【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、例えば、圧電形振動
ジャイロに用いる振動制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a vibration control device used in, for example, a piezoelectric vibration gyro.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の振動ジャイロとしては、例えば、
図８に示すようなものがある。この振動ジャイロにおい
ては、振動子４を構成する圧電素子２，３を、それぞれ
インピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2を経て駆動装置６の出力
側に接続すると共に、この駆動装置６の出力側をさらに
他のインピーダンス素子Ｚ3を経て容量素子Ｃにも接続
して、これら圧電素子２，３および容量素子Ｃに、駆動
装置６からの駆動信号を同時に印加するようにしてい
る。2. Description of the Related Art As a conventional vibrating gyroscope, for example,
There is one as shown in FIG. In this vibrating gyro, the piezoelectric elements 2 and 3 forming the vibrator 4 are connected to the output side of the drive unit 6 via impedance elements Z1 and Z2 , respectively, and the output side of the drive unit 6 is further Is connected to the capacitive element C via the impedance element Z3 of FIG. 3 and the drive signal from the drive device 6 is simultaneously applied to the piezoelectric elements 2 and 3 and the capacitive element C.
【０００３】また、インピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2と圧
電素子２，３とのそれぞれの接続点における出力は合成
し、その合成出力と、インピーダンス素子Ｚ3および容
量素子Ｃの接続点における出力とを差動増幅器７に供給
して、その差動出力を駆動装置６に帰還することにより
振動子４を自励振動させるようにし、さらに、これらイ
ンピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2と圧電素子２，３とのそれ
ぞれの接続点における出力を他の差動増幅器８に供給し
て、この差動増幅器８の出力に基づいて角速度検出信号
を得るようにしている。The outputs at the connection points of the impedance elements Z1 and Z2 and the piezoelectric elements 2 and 3 are combined, and the combined output and the output at the connection point of the impedance element Z3 and the capacitive element C are combined. By supplying the differential output to the differential amplifier 7 and feeding back the differential output to the driving device 6, the vibrator 4 is caused to self-oscillate, and further, these impedance elements Z1 and Z2 and the piezoelectric elements 2 and 3 are connected. The outputs at the respective connection points are supplied to the other differential amplifier 8 so that the angular velocity detection signal is obtained based on the output of the differential amplifier 8.
【０００４】ここで、振動子４は、例えば、図９に示す
ように、横断面形状が四角形を成し、共振点を有する振
動体１の一側面１ａに圧電素子２を、その側面１ａと隣
接する他の側面１ｂに圧電素子３をそれぞれ形成したも
の、図１０に示すように、振動体１の同一側面上に幅方
向に分割して圧電素子２，３を形成したもの、図１１に
示すように、振動体１の対向する側面上に幅方向にずら
して圧電素子２，３を形成したもの、あるいは、図１２
に示すように、振動体１の対向する側面に実質的に一つ
の圧電素子２として作用するように、それぞれ圧電素子
２ａ，２ｂを形成してこれらを並列接続すると共に、他
の対向する側面にも実質的に一つの圧電素子３として作
用するように、それぞれ圧電素子３ａ，３ｂを形成して
これらを並列接続したものが用いられる。Here, for example, as shown in FIG. 9, the vibrator 4 has a quadrangular cross section, and the piezoelectric element 2 is formed on one side surface 1a of the vibrating body 1 having a resonance point and the side surface 1a. The piezoelectric element 3 is formed on each of the other adjacent side surfaces 1b, and the piezoelectric elements 2 and 3 are formed on the same side surface of the vibrating body 1 in the width direction as shown in FIG. As shown, piezoelectric elements 2 and 3 are formed on the opposite side surfaces of the vibrating body 1 so as to be displaced in the width direction, or
As shown in FIG. 2, piezoelectric elements 2a and 2b are formed and connected in parallel so that they substantially act as one piezoelectric element 2 on the opposite side surfaces of the vibrating body 1, and at the same time on the other opposite side surfaces. In order to substantially act as one piezoelectric element 3, piezoelectric elements 3a and 3b are respectively formed and these are connected in parallel.
【０００５】また、その他の振動子４として、図１３に
示すように、横断面形状が三角形を成し、共振点を有す
る振動体１の二つの側面に圧電素子２，３を形成したも
のや、図１４に示すように、横断面形状が円形を成し、
共振点を有する振動体１の円周側面に圧電素子２，３を
形成したもの等、種々の横断面形状を有する振動体の側
面に実質的に二つの圧電素子を形成したものが用いられ
る。Further, as the other vibrator 4, as shown in FIG. 13, one having piezoelectric elements 2 and 3 formed on two side surfaces of a vibrating body 1 having a triangular cross section and having a resonance point. As shown in FIG. 14, the cross-sectional shape is circular,
A vibrating body having a resonance point having piezoelectric elements 2 and 3 formed on the circumferential side surface thereof, or a vibrating body having various transverse cross-sectional shapes having substantially two piezoelectric elements formed on its side surface is used.
【０００６】なお、ここでは、図９〜図１４において例
示したように、振動体１に実質的に二つの圧電素子２，
３を形成して成る振動子４を、図１５に示すように表す
ものとする。Here, as illustrated in FIGS. 9 to 14, substantially two piezoelectric elements 2 are provided on the vibrating body 1.
