【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、圧力、加速度、角
速度などの計測に利用される容量型センサの容量検出回
路に係わり、特に、少なくとも何れか一方の容量が変動
する第１、第２コンデンサを有し、それら第１、第２コ
ンデンサの共通端子がグランド電位または、定電位に固
定される容量型センサに接続されるインターフェース回
路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a capacitance detection circuit of a capacitance type sensor used for measuring pressure, acceleration, angular velocity, etc., and particularly to first and second capacitors in which at least one of the capacitances fluctuates. And a common terminal of the first and second capacitors is connected to a capacitive sensor whose ground potential or fixed potential is fixed.
【０００２】[0002]
【従来の技術】流体の圧力や運動する物体にかかる加速
度または角速度などを検出するセンサには、近年、特に
半導体のマイクロマシニング技術を応用したものとし
て、コンデンサの容量の変化を検出することでこれらの
信号を検出するものが注目を集めている。これらは、装
置の小型化、量産性、高精度化及び高信頼性などの長所
を有している。2. Description of the Related Art Recently, a sensor for detecting the pressure of a fluid or an acceleration or an angular velocity applied to a moving object has been developed by applying a semiconductor micromachining technique in recent years to detect a change in the capacitance of a capacitor. What detects the signal of is attracting attention. These have advantages such as downsizing of the device, mass productivity, high accuracy, and high reliability.
【０００３】図６は、一例として半導体のマイクロマシ
ニングプロセスを用いて作成された典型的な容量型加速
度センサの断面図である。シリコン質量体１がアンカー
部２を通して梁３で支持された構造となっている。その
質量体１の上下には、固定電極４、５がガラスもしくは
シリコン６上に形成されており、質量体１と固定電極
４、５とで、図７に示すようなコンデンサ７、８を形成
している。これらのコンデンサ７、８はそれぞれ容量Ｃ
１、Ｃ２を有し、センサエレメント９を構成している。FIG. 6 is a sectional view of a typical capacitive acceleration sensor manufactured by using a semiconductor micromachining process as an example. The silicon mass body 1 is supported by the beam 3 through the anchor portion 2. Fixed electrodes 4 and 5 are formed on the glass or silicon 6 above and below the mass body 1, and the mass body 1 and the fixed electrodes 4 and 5 form capacitors 7 and 8 as shown in FIG. is doing. These capacitors 7 and 8 each have a capacitance C
1 and C2, and constitutes the sensor element 9.
【０００４】加速度による慣性力が質量体１のｘ方向に
作用すると、質量体１はｘ方向にある距離ｕだけ変位す
る。この変位ｕによって、質量体１と固定電極４、５間
の容量値が一方で増加（C+ΔC）、他方で減少（C-ΔC)
する。When an inertial force due to acceleration acts on the mass body 1 in the x direction, the mass body 1 is displaced by a distance u in the x direction. Due to this displacement u, the capacitance value between the mass body 1 and the fixed electrodes 4 and 5 increases (C + ΔC) on the one hand and decreases (C-ΔC) on the other hand.
To do.
【０００５】質量体１の変位に応じた容量変化を電圧出
力に変換する方法としては、例えば、スイッチトキャパ
シタ回路を応用した例が「Ｒｕｄｌｆ ｅｔｃ 、 Ａ
ｎＡｓｉｃ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ
ＣａｐａｃｉｔｉｖｅＭｉｃｒｏａｃｃｅｌｅｒｏｍ
ｅｔｅｒｓ、 Ｓｅｎｓｏｒ ＆ Ａｃｔｕａｔｏｒ、
Ａ２１−Ａ２３、１９９０、 ｐｐ２７８−２８１」
に記載されている。As a method of converting the capacitance change corresponding to the displacement of the mass body 1 into a voltage output, for example, an example to which a switched capacitor circuit is applied is "Rudlf etc, A".
nASIC for High-resolution
Capacitive Microaccelerom
eters, Sensor & Actuator,
A21-A23, 1990, pp278-281 "
It is described in.
【０００６】図８に、この従来の回路例を示す。図９に
は、図８に示される各スイッチのクロックタイミングを
示す。FIG. 8 shows an example of this conventional circuit. FIG. 9 shows the clock timing of each switch shown in FIG.
【０００７】図８に示すように、センサエレメント９は
図７のものと同様に構成され、第１、第２コンデンサ
７、８の共通端子は、インピーダンス変換回路１０の第
１段の演算増幅器Ａ１の反転入力に接続され、第１コン
デンサ７の他端はＳＷ１を介して電源Ｖｓに接続される
とともに、スイッチＳＷ２を介して、インピーダンス変
換回路１０の第１段の演算増幅器Ａ１の非反転入力に接
続され、また第２コンデンサ８の他端はスイッチＳＷ４
を介して接地されるとともに、スイッチＳＷ２と第１段
の演算増幅器Ａ１の非反転入力とを接続する配線にスイ
ッチＳＷ３を介して接続されている。インピーダンス変
換回路１０は、第１段の演算増幅器Ａ１と第２段の演算
増幅器Ａ２とを有し、演算増幅器Ａ１の反転入力は第
１、第２コンデンサ７、８の共通端子に接続され、その
出力はフィードバック用のコンデンサ１１を介して演算
増幅器Ａ１の反転入力にフィードバックされ、コンデン
サ１１の両端には、スイッチＳＷ５が並列に接続されて
いる。また、演算増幅器Ａ１の非反転入力はコンデンサ
１４を介して基準電源Ｖｒに接続されている。第２段の
演算増幅器Ａ２の反転入力はスイッチＳＷ６及びコンデ
ンサ１２を介して第１段の演算増幅器Ａ１の出力に接続
され、演算増幅器Ａ２の非反転入力は基準電源Ｖｒに接
続されるとともにスイッチＳＷ７を介してコンデンサ１
２に接続され、演算増幅器Ａ２の出力はコンデンサ１３
を介してその反転入力にフィードバックされるととも
に、スイッチＳＷ８を介して第１段の演算増幅器Ａ１の
非反転入力にフィードバックされている。As shown in FIG. 8, the sensor element 9 has the same configuration as that of FIG. 7, and the common terminal of the first and second capacitors 7 and 8 has an operational amplifier A1 at the first stage of the impedance conversion circuit 10. , The other end of the first capacitor 7 is connected to the power supply Vs via SW1, and is also connected to the non-inverting input of the first-stage operational amplifier A1 of the impedance conversion circuit 10 via the switch SW2. The other end of the second capacitor 8 is connected to the switch SW4.
