and the combined signals x1 , x2 , x3 are demodulated by the demodulator 70, respectively. Demodulated data string L1 for each carrier,
The parallel-serial converter 80 returns L2 and L3 to one data series. Demultiplexer 31, 32 demultiplexed signals(x 11, x 12, x 13), (x 21, x 22, x 23) are input to the control device 90 for determining the weighting factor. The control device 90 determines weighting factors w1 and w2 for the signals received by the antenna elements A1 and A2.
【００２６】この制御装置９０は、相関行列を推定する
相関行列推定装置９１と、重み係数算出装置９２とから
成る。このうち重み係数算出装置９２は、相関行列推定
装置９１により推定された相関行列の逆行列を求める逆
行列演算装置９２１と、分波器３１，３２により分波さ
れた信号（ｘ11，ｘ12，ｘ13），（ｘ21，ｘ22，ｘ23）
を入力し、相関ベクトルを推定する相関ベクトル推定装
置９２２と、相関行列の逆行列と相関ベクトルとの積を
求め最適な重み係数を決定する行列乗算装置９２３とか
ら構成されている。尚、図１の装置は、全て、ディジタ
ル信号を入力する数値演算装置で構成されている。実際
には、アレイアンテナ１で受信された高周波広帯域信号
は周波数変換されてベースバンドの信号（符号列により
変調されたキャリアの集合）となる。この信号が所定時
間間隔でサンプリングされてディジタル値に変換されて
いる。このディジタル値の時間列により波形が与えられ
ている。よって、制御装置９０に入力する信号も、重み
付け装置５１、５２に入力する信号も、それらから出力
する信号もディジタル値の時間列で与えられた波形であ
る。The control device 90 comprises a correlation matrix estimating device 91 for estimating a correlation matrix and a weighting factor calculating device 92. Of these, the weighting factor calculation device 92 is an inverse matrix calculation device 921 that obtains the inverse matrix of the correlation matrix estimated by the correlation matrix estimation device 91, and the signals (x11 , x12) demultiplexed by the demultiplexers 31 and 32. , X13 ), (x21 , x22 , x23 )
Is input and a correlation vector estimating device 922 that estimates a correlation vector, and a matrix multiplying device 923 that determines an optimum weighting factor by obtaining the product of the inverse matrix of the correlation matrix and the correlation vector. It should be noted that the apparatus shown in FIG. 1 is all composed of a numerical operation apparatus for inputting a digital signal. In practice, the high frequency wide band signal received by the array antenna 1 is frequency converted into a base band signal (a set of carriers modulated by a code string). This signal is sampled at a predetermined time interval and converted into a digital value. A waveform is given by the time series of the digital values. Therefore, the signal input to the control device 90, the signal input to the weighting devices 51 and 52, and the signal output from them are both waveforms given by a time series of digital values.
【００２７】本発明は、この制御装置９０による重み係
数の決定方法に特徴がある。以下、第１実施例装置の処
理手順について、詳細に説明する。相関行列推定装置９
１には、アンテナ素子Ａ１で受信され分波器３１で分波
された各キャリア毎の信号ｘ11, ｘ12，ｘ13、アンテナ
Ａ２で受信され分波器３２で分波された各キャリア毎の
信号ｘ21,ｘ22，ｘ23が入力する。尚、〔ｘ11
ｘ21〕、〔ｘ12 ｘ22〕、〔ｘ13 ｘ23〕は、それぞ
れ、第１キャリア、第２キャリア、第３キャリアに関す
る受信信号ベクトルＸ１（２）、Ｘ２（２）、Ｘ３
（２）である。請求項の受信信号ベクトルＸｎ（ｋ）に
対応する。The present invention is characterized by the method of determining the weighting coefficient by the control device 90. Hereinafter, the processing procedure of the first embodiment device will be described in detail. Correlation matrix estimation device 9
1 includes signals x11 , x12 , and x13 for each carrier received by the antenna element A1 and demultiplexed by the demultiplexer 31, and each carrier received by the antenna A2 and demultiplexed by the demultiplexer 32. The signals x21, x22 , and x23 are input. In addition, [x11
x21 ], [x12 x22 ], [x13 x23 ] are received signal vectors X1 (2), X2 (2), X3 related to the first carrier, the second carrier, and the third carrier, respectively.
(2). It corresponds to the received signal vector Xn (k) in the claims.