A vibrator 4 formed by forming 3 is represented as shown in FIG.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図８に
示す従来の振動ジャイロにあっては、駆動装置６からの
駆動信号をインピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2を介して圧電
素子２，３に印加するようにしているため、振動子４の
機械的直列共振周波数ｆS近傍において、圧電素子２，
３のインピーダンスが低下した際に、圧電素子２，３に
印加される信号レベルが低下して、差動増幅器７の出力
が最大となる周波数と、振動子４の機械的直列共振周波
数ｆSとが一致しなくなる。この現象を、図１６および
図１７を参照して、以下に説明する。However, in the conventional vibrating gyro shown in FIG. 8, the drive signal from the drive unit 6 is applied to the piezoelectric elements 2 and 3 via the impedance elements Z1 and Z2. Therefore, in the vicinity of the mechanical series resonance frequency fS of the vibrator 4, the piezoelectric element 2,
When the impedance of 3 decreases, the signal level applied to the piezoelectric elements 2 and 3 decreases, and the frequency at which the output of the differential amplifier 7 becomes maximum and the mechanical series resonance frequency fS of the vibrator 4 are set. Will not match. This phenomenon will be described below with reference to FIGS. 16 and 17.
【０００８】図１６ＡおよびＢは、図９で示した構成の
振動子４のアドミッタンス｜Ｙ｜の周波数特性および位
相特性の測定例を示すもので、図１７ＡおよびＢは、差
動増幅器７の伝達特性および位相特性を示すものであ
る。図８に示す振動ジャイロでは、圧電素子２，３が、
それぞれインピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2に直列に接続さ
れているため、これら圧電素子２，３に印加される信号
レベルは、図１６Ａから｜Ｙ｜の大きい機械的直列共振
周波数ｆS近傍において低下し、｜Ｙ｜の小さい機械的
並列共振周波数ｆa近傍において増大することが理解さ
れる。このため、差動増幅器７の出力は、印加信号レベ
ルの高い機械的並列共振周波数ｆaの影響を受けて、そ
の最大値を示す周波数は、図１７Ａに示されるように、
機械的並列共振周波数ｆa寄りにシフトしてしまう。16A and 16B show an example of measuring the frequency characteristic and the phase characteristic of the admittance | Y | of the vibrator 4 having the configuration shown in FIG. 9, and FIGS. 17A and 17B show the transmission of the differential amplifier 7. It shows the characteristics and the phase characteristics. In the vibration gyro shown in FIG. 8, the piezoelectric elements 2 and 3 are
Since they are connected in series to the impedance elements Z1 and Z2 , respectively, the signal levels applied to these piezoelectric elements 2 and 3 are reduced in the vicinity of the mechanical series resonance frequency fS of large | Y | from FIG. 16A. , | Y | is small, it is understood that it increases in the vicinity of the mechanical parallel resonance frequency fa . Therefore, the output of the differential amplifier 7 is influenced by the mechanical parallel resonance frequency fa having a high applied signal level, and the frequency showing the maximum value thereof is as shown in FIG. 17A.
The mechanical parallel resonance frequency fa shifts.
【０００９】また、振動子４は、一つの圧電素子につい
て、図１８に等価回路を示すように、コイルＬ1，コン
デンサＣ1および抵抗Ｒ1の直列共振回路に、制動容量
Ｃｄを並列に接続した並列共振回路で表され、インピー
ダンス素子Ｚ1，Ｚ2は、例えば、抵抗、コンデンサ等
が用いられるため、例えば、インピーダンス素子Ｚ1，
Ｚ2として抵抗を用いた場合、印加信号は、インピーダ
ンス素子Ｚ1，Ｚ2の抵抗値に対する制動容量Ｃｄの値
によって決定される位相変化をも生じることになる。こ
のため、印加信号のレベルおよび位相は、ともに振動子
４のインピーダンス変化に伴って複雑に変動してしま
い、差動増幅器７の出力が最大となる周波数が、機械的
並列共振周波数ｆa寄りとなってしまう。Further, in the vibrator 4, for one piezoelectric element, as shown in the equivalent circuit of FIG. 18, a damping capacitance Cd is connected in parallel to a series resonance circuit of a coil L1 , a capacitor C1 and a resistor R1. is represented by a parallel resonance circuit, and the impedance element Z1, Z2, for example, resistance, capacitor or the like is used, for example, the impedance element Z1,
When a resistor is used as Z2 , the applied signal also causes a phase change determined by the value of the damping capacitance Cd with respect to the resistance value of the impedance elements Z1 and Z2 . Therefore, both the level and the phase of the applied signal change intricately as the impedance of the oscillator 4 changes, and the frequency at which the output of the differential amplifier 7 becomes maximum is closer to the mechanical parallel resonance frequency fa. turn into.
【００１０】さらにまた、振動子４の等価定数、すなわ
ち制動容量Ｃｄ、コイルＬ1，コンデンサＣ1および抵
抗Ｒ1は、個々に異なる温度依存性を有するため、周囲
温度の変化により差動増幅器７の出力が最大となる周波
数が変化する。ここで、自励振動は、差動増幅器７の出
力が最大となる周波数において生じるため、周囲温度の
変化によって、自励振動の設定周波数が変動し易くな
る。Furthermore, since the equivalent constant of the oscillator 4, that is, the damping capacitance Cd, the coil L1 , the capacitor C1 and the resistance R1 have different temperature dependences, the differential amplifier 7 is affected by a change in ambient temperature. The frequency at which the output of becomes maximum changes. Here, since the self-excited vibration occurs at the frequency where the output of the differential amplifier 7 becomes maximum, the set frequency of the self-excited vibration easily changes due to the change of the ambient temperature.