It is grounded via a switch SW3 and is connected to a wire connecting the switch SW2 and the non-inverting input of the first stage operational amplifier A1 via a switch SW3. The impedance conversion circuit 10 has a first-stage operational amplifier A1 and a second-stage operational amplifier A2, and the inverting input of the operational amplifier A1 is connected to the common terminals of the first and second capacitors 7 and 8. The output is fed back to the inverting input of the operational amplifier A1 via the feedback capacitor 11, and the switch SW5 is connected in parallel to both ends of the capacitor 11. The non-inverting input of the operational amplifier A1 is connected to the reference power source Vr via the capacitor 14. The inverting input of the second stage operational amplifier A2 is connected to the output of the first stage operational amplifier A1 via the switch SW6 and the capacitor 12, and the non-inverting input of the operational amplifier A2 is connected to the reference power supply Vr and the switch SW7. Through capacitor 1
2 and the output of the operational amplifier A2 is the capacitor 13
To the non-inverting input of the first-stage operational amplifier A1 via the switch SW8.
【０００８】尚、スイッチＳＷ１、ＳＷ４及びＳＷ６は
図９に示す第１のタイミングφ１で開閉され、またスイ
ッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５、ＳＷ７及びＳＷ８は図９
の第２のタイミングφ２で開閉される。The switches SW1, SW4 and SW6 are opened and closed at the first timing φ1 shown in FIG. 9, and the switches SW2, SW3, SW5, SW7 and SW8 are shown in FIG.
Is opened and closed at the second timing φ2.
【０００９】φ１のタイミングでスイッチＳＷ１、ＳＷ
４が開閉され、センサエレメント９を構成する第１コン
デンサ７の一方の端子に、閉成されたスイッチＳＷ１を
介して電源電圧Ｖｓが結合され、第２コンデンサ８の他
方の端子は閉成されたスイッチＳＷ４を介してグランド
に接地される。このとき、これら第１、第２コンデンサ
７、８の中間電極（共通の端子）が第１段の演算増幅器
Ａ１の反転入力に接合されていない場合は、第１、第２
コンデンサ７、８に等電荷が蓄積され、その結果、共通
端子電圧Ｖｍは、次式で表される値となる。Switches SW1 and SW at the timing of φ1
4 is opened / closed, the power supply voltage Vs is coupled to one terminal of the first capacitor 7 constituting the sensor element 9 via the closed switch SW1, and the other terminal of the second capacitor 8 is closed. It is grounded through the switch SW4. At this time, if the intermediate electrodes (common terminals) of the first and second capacitors 7 and 8 are not joined to the inverting input of the first stage operational amplifier A1, the first and second capacitors are connected.
Equal charges are accumulated in the capacitors 7 and 8, and as a result, the common terminal voltage Vm has a value represented by the following equation.
【００１０】Ｖｍ＝Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）・Ｖｓ＝Ｖｓ／２・[１＋Ｓ] （１）Ｓは、センサ感度で、Ｓ＝（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）で表される。例えば、便宜上Ｃ１＝Ｃｏ／（１−Ｘ）Ｃ２＝Ｃｏ／（１＋Ｘ）Ｘ：電極間隔(固定電極４、５と質量体１との間)の初期
間隔に対する相対変位量とすると、Ｓ＝Ｘとなり、感度Ｓは、電極間隔の相対変位量Ｘに対応する
ことになる。Vm = C1 / (C1 + C2) Vs = Vs / 2 [1 + S] (1) S is the sensor sensitivity and is represented by S = (C1-C2) / (C1 + C2). For example, for convenience, C1 = Co / (1-X) C2 = Co / (1 + X) X: If the relative displacement amount of the electrode interval (between the fixed electrodes 4, 5 and the mass body 1) with respect to the initial interval is S = X Therefore, the sensitivity S corresponds to the relative displacement amount X of the electrode interval.