【００２８】相関行列推定装置９０は、各キャリア毎
に、次式により瞬時入力行列Ｒxx1,Ｒxx2,Ｒxx3を作成
する。The correlation matrix estimator 90, for each carrier, creating a momentary input matrix Rxx1, Rxx2, Rxx3 by the following equation.
【数８】[Equation 8]
【数９】[Equation 9]
【数１０】[Equation 10]
【００２９】これらの瞬時入力行列Ｒxx1,Ｒxx2,Ｒxx3
が、請求項に記載のｋ×ｋ個の要素からなるｎ個の行列
Ｒｎ（ｋ，ｋ）に対応する。得られた各キャリア毎の瞬
時入力行列を次式に基づいて平均化し、相関行列の推定
値Ｒxxを得る。[0029] These instantaneous input matrix Rxx1, Rxx2, Rxx3
Corresponds to the n matrix Rn (k, k) of k × k elements described in the claims. The obtained instantaneous input matrix for each carrier is averaged based on the following equation to obtain an estimated value Rxx of the correlation matrix.
【数１１】 Ｒxx＝（Ｒxx1＋Ｒxx2＋Ｒxx3）／３ (11)[Number 11]R xx = (R xx1 + R xx2 + R xx3) / 3 (11)
【００３０】このキャリア数ｎで平均化された推定値Ｒ
xxが、請求項に記載の相関行列Ｒ（ｋ，ｋ）に対応す
る。次に、重み係数算出装置９２の動作について述べ
る。はじめに、相関ベクトル推定装置９２２で、分波さ
れた各キャリア毎の信号（ｘ11，ｘ12，ｘ13），
（ｘ21，ｘ22，ｘ23）と各キャリア毎の参照信号
（ｄ11，ｄ12，ｄ13），（ｄ21，ｄ22，ｄ23）を用い
て、各キャリア毎に瞬時相関ベクトルｒxd1,ｒxd2,ｒ
xd3を求める。すなわち、以下の演算を行う。Estimated value R averaged by the number of carriers n
xx corresponds to the correlation matrix R (k, k) described in the claims. Next, the operation of the weighting factor calculation device 92 will be described. First, in the correlation vector estimation device 922, the signals (x11 , x12 , x13 ) demultiplexed for each carrier,
Using (x21 , x22 , x23 ) and the reference signals (d11 , d12 , d13 ) and (d21 , d22 , d23 ) for each carrier, the instantaneous correlation vector r for each carrier is used.xd1 , rxd2 , r
Find xd3 . That is, the following calculation is performed.
【００３１】[0031]
【数１２】 (12) ｒxd1＝〔ｘ11・ｄ11 ｘ21・ｄ21〕T[Equation 12] (12) rxd1 = [x11 · d11 x21 · d21 ]T
【数１３】 (13) ｒxd2＝〔ｘ12・ｄ12 ｘ22・ｄ22〕T[Equation 13] (13) rxd2 = [x12 · d12 x22 · d22 ]T
【数１４】 ｒxd3＝〔ｘ13・ｄ13 ｘ23・ｄ23〕T (14)##EQU14 ## rxd3 = [x13 · d13 x23 · d23 ]T (14)
【００３２】〔ｄ11 ｄ21〕、〔ｄ12 ｄ22〕、〔ｄ13
ｄ23〕は、それぞれ、第１キャリア、第２キャリア、
第３キャリアに関する参照信号ベクトルＤ１（２）、Ｄ
２（２）、Ｄ３（２）である。請求項の参照信号ベクト
ルＤｎ（ｋ）に対応し、３個（ｎ個）の要素２（ｋ）の
列ベクトルｒxd1，ｒxd2，ｒxd3が、請求項のベクト
ルＣｎ（ｋ）に対応する。[D11 d21 ], [d12 d22 ], [d13
d23 ] are respectively the first carrier, the second carrier,
Reference signal vectors D1 (2), D for the third carrier
2 (2) and D3 (2). The column signal rxd1 , rxd2 , rxd3 of the three (n) elements 2 (k) corresponds to the reference signal vector Dn (k) of the claim, and corresponds to the vector Cn (k) of the claim. .
【００３３】得られた各瞬時相関ベクトルを、次式に基
づいて周波数軸上で平均化することにより相関ベクトル
の推定値ｒxdを得る。The respective instantaneous correlation vectors thus obtained are averaged on the frequency axis based on the following equation to obtain an estimated value rxd of the correlation vector.