【００１１】また、振動子４の機械的品質係数Ｑmは、
圧電素子２側の値と、圧電素子３側の値とが正確に一致
しているものでないため、自励振動の設定周波数の変動
に伴って、インピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2と圧電素子
２，３の接続点の出力に差を生じることになり、ヌル電
圧の発生、変動を生じ易くなる。The mechanical quality factor Qm of the oscillator 4 is
Since the value on the piezoelectric element 2 side and the value on the piezoelectric element 3 side do not exactly match, the impedance elements Z1 and Z2 and the piezoelectric element 2 are changed with the change in the set frequency of the self-excited vibration. A difference occurs in the output at the connection point of No. 3, and the null voltage is likely to be generated and changed.
【００１２】さらに、振動子４は、その圧電素子２，３
にインピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2が接続され、全体とし
て高インピーダンスとなるため、圧電素子２，３とイン
ピーダンス素子Ｚ1，Ｚ2とのそれぞれの接続点におい
て、電気的ノイズの影響を受け易いという問題もある。Further, the vibrator 4 has its piezoelectric elements 2, 3
Since the impedance elements Z1 and Z2 are connected to each other and have a high impedance as a whole, it is said that the connection points of the piezoelectric elements 2 and 3 and the impedance elements Z1 and Z2 are easily affected by electrical noise. There are also problems.
【００１３】この発明は、上述した従来の問題点に着目
してなされたもので、振動子を機械的直列共振周波数ｆ
Sに設定した周波数で安定して自励振動させることがで
きると共に、ヌル電圧の発生および変動をも有効に低減
できるよう適切に構成した振動制御装置を提供すること
を目的とする。The present invention has been made by paying attention to the above-mentioned conventional problems.
It is an object of the present invention to provide a vibration control device that is configured appropriately so as to be able to stably perform self-excited vibration at a frequency set toS and to effectively reduce the occurrence and fluctuation of null voltage.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の振動制御装置は、共振点を有する振動体
の側面に実質一対の圧電素子を有する振動子と、この振
動子の駆動信号を出力する信号出力端子および該振動子
の制動容量の補償信号を出力する補償信号出力端子を有
する駆動装置と、それぞれ帰還用入力端子および信号用
入力端子を有する二つの帰還増幅器とを有し、これら二
つの帰還増幅器のそれぞれの信号用入力端子を前記信号
出力端子に結合すると共に、一方の帰還増幅器の帰還用
入力端子を前記一方の圧電素子の一方の電極に、他方の
帰還増幅器の帰還用入力端子を前記他方の圧電素子の一
方の電極にそれぞれ結合し、これら圧電素子のそれぞれ
他方の電極を前記補償信号出力端子に結合して、これら
圧電素子のそれぞれ他方の電極側の信号と前記補償信号
との合成信号を前記駆動装置に帰還するよう構成したこ
とを特徴とするものである。In order to achieve the above object, a vibration control device of the present invention comprises a vibrator having substantially a pair of piezoelectric elements on a side surface of a vibrator having a resonance point, and a drive signal for the vibrator. A drive device having a signal output terminal for outputting a signal and a compensation signal output terminal for outputting a compensation signal for the damping capacitance of the vibrator, and two feedback amplifiers each having a feedback input terminal and a signal input terminal, The signal input terminals of these two feedback amplifiers are coupled to the signal output terminal, and the feedback input terminal of one feedback amplifier is connected to one electrode of the one piezoelectric element and the feedback input of the other feedback amplifier. The input terminals are respectively coupled to one electrodes of the other piezoelectric element, the other electrodes of these piezoelectric elements are respectively coupled to the compensation signal output terminals, and each of these piezoelectric elements is coupled. Square of the combined signal to the electrode side of the signal and the compensation signal is characterized in that it has adapted to fed back to the drive apparatus.
【００１５】また、この発明の振動制御装置は、共振点
を有する振動体の側面に実質一対の圧電素子を有する振
動子と、この振動子の駆動信号を出力する信号出力端子
および該振動子の制動容量の補償信号を出力する補償信
号出力端子を有する駆動装置と、それぞれ帰還用入力端
子および信号用入力端子を有する二つの帰還増幅器とを
有し、これら二つの帰還増幅器のそれぞれの信号用入力
端子を前記信号出力端子に結合すると共に、一方の帰還
増幅器の帰還用入力端子を前記一方の圧電素子の一方の
電極に、他方の帰還増幅器の帰還用入力端子を前記他方
の圧電素子の一方の電極にそれぞれ結合し、これら圧電
素子のそれぞれ他方の電極を前記補償信号出力端子に結
合して、これら圧電素子のそれぞれ他方の電極側の信号
と前記補償信号との合成信号を前記駆動装置に帰還する
と共に、この合成信号に基づく前記駆動信号と同相の信
号を前記二つの帰還増幅器のそれぞれの帰還用入力端子
に供給するよう構成したことを特徴とするものである。Further, the vibration control device of the present invention is a vibrator having substantially a pair of piezoelectric elements on a side surface of a vibrator having a resonance point, a signal output terminal for outputting a driving signal of the vibrator, and the vibrator. A driving device having a compensation signal output terminal for outputting a compensation signal for the damping capacitance; and two feedback amplifiers each having a feedback input terminal and a signal input terminal, and the respective signal inputs of these two feedback amplifiers. A terminal is coupled to the signal output terminal, a feedback input terminal of one feedback amplifier is connected to one electrode of the one piezoelectric element, and a feedback input terminal of the other feedback amplifier is connected to one of the other piezoelectric elements. The electrodes on the other side of the piezoelectric elements and the compensation signal on the other side of the electrodes are coupled to the compensation signal output terminals, respectively. The composite signal is fed back to the drive device, and a signal having the same phase as the drive signal based on the composite signal is supplied to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers. .