【００１１】容量型センサのインターフェース回路の場
合、上式（１）で表される電圧値を低インピーダンスで
取り出し、電極間隔の相対変位量Ｘに比例した出力を得
る方式であるものが好まれる。しかし、センサエレメン
ト９は、通常、数pＦ〜数十ｐＦの容量値を有するコン
デンサで構成されており、出力インピーダンスが非常に
大きいため、後続のインピーダンス変換回路１０を利用
してインピーダンス変換を行う。基本的には、このイン
ピーダンス変換回路１０は、第１、第２コンデンサ７、
８に同量の電荷が蓄積されるように、演算増幅器Ａ１の
非反転入力電圧が決定される回路である。In the case of the interface circuit of the capacitive sensor, it is preferable that the voltage value expressed by the above equation (1) is taken out with low impedance and an output proportional to the relative displacement amount X of the electrode interval is obtained. However, the sensor element 9 is usually composed of a capacitor having a capacitance value of several pF to several tens of pF, and its output impedance is very large. Therefore, impedance conversion is performed using the subsequent impedance conversion circuit 10. Basically, the impedance conversion circuit 10 includes the first and second capacitors 7,
8 is a circuit in which the non-inverting input voltage of the operational amplifier A1 is determined so that the same amount of electric charge is accumulated in 8.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】但し、従来では、演算
増幅器Ａ１の入力オフセット電圧Ｖos1が、式（２）で
表されるように、増幅されて出力に現れるといった欠点
があった。フィードバック用の第３コンデンサ１１のフ
ィードバック容量Ｃ３は、演算増幅器Ａ１の安定性から
余り小さくすることができず、第１、第２コンデンサ
７、８の容量Ｃ１、Ｃ２の合計容量（Ｃ１＋Ｃ２）が第
３コンデンサ１１の容量Ｃ３に比較して小さくなるほ
ど、その比分で入力オフセット電圧Ｖos1が増幅されて
出力に現れる。However, the conventional method has a drawback that the input offset voltage Vos1 of the operational amplifier A1 is amplified and appears in the output as represented by the equation (2). The feedback capacitance C3 of the feedback third capacitor 11 cannot be made too small due to the stability of the operational amplifier A1, and the total capacitance (C1 + C2) of the capacitances C1 and C2 of the first and second capacitors 7 and 8 is equal to the first capacitance. As the capacitance C3 of the 3-capacitor 11 becomes smaller, the input offset voltage Vos1 is amplified and appears in the output by the ratio.
【００１３】 Ｖout＝｛Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）｝・Ｖｓ＋〔Ｃ３／（Ｃ１＋Ｃ２）−１〕・Ｖos1 （２）この結果、入力オフセット電圧Ｖos1の温度依存性が増
幅されて出力され、センサの出力の温度特性の悪化を招
くという問題点があった。Vout = {C1 / (C1 + C2)}. Vs + [C3 / (C1 + C2) -1] .Vos1 (2) As a result, the temperature dependence of the input offset voltage Vos1 is amplified and output, and the output of the sensor is output. There is a problem that the temperature characteristics are deteriorated.
【００１４】また、図７に示すように、差動容量型のセ
ンサエレメント９の共通端子３がグランド電位や定電位
に接地されているような場合には、図８に示す回路がそ
のまま適用できないといった問題点があった。Further, as shown in FIG. 7, when the common terminal 3 of the differential capacitance type sensor element 9 is grounded to a ground potential or a constant potential, the circuit shown in FIG. 8 cannot be applied as it is. There was a problem such as.
【００１５】さらに、センサの感度出力を向上させるた
めに、後段の演算増幅器で増幅処理を行う場合は、セン
サエレメント９に起因する温度オフセットドリフト量も
同様に増大されてしまうという問題点があった。Further, when amplification processing is performed by the operational amplifier in the subsequent stage in order to improve the sensitivity output of the sensor, the temperature offset drift amount caused by the sensor element 9 is also increased. .
【００１６】また、センサエレメント９の共通端子３が
フローティング電位で、質量体１の変位に応じて式
（１）で表される値Ｖｍを持つため、新たに端子３に対
向するアクチュエート用電極を利用して、アクチュエー
ト電極に加える電圧Ｖaによる電極間静電力を質量体１
のアクチュエート機能として利用する場合には、実質上
の電極間電圧は、Ｖａ−Ｖｍとなり、Ｖａそのものを有
効に利用できないため自己診断出力が低くなってしまう
という問題点があった。Further, since the common terminal 3 of the sensor element 9 has a floating potential and has a value Vm represented by the formula (1) according to the displacement of the mass body 1, a new actuating electrode facing the terminal 3 is provided. By using an electrostatic force between electrodes due to the voltage Va applied to the actuate electrode,
When it is used as the actuating function of No. 3, the substantial inter-electrode voltage becomes Va-Vm, and there is a problem that the self-diagnosis output becomes low because Va itself cannot be effectively used.
【００１７】本発明は上述した種々の問題点を解決する
ためになされたもので、回路のオフセット出力及びその
温度依存性の少ない安定な容量型センサのインターフェ
ース回路を提供することを目的とするものである。The present invention has been made to solve the above-mentioned various problems, and an object of the present invention is to provide a stable capacitive sensor interface circuit with little offset output of the circuit and its temperature dependence. Is.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、共通電極がグランド接地された差動容量
型センサにおいて、電極間相対変位量に比例した出力電
圧を得るために、電荷の再配分手法とインピーダンス変
換回路を利用するものであり、更に演算増幅器の入力オ
フセット電圧による出力のオフセット電圧を緩和するス
イッチング機構を設けたものである。更に、感度を倍増
させる一方、センサエレメントのオフセット温度ドリフ
ト量を倍増させないために、電源切替器を新たに設け
て、それぞれの電源フェーズにてサンプルされた電圧を
差動増幅する方式を採用した。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a differential capacitance type sensor in which a common electrode is grounded to obtain an output voltage proportional to an amount of relative displacement between electrodes. The above-mentioned redistribution method and impedance conversion circuit are used, and a switching mechanism is provided to alleviate the offset voltage of the output due to the input offset voltage of the operational amplifier. Further, in order to double the sensitivity and not double the offset temperature drift amount of the sensor element, a power switch is newly provided and a method of differentially amplifying the voltage sampled in each power phase is adopted.