【数１５】 ｒxd＝（ｒxd1＋ｒxd2＋ｒxd3）／３ (15)##EQU16 ## rxd = (rxd1 + rxd2 + rxd3 ) / 3 (15)
【００３４】この２個（ｋ個）の要素を有する列ベクト
ルｒxdが請求項の相関ベクトルＣ（ｋ）に対応する。次
に、逆行列演算装置９２１により相関行列の推定値（(1
1)式）の逆行列Ｒ-1xxを得る。この逆行列Ｒ-1xxが請求
項の逆行列Ｒ-1（ｋ，ｋ）に対応する。The column vector rxd having the two (k) elements corresponds to the correlation vector C (k) in the claims. Next, the inverse matrix operation device 921 estimates the correlation matrix ((1
The inverse matrix R−1xx of equation 1) is obtained. This inverse matrix R-1xx corresponds to the inverse matrix R-1 (k, k) of the claims.
【００３５】最後に、行列乗算装置９２３で相関行列の
逆行列Ｒ-1xxと相関ベクトルの推定値ｒxdとの積を演算
することにより重み係数ベクトルＷを次式で求める。Finally, the matrix multiplication unit 923 calculates the product of the inverse matrix R-1xx of the correlation matrix and the estimated value rxd of the correlation vector to obtain the weighting coefficient vector W by the following equation.
【００３６】[0036]
【数１６】 Ｗ＝〔ｗ1 ｗ2〕T＝Ｒ-1xx・ｒxd (16)[Number 16] W = [w1 w2]T = R -1 xx · r xd (16)
【００３７】得られた重み係数ベクトルＷの各要素
ｗ1，ｗ2を用いて各キャリア毎の信号は重み付けされ
る。即ち、分波器３１から出力される各キャリア毎の信
号（ｘ11，ｘ12，ｘ13）のそれぞれに重み係数ｗ1が掛
けられ、分波器３２から出力される各キャリア毎の信号
（ｘ21，ｘ22，ｘ23）のそれぞれに重み係数ｗ2が掛け
られる。そして、重み付けられた各キャリア毎の信号
は、合成器６０により各キャリア毎に合成される。The signals for each carrier are weighted using the respective elements w1 and w2 of the obtained weight coefficient vector W. That is, the signals (x11 , x12 , x13 ) for each carrier output from the demultiplexer 31 are multiplied by the weighting coefficient w1 , and the signals for each carrier ( Each of x21 , x22 , x23 ) is multiplied by the weighting factor w2 . Then, the weighted signals for each carrier are combined by the combiner 60 for each carrier.
【００３８】このときアレーアンテナ１の合成指向性は
干渉波の到来方向にヌルが形成されていることから、合
成器６０の出力には所望波の成分のみが出力される。合
成器６０から出力された信号ｘ1,ｘ2,ｘ3は復調器７０
により各キャリア毎に復調されて符号化データとなる。
この符号化データは、並直列変換器８０により並直列変
換されて、１列の高速符号化データとなる。At this time, since the combined directivity of the array antenna 1 has a null formed in the arrival direction of the interference wave, only the desired wave component is output to the output of the combiner 60. The signals x1 , x2 , x3 output from the combiner 60 are demodulated by the demodulator 70.
Thus, the data is demodulated for each carrier and becomes encoded data.
This encoded data is parallel-serial converted by the parallel-serial converter 80 to form one column of high-speed encoded data.
【００３９】上述のように、本発明によれば複数の到来
波の到来時刻が接近している場合であっても、所望の到
来波のみを受信することができる。したがって、本発明
のアダプティブ受信装置は移動通信における通信品質の
劣化の要因である多重波を除去するための技術として非
常に有用である。特に、高速通信が可能とされているマ
ルチキャリア伝送方式では、複数のキャリアが用いられ
ることから、同方式の信号を受信する際に本発明のアダ
プティブ受信装置を用いれば、高速で高品質な通信を行
うことが可能となる。As described above, according to the present invention, it is possible to receive only a desired arrival wave even when the arrival times of a plurality of arrival waves are close to each other. Therefore, the adaptive receiving apparatus of the present invention is very useful as a technique for removing multiple waves, which is a factor of deterioration of communication quality in mobile communication. In particular, in a multi-carrier transmission system capable of high-speed communication, a plurality of carriers are used. Therefore, if the adaptive receiving apparatus of the present invention is used when receiving a signal of the same system, high-speed and high-quality communication is possible. It becomes possible to do.