【００１６】さらに、この発明の振動制御装置は、共振
点を有する振動体の側面に実質一対の圧電素子を有する
振動子と、この振動子の駆動信号を出力する信号出力端
子および該振動子の制動容量の補償信号を出力する補償
信号出力端子を有する駆動装置と、それぞれ帰還用入力
端子および信号用入力端子を有し、少なくとも一方の帰
還抵抗を可変帰還抵抗とした二つの帰還増幅器とを有
し、これら二つの帰還増幅器のそれぞれの信号用入力端
子を前記信号出力端子に結合すると共に、一方の帰還増
幅器の帰還用入力端子を前記一方の圧電素子の一方の電
極に、他方の帰還増幅器の帰還用入力端子を前記他方の
圧電素子の一方の電極にそれぞれ結合し、これら圧電素
子のそれぞれ他方の電極を前記補償信号出力端子に結合
して、これら圧電素子のそれぞれ他方の電極側の信号と
前記補償信号との合成信号を前記駆動装置に帰還すると
共に、この合成信号に基づく前記駆動信号と同相の信号
を可変抵抗を経て前記二つの帰還増幅器のそれぞれの帰
還用入力端子に供給するよう構成したことを特徴とする
ものである。Further, in the vibration control device of the present invention, the vibrator having substantially a pair of piezoelectric elements on the side surface of the vibrator having the resonance point, the signal output terminal for outputting the driving signal of the vibrator, and the vibrator. A driving device having a compensation signal output terminal for outputting a compensation signal for the damping capacitance; and two feedback amplifiers each having a feedback input terminal and a signal input terminal, and at least one feedback resistor being a variable feedback resistor. Then, the signal input terminals of these two feedback amplifiers are coupled to the signal output terminal, and the feedback input terminal of one feedback amplifier is connected to one electrode of the one piezoelectric element and the other feedback amplifier is connected to the other feedback amplifier. The feedback input terminals are respectively coupled to one electrodes of the other piezoelectric element, and the other electrodes of these piezoelectric elements are respectively coupled to the compensation signal output terminals, so that the piezoelectric elements While returning a composite signal of the signal on the other side of each of the electrodes and the compensation signal to the drive device, a signal in phase with the drive signal based on the composite signal is passed through a variable resistor to each of the two feedback amplifiers. It is characterized in that it is configured to be supplied to the feedback input terminal.
【００１７】前記駆動信号と同相の信号は、前記合成信
号と前記補償信号とを合成して生成するのが、該同相の
信号に、前記実質一対の圧電素子の等価抵抗の温度依存
性に対応する変化をもたせて、ヌル電圧の発生およびそ
の変動を有効に低減する点で好ましい。The signal in phase with the drive signal is generated by combining the combined signal and the compensation signal. The signal in phase corresponds to the temperature dependence of the equivalent resistance of the substantially pair of piezoelectric elements. This is preferable in that the generation of the null voltage and its variation can be effectively reduced.
【００１８】前記駆動信号と同相の信号は、前記合成信
号と前記駆動信号とを合成して生成するのが、該同相の
信号に、前記実質一対の圧電素子の等価抵抗の温度依存
性に対応する変化をもたせて、ヌル電圧の発生およびそ
の変動を有効に低減する点で好ましい。The signal in phase with the drive signal is generated by combining the combined signal and the drive signal, and the signal in phase corresponds to the temperature dependence of the equivalent resistance of the substantially pair of piezoelectric elements. This is preferable in that the generation of the null voltage and its variation can be effectively reduced.
【００１９】前記補償信号の振幅および位相は、前記振
動子の制動容量の値に対応して変化させるのが、制動容
量を正確に補償する点で好ましい。It is preferable that the amplitude and the phase of the compensation signal are changed in accordance with the value of the braking capacity of the vibrator in order to accurately compensate the braking capacity.
【００２０】前記二つの帰還増幅器の出力の差を検出す
る差動増幅器を設けるのが、前記振動子の自励振動方向
と交差する方向の振動を検出する点で好ましい。It is preferable to provide a differential amplifier for detecting the difference between the outputs of the two feedback amplifiers in order to detect the vibration in the direction intersecting with the self-excited vibration direction of the vibrator.
【００２１】前記振動子の制動容量の温度依存性に対応
する温度依存性を有するコンデンサを、前記駆動装置の
前記補償信号出力端子に結合するのが、前記合成信号か
ら前記振動子の制動容量にかかわる虚数成分を除去し
て、該振動子をその機械的直列共振周波数で正確に自励
振動させる点で好ましい。A capacitor having a temperature dependency corresponding to the temperature dependency of the damping capacitance of the oscillator is coupled to the compensation signal output terminal of the driving device to change the braking capacitance of the oscillator from the composite signal. It is preferable in that the imaginary component concerned is removed and the oscillator is caused to accurately vibrate at its mechanical series resonance frequency.