【００１９】請求項１の発明に係る容量型センサのイン
ターフェース回路は、少なくとも何れか一方の容量が変
動する第１、第２コンデンサを有し、それら第１、第２
コンデンサの共通端子がグランド電位または、定電位に
固定される容量型センサに接続されるインターフェース
回路において、第１演算増幅器と、前記第１演算増幅器
の出力端子と反転入力端子間に接続されたフィードバッ
ク用の第３コンデンサと、前記第１演算増幅器の出力端
子に、一方の端子が接続された第４コンデンサと、前記
第１演算増幅器の非反転入力端子と基準電源間に接続さ
れたホールド用の第６コンデンサと、非反転入力端子が
前記基準電源に接続された第２演算増幅器と、前記第２
演算増幅器の出力端子と反転入力端子に接続されたフィ
ードバック用の第５コンデンサとを備え、第１のスイッ
チングサイクルにおいて前記第１コンデンサが基準電圧
でチャージアップされ、前記第２、第３コンデンサのチ
ャージがリセットされ、前記第４コンデンサの他方の端
子が基準電源に接続され、さらに、前記第２演算増幅器
の出力が前記第１演算増幅器の非反転入力に接続され、
前記第１のスイッチングサイクルの反転タイミングで、
前記第１、第２コンデンサが短絡されて前記第１演算増
幅器の反転入力に接続され、前記第４コンデンサの他端
が前記第２演算増幅器の反転入力に接続されるものであ
る。An interface circuit of a capacitive sensor according to a first aspect of the present invention has first and second capacitors in which the capacitance of at least one of them fluctuates.
In an interface circuit in which a common terminal of a capacitor is connected to a capacitive sensor whose ground potential or constant potential is fixed, a first operational amplifier and a feedback connected between an output terminal and an inverting input terminal of the first operational amplifier. Capacitor, a fourth capacitor having one terminal connected to the output terminal of the first operational amplifier, and a holding capacitor connected between the non-inverting input terminal of the first operational amplifier and the reference power supply. A sixth capacitor; a second operational amplifier whose non-inverting input terminal is connected to the reference power supply;
A fifth capacitor for feedback connected to the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier, wherein the first capacitor is charged up with a reference voltage in the first switching cycle, and the second and third capacitors are charged. Is reset, the other terminal of the fourth capacitor is connected to a reference power supply, and the output of the second operational amplifier is connected to the non-inverting input of the first operational amplifier,
At the inversion timing of the first switching cycle,
The first and second capacitors are short-circuited and connected to the inverting input of the first operational amplifier, and the other end of the fourth capacitor is connected to the inverting input of the second operational amplifier.
【００２０】請求項２の発明に係る容量型センサのイン
ターフェース回路は、少なくとも何れか一方の容量が変
動する第１、第２コンデンサを有し、それらの第１、第
２コンデンサの共通端子がグランド電位または、定電位
に固定される容量型センサに接続されるインターフェー
ス回路において、第１演算増幅器と、一方の端子が前記
演算増幅器の出力端子に接続されるフィードバック用の
第３コンデンサと、一方の端子が前記第１演算増幅器の
出力端子に接続される第４コンデンサと、前記第１演算
増幅器の非反転入力端子と基準電源間に接続されるホー
ルド用の第６コンデンサと、非反転入力端子が前記基準
電源に接続される第２演算増幅器と、第２演算増幅器の
出力端子と反転入力端子に接続されるフィードバック用
の第５コンデンサとを備え、第１のスイッチングサイク
ルにおいて前記第１コンデンサが基準電圧でチャージア
ップされ、前記第２、第３コンデンサのチャージがリセ
ットされ、前記第３コンデンサの他方の端子が前記第１
演算増幅器の非反転入力端子に接続され、前記第４コン
デンサの他方の端子が前記基準電源に接続され、さら
に、前記第２演算増幅器の出力が前記第１演算増幅器の
非反転入力に接続され、前記第１のスイッチングサイク
ルの反転タイミングで、前記第１、第２コンデンサが短
絡されて前記第１演算増幅器の反転入力に接続され、前
記第３コンデンサの他端が前記第１演算増幅器の反転入
力端子に接続され、前記第４コンデンサの他端が前記第
２演算増幅器の反転入力に接続されるものである。An interface circuit for a capacitive sensor according to a second aspect of the present invention has at least one of first and second capacitors whose capacitance varies, and a common terminal of the first and second capacitors is ground. In an interface circuit connected to a capacitance type sensor fixed to a potential or a constant potential, a first operational amplifier, a third capacitor for feedback whose one terminal is connected to an output terminal of the operational amplifier, and one of A fourth capacitor whose terminal is connected to the output terminal of the first operational amplifier, a sixth capacitor for holding connected between the non-inverting input terminal of the first operational amplifier and the reference power supply, and a non-inverting input terminal A second operational amplifier connected to the reference power supply, and a fifth capacitor for feedback connected to the output terminal and the inverting input terminal of the second operational amplifier. Wherein the first capacitor in the first switching cycle is charged up at the reference voltage, the second charge of the third capacitor is reset, the other terminal of said third capacitor the first
An operational amplifier connected to a non-inverting input terminal, the other terminal of the fourth capacitor connected to the reference power supply, and an output of the second operational amplifier connected to a non-inverting input of the first operational amplifier; At the inversion timing of the first switching cycle, the first and second capacitors are short-circuited and connected to the inverting input of the first operational amplifier, and the other end of the third capacitor is the inverting input of the first operational amplifier. It is connected to a terminal and the other end of the fourth capacitor is connected to the inverting input of the second operational amplifier.