【００４０】また、本発明の方式は、マルチキャリア伝
送方式に限らず、例えばテレビ放送やセルラー方式の携
帯電話など１つの送信局から複数の周波数の信号を送信
する無線通信システムであれば適用することができる。
なお、上述の説明では、分波器から出力される信号をす
べて用いて重み係数を決定する場合について説明した
が、必ずしもすべて用いる必要はなく、一部の信号のみ
を用いて重み係数を決定しても同様の効果が得られる。
また、参照信号は素子毎に異なる値を用いているが、全
ての素子について同じ参照信号を用いてもよい。すなわ
ちｄ11＝ｄ21, ｄ12＝ｄ22, ｄ13＝ｄ23としてもよい。The system of the present invention is not limited to the multi-carrier transmission system, but is applicable to any radio communication system which transmits signals of a plurality of frequencies from one transmitting station such as a television broadcasting or a cellular phone. be able to.
In the above description, the case where the weight coefficient is determined by using all the signals output from the demultiplexer is not necessarily used, and the weight coefficient is determined by using only some signals. However, the same effect can be obtained.
Further, although the reference signal uses a different value for each element, the same reference signal may be used for all the elements. That is, d11 = d21 , d12 = d22 , and d13 = d23 may be set.
【００４１】（第２実施例）第１実施例では、重み係数
を求める際に逆行列演算を行う必要がある。行列の要素
数はアンテナ素子数の２乗に比例することから、アンテ
ナ素子が多くなると逆行列を求めるための演算量が非常
に多くなる。逆行列を求める演算を行わずに繰り返し計
算により逐次重み係数を制御する方法としてＬＭＳ（Le
ast Mean Square ）アルゴリズムが知られている。その
更新式を次式に示す。(Second Embodiment) In the first embodiment, it is necessary to perform an inverse matrix operation when obtaining the weighting coefficient. Since the number of elements of the matrix is proportional to the square of the number of antenna elements, when the number of antenna elements increases, the amount of calculation for obtaining the inverse matrix becomes very large. As a method of controlling the successive weighting factors by iterative calculation without performing the calculation for the inverse matrix, LMS (Le
ast Mean Square) algorithm is known. The updating formula is shown below.
【００４２】[0042]
【数１７】 Ｗ(m+1)＝Ｗ(m)＋μ（ｒxd−Ｒxx・Ｗ(m)） (17)ただし、Ｗ(m)はｍ回更新後の重み係数を表し、μはス
テップサイズと呼ばれる定数である。図２に、第２実施
例として、ＬＭＳアルゴリズムに基づいて重み係数を制
御する構成の一例を示す。各キャリア毎の信号を分波
し、重み付けし、合成し、復調する部分は、第１実施例
と全く同一である。又、制御装置９０の相関行列推定装
置９１と相関ベクトル推定装置９２２は第１実施例のそ
れと同一である。重み係数演算装置９２における相関ベ
クトル推定装置９２２以外の部分が上記(17)式を演算す
るように構成されている。W(m + 1) = W(m) + μ (rxd −Rxx · W(m) ) (17) where W(m) represents the weighting factor after m times of updating, and μ is It is a constant called the step size. FIG. 2 shows an example of a configuration for controlling the weighting factor based on the LMS algorithm as a second embodiment. The parts for demultiplexing, weighting, combining and demodulating the signals for each carrier are exactly the same as in the first embodiment. Further, the correlation matrix estimation device 91 and the correlation vector estimation device 922 of the control device 90 are the same as those of the first embodiment. The parts of the weighting factor calculation device 92 other than the correlation vector estimation device 922 are configured to calculate the equation (17).
【００４３】新たな特徴部分では、相関行列の推定値Ｒ
xxと相関ベクトルの推定値ｒxdおよびｍ回繰り返し計算
後の重み係数Ｗ(m)を用いてｍ＋１回目の重み係数Ｗ
(m+1)が演算される。以下に、第２実施例における重み
係数更新の手順を詳細に説明する。In the new feature part, the estimated value R of the correlation matrix
xx , the estimated value rxd of the correlation vector, and the weighting coefficient W(m) after m times of iterative calculation, the weighting coefficient W of the m + 1th time
(m + 1) is calculated. The procedure for updating the weighting factor in the second embodiment will be described in detail below.