【００２２】前記コンデンサは、前記圧電素子と同一組
成のものをもって構成するのが、周囲温度の変化に影響
されることなく、前記合成信号から前記振動子の制動容
量にかかわる虚数成分を有効に除去して、該振動子をそ
の機械的直列共振周波数で常に正確に自励振動させる点
で好ましい。The capacitor is composed of the same composition as the piezoelectric element, and effectively removes the imaginary component related to the damping capacitance of the vibrator from the combined signal without being affected by the change in ambient temperature. Then, it is preferable in that the vibrator is always accurately and self-excited at the mechanical series resonance frequency.
【００２３】[0023]
【作用】駆動装置の信号出力端子を二つの帰還増幅器の
それぞれの信号用入力端子に結合し、実質一対の圧電素
子のそれぞれの一方の電極を二つの帰還増幅器のそれぞ
れの帰還用入力端子に結合すると共に、それぞれ他方の
電極を駆動装置の補償信号出力端子に結合して、それぞ
れ他方の電極側の信号と補償信号との合成信号を駆動装
置に帰還すれば、その合成信号は、振動子の機械的直列
共振周波数に正確に一致した周波数において最大とな
る。したがって、振動子を機械的直列共振周波数ｆSに
設定した周波数で安定して自励振動させることが可能に
なると共に、ヌル電圧の発生、変動を小さく抑えること
が可能となる。The signal output terminal of the driving device is coupled to the respective signal input terminals of the two feedback amplifiers, and one electrode of each of the pair of piezoelectric elements is coupled to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers. At the same time, the other electrode is coupled to the compensation signal output terminal of the driving device, and the combined signal of the signal on the other electrode side and the compensation signal is fed back to the driving device. It has a maximum at a frequency that exactly matches the mechanical series resonance frequency. Therefore, the vibrator can be stably oscillated at the frequency set to the mechanical series resonance frequency fS, and the generation and fluctuation of the null voltage can be suppressed to be small.
【００２４】また、上記の合成信号に基づく駆動信号と
同相の信号を、二つの帰還増幅器のそれぞれの帰還用入
力端子に供給すれば、二つの帰還増幅器の出力の差、す
なわちヌル電圧の発生を有効に低減することが可能とな
る。Further, if a signal in phase with the drive signal based on the above composite signal is supplied to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers, the difference between the outputs of the two feedback amplifiers, that is, the null voltage is generated. It becomes possible to reduce effectively.
【００２５】さらに、上記の合成信号に基づく駆動信号
と同相の信号を、可変抵抗を経て二つの帰還増幅器のそ
れぞれの帰還用入力端子に供給すれば、二つの帰還増幅
器の実数成分の出力の差を微妙に調整することができ、
また二つの帰還増幅器の少なくとも一方の帰還抵抗を可
変帰還抵抗とすれば、二つの帰還増幅器の虚数成分の出
力の差を微妙に調整することが可能となり、これにより
ヌル電圧の発生をきわめて有効に低減することが可能と
なる。Further, if a signal in phase with the drive signal based on the above-mentioned combined signal is supplied to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers via the variable resistance, the difference between the outputs of the real number components of the two feedback amplifiers. Can be delicately adjusted,
If at least one of the two feedback amplifiers is a variable feedback resistor, the difference between the outputs of the imaginary components of the two feedback amplifiers can be finely adjusted, which makes the generation of null voltage extremely effective. It becomes possible to reduce.
【００２６】このようにして、振動子をその自励振動周
波数において安定して動作させるようにすることによ
り、また、可変抵抗および可変帰還抵抗により二つの帰
還増幅器の実数成分および虚数成分のそれぞれの出力を
微妙に調整することにより、実質一対の圧電素子を有す
る振動子に対して二つの帰還増幅器の出力が安定し、ヌ
ル電圧の発生やその変動を有効に低減することが可能と
なる。In this way, the oscillator is made to operate stably at its self-excited oscillation frequency, and the real and imaginary components of the two feedback amplifiers are respectively controlled by the variable resistor and the variable feedback resistor. By finely adjusting the outputs, it is possible to stabilize the outputs of the two feedback amplifiers with respect to the vibrator having substantially a pair of piezoelectric elements, and effectively reduce the generation of the null voltage and its fluctuation.
【００２７】[0027]
【実施例】以下、この発明の実施例について、図面を参
照して説明する。図１は、この発明の第１実施例を示す
もので、角速度を検出する振動ジャイロに適用したもの
である。図１において、従来技術で述べた部分と同様の
部分には同一の符号を付してある。この実施例では、図
９〜図１４に示したような振動子４、すなわち共振点を
有する種々の横断面形状の振動体１の側面に実質的に二
つの圧電素子２，３を形成して成る振動子４の振動を制
御する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, which is applied to a vibrating gyroscope for detecting an angular velocity. In FIG. 1, the same parts as those described in the prior art are designated by the same reference numerals. In this embodiment, substantially two piezoelectric elements 2 and 3 are formed on the side surface of a vibrator 4 as shown in FIGS. 9 to 14, that is, a vibrator 1 having various cross-sectional shapes having resonance points. The vibration of the vibrator 4 is controlled.