【００２１】請求項３の発明に係る容量型センサのイン
ターフェース回路は、前記第１のスイッチングサイクル
より長い周期の第２のスイッチングサイクルにおいて、
電源の接続を交互に逆転させ、それぞれの電源極性にお
いて出力される電圧をサンプルホールドする第１、第２
サンプルホールド回路と、前記第１、第２サンプルホー
ルド回路による２つのホールド電圧を差動増幅する差動
増幅器とを更に備えるものである。According to another aspect of the capacitive sensor interface circuit of the present invention, in the second switching cycle longer than the first switching cycle,
1st and 2nd that alternately reverses the connection of the power supply and samples and holds the voltage output in each power supply polarity
It further comprises a sample hold circuit and a differential amplifier for differentially amplifying the two hold voltages by the first and second sample hold circuits.
【００２２】請求項４の発明に係る容量型センサのイン
ターフェース回路は、前記第１、第２コンデンサを形成
する固定電極の少なくとも何れか一方に、新たな固定電
極としてアクチュエート電極を設けたものである。In the interface circuit of the capacitance type sensor according to a fourth aspect of the present invention, an actuate electrode is provided as a new fixed electrode on at least one of the fixed electrodes forming the first and second capacitors. is there.
【００２３】[0023]
【発明の実施の形態】以下、添付図面により本発明の実
施の形態について説明する。以下の説明において、上述
の従来例と同一あるいは対応する部分には同一の符号を
付した。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In the following description, the same or corresponding parts as those of the above-described conventional example are designated by the same reference numerals.
【００２４】実施の形態１．図１は本発明の実施の形態
１による容量型センサのインターフェース回路を示して
いる。Embodiment 1. 1 shows an interface circuit of a capacitive sensor according to Embodiment 1 of the present invention.
【００２５】この実施の形態１は、図７に示される容量
型センサエレメント９の共通端子（端子３）がグランド
接地されている場合に、式（２）で表される出力電圧を
得るインピーダンス変換回路２１に関するものである。In the first embodiment, impedance conversion for obtaining the output voltage represented by the equation (2) when the common terminal (terminal 3) of the capacitive sensor element 9 shown in FIG. 7 is grounded. It relates to the circuit 21.
【００２６】図１において、可変コンデンサからなる第
１、第２コンデンサ７、８の一端同士が接続されてグラ
ンド接地され、それらの他端間には、スイッチＳＷ１２
が接続されている。また、第１コンデンサ７の他端はス
イッチＳＷ１１を介して電源Ｖｓに接続され、第２コン
デンサの他端はスイッチＳＷ１３を介して接地されると
ともに、スイッチＳＷ１４を介してインピーダンス変換
回路２１の第１演算増幅器Ａ１の反転入力に接続されて
いる。インピーダンス変換回路２１のこれ以外の構成は
図８のインピーダンス変換回路１０の構成とほぼ同様で
あるので、その詳細な説明は省略する。In FIG. 1, one ends of the first and second capacitors 7 and 8 formed of variable capacitors are connected to each other and grounded, and a switch SW12 is provided between the other ends thereof.
Are connected. The other end of the first capacitor 7 is connected to the power supply Vs via the switch SW11, the other end of the second capacitor is grounded via the switch SW13, and the first end of the impedance conversion circuit 21 is connected via the switch SW14. It is connected to the inverting input of operational amplifier A1. The other configuration of the impedance conversion circuit 21 is almost the same as the configuration of the impedance conversion circuit 10 in FIG. 8, and therefore detailed description thereof will be omitted.
【００２７】尚、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１３、ＳＷ
５、ＳＷ７及びＳＷ８は図９のφ１のタイミングでオン
オフされ、また、スイッチＳＷ１２、ＳＷ１４及びＳＷ
６は図９のφ２のタイミングでオンオフされる。The switches SW11, SW13, SW
5, SW7 and SW8 are turned on and off at the timing of φ1 in FIG. 9, and switches SW12, SW14 and SW
6 is turned on and off at the timing of φ2 in FIG.
【００２８】図１に示すように、φ１のタイミングで、
容量型センサエレメント９の第１コンデンサ７は電源Ｖ
ｓによりチャージアップされ、他方の第２コンデンサ８
はグランドに接続され、そこに蓄積されたチャージは放
出される。As shown in FIG. 1, at the timing of φ1,
The first capacitor 7 of the capacitive sensor element 9 has a power source V
is charged up by s, and the other second capacitor 8
Is connected to ground, and the charge accumulated there is discharged.
【００２９】φ２のタイミングで、スイッチＳＷ１２を
オンとし、第１コンデンサ７に蓄積された電荷を第２コ
ンデンサ８に移動させると、電荷の再配分により第１コ
ンデンサ７と第２コンデンサ８との両端共通電位は、式
（２）で表されるＶｍとなる。従って、電極間相対変位
量Ｘに比例した出力電圧を得ることが可能となる。後続
のインピーダンス変換回路２１は、第１段の演算増幅器
Ａ１が上記電圧Ｖｍになるように第６コンデンサ１４
（容量Ｃ６）の電位を調整する機能を有するもので、図
８中のインピーダンス変換回路１０とほぼ同一である。
上記では、フェーズφ１で、第１コンデンサ７をチャー
ジアップし、第２コンデンサ８の電荷を放出させる順序
をとったが、第１コンデンサ７と第２コンデンサ８を入
れ替えても良い。When the switch SW12 is turned on at the timing of φ2 to move the electric charge accumulated in the first capacitor 7 to the second capacitor 8, both ends of the first capacitor 7 and the second capacitor 8 are redistributed by the redistribution of the electric charge. The common potential is Vm represented by the equation (2). Therefore, it is possible to obtain an output voltage proportional to the inter-electrode relative displacement amount X. The subsequent impedance conversion circuit 21 includes a sixth capacitor 14 so that the first-stage operational amplifier A1 has the voltage Vm.