【００４４】(1) 相関行列推定装置９１により求められ
た相関行列の推定値Ｒxxと、遅延装置９２８により出力
される更新前の重み係数Ｗ(m)との積ＲxxＷ(m)が加算
器９２４で演算される。(2) 加減算器９２５により、相関ベクトル推定装置９２
２により求められた相関ベクトルの推定値ｒxdからＲxx
Ｗ(m)が減算され、ｒxd−ＲxxＷ(m)が演算される。(3) 乗算器９２６により、ｒxd−ＲxxＷ(m)にステップ
サイズμが掛け算され、重み係数の更新量μ（ｒxd−Ｒ
xxＷ(m)）が得られる。(4) 加算器９２７により、ｍ回更新時の重み係数Ｗ(m)
に重みの更新量が加算され、ｍ＋１回目の重み係数Ｗ
(m+1)が得られる。この重み係数で各キャリア毎の信号に重み付けられる。(1) The product Rxx W(m) of the estimated value Rxx of the correlation matrix obtained by the correlation matrix estimation device 91 and the pre-update weighting coefficient W(m) output by the delay device 928 is It is calculated by the adder 924. (2) The adder / subtractor 925 allows the correlation vector estimation device 92
Rxx from the estimated value rxd of the correlation vector obtained by the 2
W(m) is subtracted and rxd −Rxx W(m) is calculated. (3) The multiplier 926 multiplies rxd −Rxx W(m) by the step size μ, and updates the weighting factor μ (rxd −R
xx W(m) ) is obtained. (4) By the adder 927, the weighting coefficient W(m) when updating m times
Is updated with the weight update amount, and the m + 1th weight coefficient W
(m + 1) is obtained. The signal for each carrier is weighted by this weighting coefficient.
【００４５】以上が重み係数の更新一回分の手順であ
り、次のステップでは得られた重み係数Ｗ(m+1)を、遅
延装置９２８によりＷ(m)として、上記(1) から順に同
様な処理を繰り返す。上記の説明は逐次重み係数を制御
する最も基本的なアルゴリズムとしてＬＭＳアルゴリズ
ムを例に説明したが、ＳＭＩ（Sample Matrix Inversio
n ）アルゴリズムやＲＬＳ（Recursive Least Squares
）アルゴリズムを用いて重み係数を制御してもよい。The above is a procedure for updating a dose of the weight factor, the next weighting factor W obtained in step(m + 1), as W(m) by the delay unit 928 sequentially similarly from the (1) Repeat the process. In the above description, the LMS algorithm is taken as an example of the most basic algorithm for controlling the sequential weighting coefficient, but SMI (Sample Matrix Inversio) is used.
n) Algorithms and RLS (Recursive Least Squares)
) An algorithm may be used to control the weighting factor.
【００４６】（第３実施例）第１実施例及び第２実施例
のアダプティブ受信装置では、重み係数を決定する際に
事前に受信側で既知の情報として、参照信号を用いてい
る。これに対して、所望波の到来方向の情報を用いるア
ルゴリズムとしてＤＣＭＰ（DirectionallyConstrained
Minimization of Power ）アルゴリズムやＭＳＮ（Max
imum Signalto Noise ratio ）アルゴリズムが知られて
いる。第３実施例は、これらのアルゴリズムをもとに重
み係数を決定するものであり、その構成を図３に示す。(Third Embodiment) In the adaptive receivers of the first and second embodiments, the reference signal is used as the information known in advance on the receiving side when determining the weighting coefficient. On the other hand, as an algorithm that uses the information of the arrival direction of the desired wave, the DCMP (Directionally Constrained
Minimization of Power algorithm and MSN (Max
imum Signalto Noise ratio) algorithm is known. The third embodiment determines the weighting coefficient based on these algorithms, and its configuration is shown in FIG.
【００４７】第３実施例において、第１実施例と異なる
点は、重み係数を決定する際に相関ベクトルの推定値ｒ
xdを用いるのではなく、拘束ベクトル生成装置９２９に
より演算された拘束ベクトルＣを用いる点のみである。
ＤＣＭＰおよびＭＳＮにおける拘束ベクトルＣは次式で
表される。The third embodiment differs from the first embodiment in that an estimated value r of the correlation vector is used when determining the weighting coefficient.
The point is not to usexd but to use the constraint vector C calculated by the constraint vector generation device 929.