【００２８】図１において、駆動装置６の信号出力端子
９は、帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの信号用入力端子１１
Ｌ，１１Ｒにそれぞれ接続し、これら帰還増幅器１０
Ｌ，１０Ｒの帰還用入力端子１２Ｌ，１２Ｒは、圧電素
子２，３の一方の電極にそれぞれ接続する。圧電素子
２，３の他方の電極は、コンデンサＣCを経て、振動子
４の制動容量の補償信号を出力する駆動装置６の補償信
号出力端子１３に接続し、これにより圧電素子２，３の
他方の電極側の信号と補償信号とを合成する。この合成
信号は、和動増幅器１７で増幅し、その出力端子１８に
おける合成信号を駆動装置６の入力端子１４に供給する
ことにより、振動子４を自励振動させるようにする。な
お、コンデンサＣCは、好適には、振動子４の制動容量
Ｃｄの温度依存性に対応する温度依存性を有するもの、
特に好適には、圧電素子２，３と同一組成のものをもっ
て構成したものを用いて、振動子４の制動容量Ｃｄの温
度依存性と一致させる。In FIG. 1, the signal output terminal 9 of the driving device 6 is a signal input terminal 11 of the feedback amplifiers 10L and 10R.
These feedback amplifiers 10 are connected to L and 11R respectively.
The feedback input terminals 12L and 12R of the L and 10R are respectively connected to one electrodes of the piezoelectric elements 2 and 3. The other electrodes of the piezoelectric elements 2 and 3 are connected to the compensation signal output terminal 13 of the driving device 6 which outputs the compensation signal of the braking capacitance of the vibrator 4 via the capacitor CC , whereby the piezoelectric elements 2 and 3 are connected. The signal on the other electrode side and the compensation signal are combined. This combined signal is amplified by a summing amplifier 17, and the combined signal at its output terminal 18 is supplied to the input terminal 14 of the driving device 6 so that the vibrator 4 is self-excited. The capacitor CC preferably has a temperature dependence corresponding to the temperature dependence of the braking capacitance Cd of the vibrator 4,
Particularly preferably, a piezoelectric element having the same composition as the piezoelectric elements 2 and 3 is used to match the temperature dependency of the braking capacitance Cd of the vibrator 4.
【００２９】また、帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの出力
は、差動増幅器２０に供給し、これにより振動子４に作
用する角速度によって生じるコリオリの力を電圧として
検出するようにする。なお、各帰還増幅器１０Ｌ，１０
Ｒの出力側と、対応する帰還用入力端子１２Ｌ，１２Ｒ
側との間には、それぞれ帰還抵抗ＲｆL，ＲｆRを接続
する。The outputs of the feedback amplifiers 10L and 10R are supplied to the differential amplifier 20 so that the Coriolis force generated by the angular velocity acting on the oscillator 4 is detected as a voltage. In addition, each feedback amplifier 10L, 10
R output side and corresponding feedback input terminals 12L, 12R
Feedback resistors RfL and RfR are connected to the respective sides.
【００３０】図２は、図１に示す補償信号出力端子１３
を有する駆動装置６の一例の構成を示すものである。こ
の駆動装置６は、非反転増幅器１５および反転増幅器１
６を有し、入力端子１４からの信号を非反転増幅器１５
で増幅し、その出力を補償信号として補償信号出力端子
１３に供給すると共に、反転増幅器１６で増幅して、駆
動信号として信号出力端子９に供給する。すなわち、こ
の例では、信号出力端子９に供給される駆動信号と、補
償信号出力端子１３に供給される補償信号との位相を１
８０°異ならせると共に、振幅比を反転増幅器１６によ
って適切に設定するようにする。FIG. 2 shows the compensation signal output terminal 13 shown in FIG.
2 shows an example of the configuration of a driving device 6 having a. The driving device 6 includes a non-inverting amplifier 15 and an inverting amplifier 1.
6 and has a non-inverting amplifier 15 for receiving the signal from the input terminal 14.
And the output thereof is supplied as a compensation signal to the compensation signal output terminal 13 and also amplified by the inverting amplifier 16 and supplied to the signal output terminal 9 as a drive signal. That is, in this example, the phase of the drive signal supplied to the signal output terminal 9 and the phase of the compensation signal supplied to the compensation signal output terminal 13 are set to 1
The difference is 80 ° and the amplitude ratio is appropriately set by the inverting amplifier 16.
【００３１】図３ＡおよびＢは、図１に示す構成におい
て、振動子４として図１６および図１７の測定に用いた
のと同じものを用いて、和動増幅器１７の出力の伝達特
性および位相特性を測定した結果を示すものである。FIGS. 3A and 3B show the transfer characteristic and phase characteristic of the output of the summing amplifier 17 using the same oscillator 4 as that used in the measurement of FIGS. 16 and 17 in the configuration shown in FIG. It shows the result of measurement.