It has a function of adjusting the potential of (capacitance C6) and is almost the same as the impedance conversion circuit 10 in FIG.
In the above, in the phase φ1, the first capacitor 7 is charged up and the charge of the second capacitor 8 is discharged. However, the first capacitor 7 and the second capacitor 8 may be exchanged.
【００３０】また、本実施の形態１の方式は、図７のセ
ンサエレメント９の共通端子３がグランド接地されてい
る場合において、実施の形態１で記述した多数の差動容
量型センサエレメントがある場合や、後述の実施の形態
２のセンサエレメントがフル容量ブリッジを利用する場
合にも、同様に適用することが可能である。Further, in the method of the first embodiment, when the common terminal 3 of the sensor element 9 in FIG. 7 is grounded, there are many differential capacitance type sensor elements described in the first embodiment. The same can be applied to the case or the case where the sensor element of the second embodiment described later uses the full-capacity bridge.
【００３１】実施の形態２．図２は本発明の実施の形態
２による容量型センサのインターフェース回路を示す。
上記実施の形態１では、センサエレメント９の共通端子
３を接地できる構成に関して記述したが、この実施の形
態１の回路では、従来の方式と同様に、式（２）で表さ
れるように、第１段の演算増幅器Ａ１の入力オフセット
電圧Ｖos1が増幅されて出力され、センサの温度特性を
悪化させてしまう。Embodiment 2. FIG. 2 shows an interface circuit of the capacitive sensor according to the second embodiment of the present invention.
In the first embodiment described above, the configuration in which the common terminal 3 of the sensor element 9 can be grounded has been described. However, in the circuit of the first embodiment, as in the conventional system, as represented by the formula (2), The input offset voltage Vos1 of the first stage operational amplifier A1 is amplified and output, which deteriorates the temperature characteristic of the sensor.
【００３２】本実施の形態２では、図２に示すように、
インピーダンス変換回路３１に、新たに２つのスイッチ
ＳＷ９、ＳＷ１０を追加した。すなわち、コンデンサ１
１の一端が、スイッチＳＷ９を介して第１段の演算増幅
器Ａ１の反転入力に接続されるとともに、スイッチ１０
を介して第１段の演算増幅器Ａ１の非反転入力に接続さ
れる。その結果、出力電圧は式（３）で表されるよう
に、第１段、第２段の演算増幅器Ａ１、Ａ２の入力オフ
セット電圧の差（Ｖos2-Vos1）が増幅されて、Ｖoutに
出力されることになる。In the second embodiment, as shown in FIG.
Two switches SW9 and SW10 are newly added to the impedance conversion circuit 31. That is, the capacitor 1
1 is connected to the inverting input of the first stage operational amplifier A1 via the switch SW9, and the switch 10
Is connected to the non-inverting input of the first-stage operational amplifier A1. As a result, the output voltage is amplified by the difference (Vos2-Vos1) between the input offset voltages of the first-stage and second-stage operational amplifiers A1 and A2, and is output to Vout as represented by the equation (3). Will be.
【００３３】 Ｖout＝｛Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）｝・Ｖｓ＋｛Ｃ３／（Ｃ１＋Ｃ２）｝・（Ｖos2-Ｖos1）-Ｖos1 （３）一方、半導体ＩＣプロセスを通じて作製される演算増幅
器では、Ｖos1とＶos2をほぼ等しく設定できるため、式
（３）の第２項は相殺され、オフセット出力の発生を抑
えることが可能となる。Vout = {C1 / (C1 + C2)}. Vs + {C3 / (C1 + C2)}. (Vos2-Vos1) -Vos1 (3) On the other hand, in an operational amplifier manufactured through a semiconductor IC process, Vos1 and Vos2 are almost equal to each other. Since they can be set equal to each other, the second term of the equation (3) is canceled out, and it becomes possible to suppress the occurrence of offset output.
【００３４】図２には、新たにアクチュエーション電極
３３を設けた例を示す。このアクチュエーション電極３
３に、電圧Ｖａを印加することによって、グランドに接
地された質量体１を静電引力によってアクチュエートす
ることが可能となる。この場合、従来と異なって、電圧
Ｖａ自体を両電極間の静電力発生に有効に利用可能であ
るため、従来方式に比較して、アクチュエート変位を大
きくとることが可能となる。FIG. 2 shows an example in which an actuation electrode 33 is newly provided. This actuation electrode 3
By applying the voltage Va to 3, the mass body 1 grounded to the ground can be actuated by electrostatic attraction. In this case, unlike the conventional method, the voltage Va itself can be effectively used to generate the electrostatic force between the two electrodes, so that the actuate displacement can be increased as compared with the conventional method.
【００３５】実施の形態３．図３、図４、図５は本発明
の実施の形態３による容量型センサのインターフェース
回路４１を示す。Embodiment 3. 3, 4, and 5 show an interface circuit 41 of the capacitive sensor according to the third embodiment of the present invention.