The constraint vector C in DCMP and MSN is expressed by the following equation.
【００４８】[0048]
【数１８】 Ｃ＝〔１ exp(j( 2πD/λ)sinφ)]T (18)ここで、D はアンテナ素子の間隔、λは中心周波数のキ
ャリアの波長、φは所望波の到来方向を、それぞれ表
す。拘束ベクトルＣと相関行列の推定値の逆行列Ｒ-1xx
との積Ｒ-1xxＣを重み係数として用いれば、合成指向性
の所望波の到来方向に対する利得は一定のままで不要波
の到来方向にヌルが形成される。従って、所望波のみが
受信されることになる。[Equation 18] C = [1 exp (j (2πD / λ) sinφ)]T (18) where D is the spacing between the antenna elements, λ is the wavelength of the carrier at the center frequency, and φ is the arrival direction of the desired wave. , Respectively. Inverse matrix R-1xx of constraint vector C and estimated value of correlation matrix
By using the product R-1xx C of and as a weighting coefficient, a null is formed in the arrival direction of the unwanted wave while the gain of the desired wave of the combined directivity remains constant. Therefore, only the desired wave is received.
【００４９】また、拘束ベクトルを Ｃ＝〔１ ０〕T (19)とすると、第３実施例は、パワーインバージョンアダプ
ティブーアンテナとして動作する。この場合、合成指向
性により、強い到来波ほど強く抑圧される。従って、所
望波に比べて強力な不要波が到来している場合は、参照
信号や所望波の到来方向などの情報が得られなくても第
３の具体例の構成とすることで、所望波のみを受信する
ことができる。When the constraint vector is C = [10]T (19), the third embodiment operates as a power inversion adaptive antenna. In this case, due to the combined directivity, stronger incoming waves are more strongly suppressed. Therefore, when an unnecessary wave that is stronger than the desired wave arrives, even if the information such as the arrival direction of the reference signal or the desired wave cannot be obtained, the configuration of the third specific example allows the desired wave to be obtained. Can only receive.
【００５０】尚、上記の全ての実施例において、説明を
簡単にするために、キャリアの数は３、アンテナ素子の
数は２として説明した。しかし、キャリアの数をｎ、ア
ンテナ素子の数をｋ（ｎ、ｋは自然数）としても同様に
成立する。第ｎキャリアに関して、瞬時入力行列Ｒxxn
は(8) に類似のｋ行ｋ列のマトリックスで表示され、(1
1)式で表される相関行列の推定値Ｒxxは、ｋ行ｋ列のマ
トリックスであり、各成分が瞬時入力行列の各成分のキ
ャリア数ｎの平均となる。In all the above embodiments, the number of carriers is 3 and the number of antenna elements is 2 for the sake of simplicity. However, the same holds true when the number of carriers is n and the number of antenna elements is k (n and k are natural numbers). Instantaneous input matrix Rxxn for the nth carrier
Is displayed in a k-by-k matrix similar to (8), and (1
The estimated value Rxx of the correlation matrix expressed by the equation (1) is a matrix of k rows and k columns, and each component is the average of the number of carriers n of each component of the instantaneous input matrix.
【００５１】又、第ｎキャリアに関する瞬時相関ベクト
ルｒxdnは、１行ｋ列の列ベクトルとなり、(15)式で与
えられる相関ベクトルの推定値ｒxdは、１行ｋ列の列ベ
クトルで各成分が瞬時相関ベクトルの各成分のキャリア
数ｎの平均となる。又、第ｎキャリアに関する参照信号
ベクトルＤｎ（ｋ）は１行ｋ列の列ベクトルとなる。
又、(16)式の重み係数ベクトルは１行ｋ列の列ベクトル
となる。The instantaneous correlation vector rxdn for the n-th carrier is a column vector of 1 row and k columns, and the estimated value rxd of the correlation vector given by equation (15) is a column vector of 1 row and k columns. The component is the average of the number of carriers n of each component of the instantaneous correlation vector. The reference signal vector Dn (k) for the nth carrier is a column vector of 1 row and k columns.
Further, the weighting coefficient vector of the equation (16) is a column vector of 1 row and k columns.