【００３２】この実施例によれば、圧電素子２，３に流
れる電流成分のうち、それぞれの制動容量Ｃｄに関わる
虚数成分は、コンデンサＣCを経て合成される補償信号
により打ち消されるので、和動増幅器１７の出力は、圧
電素子２，３を流れる電流成分のうちの実数成分のみと
なる。したがって、図３Ａ，Ｂに示す測定結果からも明
らかなように、和動増幅器１７の電圧利得は、振動子４
の機械的直列共振周波数ｆSにおいて最大となるので、
振動子４をその機械的直列共振周波数ｆSに正確に一致
した周波数で安定して自励振動させることができる。特
に、コンデンサＣCとして、圧電素子２，３と同一組成
で構成したものを用いれば、その温度依存性を振動子４
の制動容量Ｃｄの温度依存性と一致させることができる
ので、機械的直列共振周波数ｆSでの自励振動をより安
定化させることができる。According to this embodiment, of the current components flowing in the piezoelectric elements 2 and 3, the imaginary number components related to the respective braking capacitances Cd are canceled by the compensation signal synthesized via the capacitor CC , so that there is a sum motion. The output of the amplifier 17 is only the real number component of the current components flowing through the piezoelectric elements 2 and 3. Therefore, as is clear from the measurement results shown in FIGS. 3A and 3B, the voltage gain of the sum amplifier 17 is
At the mechanical series resonance frequency fS of
It is possible to stably vibrate the oscillator 4 at a frequency that exactly matches the mechanical series resonance frequency fS. In particular, if a capacitor CC having the same composition as that of the piezoelectric elements 2 and 3 is used, the temperature dependency of the capacitor CC can be reduced.
Since it is possible to match the temperature dependence of the braking capacity Cd of the above, the self-excited vibration at the mechanical series resonance frequency fS can be further stabilized.
【００３３】また、振動子４が自励振動している状態
で、振動子４に角速度が作用すると、それによって生じ
るコリオリの力を差動増幅器２０から電圧として検出す
ることができる。ここで、振動子４は、その機械的直列
共振周波数ｆSに正確に一致した周波数で自励振動して
いるので、振動子４の機械的品質係数Ｑmが、圧電素子
２側での観測値と、圧電素子３側での観測値とで正確に
一致していなくても、差動増幅器２０のコリオリの力に
伴わない出力、すなわちヌル電圧の発生、変動を小さく
抑えることができる。When angular velocity acts on the oscillator 4 while the oscillator 4 is self-oscillating, the Coriolis force generated thereby can be detected as a voltage from the differential amplifier 20. Here, since the oscillator 4 self-excitedly oscillates at a frequency that exactly matches its mechanical series resonance frequency fS , the mechanical quality factor Qm of the oscillator 4 is observed on the piezoelectric element 2 side. Even if the value and the observed value on the piezoelectric element 3 side do not exactly match, it is possible to suppress the generation and fluctuation of the output that is not accompanied by the Coriolis force of the differential amplifier 20, that is, the null voltage.
【００３４】図４は、この発明の第２実施例を示すもの
である。この実施例は、図１に示す第１実施例におい
て、和動増幅器１７からの合成信号を、反転増幅器１９
で反転増幅して、駆動信号と同相とし、この同相信号を
可変抵抗ＶＲを経て帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの帰還用
入力端子１２Ｌ，１２Ｒに供給すると共に、帰還増幅器
１０Ｌ，１０Ｒの帰還抵抗ＲｆL，ＲｆRの少なくとも
一方、この実施例では、帰還抵抗ＲｆRを可変帰還抵抗
をもって構成したものである。FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention. This embodiment differs from the first embodiment shown in FIG. 1 in that the composite signal from the summing amplifier 17 is converted into an inverting amplifier 19
Is inverted and amplified to have the same phase as the drive signal, and this in-phase signal is supplied to the feedback input terminals 12L and 12R of the feedback amplifiers 10L and 10R through the variable resistance VR, and at the same time, the feedback resistance RfL of the feedback amplifiers 10L and 10R , RfR , in this embodiment, the feedback resistor RfR is composed of a variable feedback resistor.
【００３５】すなわち、この実施例では、可変抵抗ＶＲ
により、圧電素子２，３の等価抵抗の微妙な差異を調整
して、それぞれの圧電素子２，３の等価抵抗を流れる電
流値に対応する実数成分の電流を帰還用入力端子１２
Ｌ，１２Ｒに流入させ、これにより帰還抵抗ＲｆLおよ
び可変帰還抵抗ＲｆRを流れる電流が、対応する圧電素
子２，３の制動容量を流れる電流とそれぞれ等しくなる
ようにする。また、可変帰還抵抗ＲｆRにより、圧電素
子２，３の制動容量による微妙な差異を調整して、圧電
素子２，３の制動容量を流れるそれぞれの電流値に対応
する虚数成分の電流と、対応する帰還抵抗ＲｆLおよび
可変帰還抵抗ＲｆRとのそれぞれの積、すなわち虚数成
分の電圧が等しくなるようにする。That is, in this embodiment, the variable resistor VR
Thus, the subtle difference in the equivalent resistance of the piezoelectric elements 2 and 3 is adjusted, and the current of the real number component corresponding to the current value flowing through the equivalent resistance of the respective piezoelectric elements 2 and 3 is fed back to the feedback input terminal 12.
L, 12R so that the currents flowing through the feedback resistance RfL and the variable feedback resistance RfR become equal to the currents flowing through the braking capacitances of the corresponding piezoelectric elements 2 and 3, respectively. In addition, the variable feedback resistor RfR adjusts a subtle difference due to the braking capacitance of the piezoelectric elements 2 and 3 to correspond to the current of the imaginary component corresponding to each current value flowing through the braking capacitance of the piezoelectric elements 2 and 3. The product of the feedback resistance RfL and the variable feedback resistance RfR to be controlled, that is, the voltage of the imaginary component is made equal.