【００３６】図３のインターフェース回路４１は、図２
のインピーダンス変換回路３１及び容量型センサエレメ
ント９と基本的に同一の回路構成であり、インピーダン
ス変換回路とセンサエレメント９を内包しており、この
図３に明記するＡ、Ｂ、Ｃの３つの端子を有している。
これらの端子Ａ、Ｂ、Ｃは、図４に示す、電源切替器４
５とサンプルホールド回路４６とに接続され、サンプル
ホールド回路４６は、差動増幅器４７に接続されてい
る。図４に示す各要素のスイッチＳＷ１３−ＳＷ１８
は、図５に示す駆動クロックタイミングφ３−φ６でそ
れぞれオンオフ制御される。The interface circuit 41 shown in FIG.
The impedance conversion circuit 31 and the capacitive sensor element 9 have basically the same circuit configuration, and include the impedance conversion circuit and the sensor element 9, and the three terminals A, B, and C specified in FIG. have.
These terminals A, B and C are the power switch 4 shown in FIG.
5 and the sample hold circuit 46, and the sample hold circuit 46 is connected to the differential amplifier 47. Switches SW13-SW18 of each element shown in FIG.
Are on / off controlled at the drive clock timings φ3 to φ6 shown in FIG. 5, respectively.
【００３７】クロックφ１、φ２よりも周期の長いクロ
ックφ３、φ４にて動作されるスイッチＳＷ１３−ＳＷ
１６によって、センサエレメント９に供給される電源の
方向が制御される。スイッチＳＷ１３、ＳＷ１６がオン
の状態は図６に示した構成と同一であり、サンプルホー
ルド回路４６の直前の出力は、スイッチＳＷ１３、ＳＷ
１６のオン状態内に於いて、Ｖｍａ＝｛Ｃ１／（Ｃ１＋
Ｃ２）｝Ｖｓに収束する。この電圧が、φ５のタイミン
グでスイッチＳＷ１７を開閉することにより、サンプル
ホールドされる。一方、スイッチＳＷ１４、ＳＷ１５の
オン状態では、サンプルホールド回路４６の直前の出力
は、Ｖｍｂ＝｛Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）｝Ｖｓに収束し、
同様にφ６のタイミングでスイッチＳＷ１８を開閉する
ことにより、サンプルホールドされる。後続の差動増幅
器４７により、ＶｍａとＶｍｂの差が演算され、その結
果、最終出力Ｖｍは、次式（４）で表される。Switches SW13-SW operated by clocks φ3 and φ4 having a longer cycle than the clocks φ1 and φ2.
The direction of the power supplied to the sensor element 9 is controlled by 16. The ON state of the switches SW13 and SW16 is the same as the configuration shown in FIG. 6, and the output immediately before the sample-hold circuit 46 is the switches SW13 and SW16.
In the 16 ON state, Vma = {C1 / (C1 +
C2)} Vs. This voltage is sampled and held by opening / closing the switch SW17 at the timing of φ5. On the other hand, in the ON state of the switches SW14 and SW15, the output just before the sample hold circuit 46 converges to Vmb = {C2 / (C1 + C2)} Vs,
Similarly, by opening / closing the switch SW18 at the timing of φ6, sample holding is performed. The subsequent differential amplifier 47 calculates the difference between Vma and Vmb, and as a result, the final output Vm is expressed by the following equation (4).
【００３８】Ｖｍ＝｛（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）｝Ｖｓ＝ＳＶｓ （４）式（３）と（４）を比較すると、本方式を採用すること
で、感度は倍増されることが判る。一方、センサの感度
は、例えば後続の演算増幅器のゲインを調整することに
よって通常行われるが、後続の演算増幅器を含む回路に
ＤＣオフセット出力の依存性や雑音等のノイズ成分が含
まれる場合は、その増幅のゲイン倍されてこれらノイズ
が出力に現れてしまう。しかし、本方式では、センサエ
レメント９の感度を倍増することによって、後続の回路
ゲインを半減させることが可能となり、その結果とし
て、センサのＳＮ比を倍増させることが可能となる。Vm = {(C1-C2) / (C1 + C2)} Vs = SVs (4) Comparing equations (3) and (4), it can be seen that the sensitivity is doubled by adopting this method. . On the other hand, the sensitivity of the sensor is usually performed by adjusting the gain of the subsequent operational amplifier, but when the circuit including the subsequent operational amplifier includes noise components such as DC offset output dependency and noise. These noises appear in the output after being multiplied by the gain of the amplification. However, in this method, by doubling the sensitivity of the sensor element 9, the subsequent circuit gain can be halved, and as a result, the SN ratio of the sensor can be doubled.