【００５２】ｋ，ｎの数は任意であるが、ｋが多くなる
程、多数の不要波を除去できるようになり、またｎの数
が多いほど不要波の除去が精度良く行われる。この一般
化した場合においても、重み係数はｎ個のキャリアのう
ち、いくつかを用いて演算するようにしても良い。勿
論、ｎは２以上とすることができる。Although the number of k and n is arbitrary, the larger the number of k, the more unnecessary waves can be removed, and the larger the number of n, the more accurately the unnecessary waves can be removed. Even in this generalized case, the weighting factor may be calculated using some of the n carriers. Of course, n can be 2 or more.
【００５３】又、上記実施例は、ベースバンドのキャリ
アの最小周期よりも短い周期でサンプリングして、ベー
スバンドの波形をディジタル値の時系列データとして扱
い、演算を全てコンピュータシステムで行っている。即
ち、送信側では、符号化データに基づき各キャリアをＰ
ＳＫ、ＱＰＳＫ等の信号に変換したｎ個の波形の瞬時値
を入力して逆ＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）した値を時
系列で出力することで、周波数多重化されたベースバン
ド信号を得て、さらに、この信号で搬送波を変調して送
信している。受信側では、受信した信号をベースバンド
信号に変換し、この信号を時間軸上でサンプリングして
ディジタル値に変換している。そして、このディジタル
値の一定の時間列をＦＦＴして、各キャリア毎のベース
バント信号を得ている。その後、各キャリア毎に復調
し、受信符号化データを得ている。この方式は、ＯＦＤ
Ｍ（直交周波数多重）方式として既に良く知られてい
る。なお、マルチキャリア信号の復調方式は、上記の実
施例のディジタル方式に限定されることなく、アナログ
波形をアナログ回路で処理する方式でも良い。Further, in the above embodiment, sampling is performed at a cycle shorter than the minimum cycle of the baseband carrier, the baseband waveform is treated as time series data of digital values, and all calculations are performed by the computer system. That is, on the transmitting side, each carrier is assigned P based on the encoded data.
By inputting the instantaneous values of the n waveforms converted to signals such as SK and QPSK and outputting the inverse FFT (Fast Inverse Fourier Transform) values in time series, a frequency-multiplexed baseband signal is obtained. Further, the carrier wave is modulated by this signal and transmitted. On the receiving side, the received signal is converted into a baseband signal, this signal is sampled on the time axis and converted into a digital value. Then, a constant time series of this digital value is subjected to FFT to obtain a baseband signal for each carrier. After that, demodulation is performed for each carrier to obtain received encoded data. This method is OFD
It is already well known as the M (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system. The demodulation method of the multi-carrier signal is not limited to the digital method of the above embodiment, and may be a method of processing an analog waveform with an analog circuit.
【００５４】又、上記実施例では、複数のアンテナ素子
を配列したアレーアンテナを用いたが、１つのアンテナ
素子と遅延回路と分岐回路とを直列接続した装置を用
い、各分岐回路の出力をアンテナの出力する複数の遅延
時間差を有する信号としても良い。In the above embodiment, the array antenna in which a plurality of antenna elements are arranged is used. However, the output of each branch circuit is an antenna using a device in which one antenna element, a delay circuit and a branch circuit are connected in series. May be output as a signal having a plurality of delay time differences.
【図１】本発明の第１実施例に係るアダプティブ通信装
置の構成図。FIG. 1 is a configuration diagram of an adaptive communication device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２実施例に係るアダプティブ通信装
置の構成図。FIG. 2 is a configuration diagram of an adaptive communication device according to a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第３実施例に係るアダプティブ通信装
置の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of an adaptive communication device according to a third embodiment of the present invention.
【図４】従来のアダプティブ通信装置の構成図。FIG. 4 is a configuration diagram of a conventional adaptive communication device.
１…アレイアンテナＡ１，Ａ２…アンテナ素子３１，３２…分波器５１，５２…重み付け装置６０…合成器７０…復調器８０…並直列変換器９０…制御装置９１…相関行列推定装置９２…重み係数算出装置９２１…逆行列演算装置９２２…相関ベクトル推定装置９２３…行列乗算装置1 ... Array antennaA1, A2 ... Antenna element31, 32 ... Divider51, 52 ... Weighting device60 ... Synthesizer70 ... Demodulator80 ... Parallel-serial converter90 ... Control device91 ... Correlation matrix estimation device92 ... Weighting factor calculation device921 ... Inverse matrix calculation device922 ... Correlation vector estimation device923 ... Matrix multiplication device
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| JPH11289213A (en) | 1999-10-19 |
| Publication | Publication Date | Title |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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