【００３９】尚、上記かく実施の形態の説明では、容量
型センサエレメント９の第１、第２コンデンサ７、８と
して可変容量コンデンサを用いたが、これらの２つのコ
ンデンサの少なくと何れか一方を可変容量コンデンサと
すればよく、他方を定容量コンデンサとしてもよい。In the above description of the embodiment, variable capacitors are used as the first and second capacitors 7 and 8 of the capacitive sensor element 9, but at least one of these two capacitors is used. A variable capacitor may be used, and the other may be a constant capacitor.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、次のよ
うな優れた効果を奏するものである。容量検出型センサ
のインターフェース回路は、センサエレメントの共通端
子をグランド接地する場合にも、利用可能である。ま
た、インピーダンス変換器に含まれる演算増幅器の入力
オフセット電圧の温度変動の影響を補償する回路によ
り、ＤＣオフセット出力電圧の温度依存性の少ない検出
回路を提供することが可能となる。さらに、増幅回路に
起因するＤＣオフセット温度依存性を増幅することな
く、感度を倍増することが可能なため、センサのＳＮ比
を倍増可能な回路を提供できる。さらにまた、アクチュ
エーション電極を利用して、大きな自己診断出力を得る
ことが可能となる。As described above, according to the present invention, the following excellent effects are exhibited. The interface circuit of the capacitance detection type sensor can be used even when the common terminal of the sensor element is grounded. Further, the circuit for compensating the influence of the temperature variation of the input offset voltage of the operational amplifier included in the impedance converter can provide the detection circuit in which the temperature dependency of the DC offset output voltage is small. Furthermore, since the sensitivity can be doubled without amplifying the DC offset temperature dependence caused by the amplifier circuit, it is possible to provide a circuit that can double the SN ratio of the sensor. Furthermore, it is possible to obtain a large self-diagnosis output by using the actuation electrodes.
【図１】 本発明の実施の形態１の容量型センサのイン
ターフェース回路の一例を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an example of an interface circuit of a capacitive sensor according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の実施の形態２の容量型センサのイン
ターフェース回路の一例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of an interface circuit of a capacitive sensor according to a second embodiment of the present invention.
【図３】 本発明の実施の形態３の容量型センサのイン
ターフェース回路の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an example of an interface circuit of a capacitive sensor according to a third embodiment of the present invention.
【図４】 本発明の実施の形態３の容量型センサのイン
ターフェース回路及びそれに接続される周辺回路の一例
を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an example of an interface circuit of a capacitive sensor according to a third embodiment of the present invention and a peripheral circuit connected thereto.
【図５】 本発明の実施の形態３の容量型センサのイン
ターフェース回路のスイッチを駆動するクロックを示す
図である。FIG. 5 is a diagram showing clocks for driving switches of the interface circuit of the capacitive sensor according to the third embodiment of the present invention.
【図６】 従来の容量型加速度センサの一例を示す電気
回路図である。FIG. 6 is an electric circuit diagram showing an example of a conventional capacitive acceleration sensor.
【図７】 従来の容量型加速度センサの等価回路を示す
図である。FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of a conventional capacitive acceleration sensor.
【図８】 従来の容量型センサのインターフェース回路
の一例を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing an example of an interface circuit of a conventional capacitive sensor.
【図９】 従来の容量型センサのインターフェース回路
のスイッチを駆動するクロックを示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a clock driving a switch of an interface circuit of a conventional capacitive sensor.
１ 質量体、２ アンカー部、３ 梁、４ 固定電極、
５ 固定電極、６ シリコン、７ 第１コンデンサ、８
第２コンデンサ、９ 容量型センサエレメント、１０
インピーダンス変換回路、２１ インピーダンス変換
回路、３１ インピーダンス変換回路、４１ インター
フェース回路（インピーダンス変換回路＋センサエレメ
ント）、３３ アクチュエーション電極、４５ 電源切
替器、４６ サンプルホールド回路、４７ 差動増幅
器。1 mass body, 2 anchor part, 3 beam, 4 fixed electrode,
5 fixed electrode, 6 silicon, 7 first capacitor, 8
Second capacitor, 9 Capacitive sensor element, 10
Impedance conversion circuit, 21 impedance conversion circuit, 31 impedance conversion circuit, 41 interface circuit (impedance conversion circuit + sensor element), 33 actuation electrode, 45 power switch, 46 sample hold circuit, 47 differential amplifier.
─────────────────────────────────────────────────────フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−180214（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−136575（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−265417（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−182618（ＪＰ，Ａ) ＫＥＮＺＯ ＷＡＴＡＮＡＢＥ ａｎ ｄ ＷＯＮ−ＳＵＰ ＣＨＵＮＧ，Ａ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ−Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ Ｉｎｔ ｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｃａｐａｃｉｔｉｖ ｅ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮ ＩＮＳＴＲ ＵＭＥＮＴＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＭＥＡ ＳＵＲＥＭＥＮＴ，1986年12月，ＶＯ Ｌ．ＩＭ−35／Ｎｏ．４，472−476 Ｈ．ＬＥＵＴＨＯＬＤ ａｎｄ Ｆ. ＲＵＤＯＬＦ，Ａｎ ＡＳＩＣ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｃ ａｐａｃｉｔｉｖｅ Ｍｉｃｒｏａｃｃ ｅｌｅｒｏｍｅｔｅｒ，Ｓｅｎｓｏｒｓ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒｓ，1990 年，Ａ21−Ａ23，278−281 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01P 15/125 G01P 21/00 G01L 9/12 G01D 5/24─────────────────────────────────────────────────── --Continued from the front page (56) References JP 62-180214 (JP, A) JP 8-136575 (JP, A) JP 6-265417 (JP, A) JP 62- 182618 (JP, A) KENZO WATANABE and d WON-SUP CHUNG, A Switched-Capacitor Interface for Intellient Capacitive METRANS THANNEL 1986 IM-35 / No. 4,472-476 H. LEUTHOLD and F. RUDOLF, An ASIC for High-resolution C apacitive Microacc elerometer, Sensors and Actuators, 1990 years, A21-A23,278-281 (58) investigated the field (Int.Cl.7, DB name) G01P 15 / 125 G01P 21/00 G01L 9/12 G01D 5/24
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