【００３６】このように構成すれば、帰還増幅器１０
Ｌ，１０Ｒの帰還抵抗ＲｆL，可変帰還抵抗ＲｆRに
は、実数成分の電流が流れず、コリオリの力に対応した
電流、すなわち虚数成分の電流のみが流れることになる
ので、振動子４の機械的品質係数Ｑmが、圧電素子２側
での観測値と、圧電素子３側での観測値とで正確に一致
していなくても、差動増幅器２０のコリオリの力に伴わ
ない出力、すなわちヌル電圧の発生、変動をより小さく
抑えることができる。したがって、帰還増幅器１０Ｌ，
１０Ｒにおいて、入力角速度に対応した位相成分を有効
に増幅できるので、角速度をより高精度で検出すること
ができる。With this configuration, the feedback amplifier 10
The current of the real number component does not flow in the feedback resistance RfL and the variable feedback resistance RfR of L and 10R, and only the current corresponding to the Coriolis force, that is, the current of the imaginary number component flows. Even if the mechanical quality factor Qm does not exactly match the observed value on the piezoelectric element 2 side and the observed value on the piezoelectric element 3 side, the output that does not accompany the Coriolis force of the differential amplifier 20, That is, the generation and fluctuation of the null voltage can be further suppressed. Therefore, the feedback amplifier 10L,
In 10R, since the phase component corresponding to the input angular velocity can be effectively amplified, the angular velocity can be detected with higher accuracy.
【００３７】図５は、この発明の第３実施例を示すもの
である。この実施例は、図４に示す第２実施例におい
て、帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの帰還用入力端子１２
Ｌ，１２Ｒ側に供給する駆動装置６の駆動信号と同相の
信号に、圧電素子２，３の等価抵抗の温度依存性に対応
する変化をもたせるようにしたものである。このため、
この実施例では、和動増幅器１７の出力と、駆動装置６
の補償信号出力端子１３からの補償信号とを、和動増幅
器２１に供給して合成し、その出力を図４におけると同
様に、可変抵抗ＶＲにより圧電素子２，３の等価抵抗の
微妙な差異を調整して、帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの帰
還用入力端子１２Ｌ，１２Ｒに供給する。なお、圧電素
子２，３の制動容量に対応する虚数成分については、第
２実施例と同様に、帰還増幅器１０Ｒの可変帰還抵抗Ｒ
ｆRで調整する。FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention. This embodiment differs from the second embodiment shown in FIG. 4 in that the feedback input terminals 12 of the feedback amplifiers 10L and 10R are used.
A signal in phase with the drive signal of the drive device 6 supplied to the L and 12R sides is given a change corresponding to the temperature dependence of the equivalent resistance of the piezoelectric elements 2 and 3. For this reason,
In this embodiment, the output of the summing amplifier 17 and the driving device 6
The compensation signal from the compensation signal output terminal 13 is supplied to the summing amplifier 21 and combined, and the output thereof is subtly different from the equivalent resistance of the piezoelectric elements 2 and 3 by the variable resistance VR as in FIG. Is adjusted and supplied to the feedback input terminals 12L and 12R of the feedback amplifiers 10L and 10R. Regarding the imaginary number component corresponding to the damping capacity of the piezoelectric elements 2 and 3, the variable feedback resistance R of the feedback amplifier 10R is the same as in the second embodiment.
Adjust with fR.
【００３８】図６ＡおよびＢは、図５において、振動子
４として図１６および図１７の測定に用いたのと同じも
のを用いて、一方の帰還増幅器１０Ｌの出力の実数成分
および虚数成分の伝達特性を測定した結果を示すもので
ある。FIGS. 6A and 6B show the transmission of the real and imaginary components of the output of one feedback amplifier 10L using the same oscillator 4 as that used in the measurement of FIGS. 16 and 17 in FIG. The results of measuring the characteristics are shown.
【００３９】図５に示す実施例によれば、和動増幅器２
１から帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの帰還用入力端子１２
Ｌ，１２Ｒに流入する電流は、圧電素子２，３の等価抵
抗を流れる電流に対応し、かつその温度依存性に対応し
て変化することになる。したがって、周囲温度が変化し
ても、図６Ａ，Ｂからも明らかなように、帰還増幅器１
０Ｌ，１０Ｒの帰還抵抗ＲｆL，可変帰還抵抗ＲｆRに
は、常に実数成分の電流が流れず、コリオリの力に対応
した電流、すなわち虚数成分の電流のみが流れることに
なるので、ヌル電圧の発生およびその変動を有効に低減
することができると共に、入力角速度に対応した位相成
分をより有効に増幅でき、したがって図４におけるより
もより高精度で角速度を検出することができる。According to the embodiment shown in FIG. 5, the summing amplifier 2
1 to input terminal 12 for feedback of feedback amplifiers 10L and 10R
The current flowing into L and 12R changes in accordance with the current flowing through the equivalent resistance of the piezoelectric elements 2 and 3 and the temperature dependence thereof. Therefore, even if the ambient temperature changes, as is clear from FIGS. 6A and 6B, the feedback amplifier 1
0L, feedback resistance RfL of 10R, the variable feedback resistance RfR, always not flow a current of a real component, current corresponding to the Coriolis force, that is, only the current of the imaginary component so that the flow, null voltage The occurrence and its variation can be effectively reduced, and the phase component corresponding to the input angular velocity can be more effectively amplified, so that the angular velocity can be detected with higher accuracy than in FIG. 4.
【００４０】図７は、この発明の第４実施例を示すもの
である。この実施例は、図５に示す第３実施例におい
て、和動増幅器２１に代えて差動増幅器２２を設け、こ
の差動増幅器２２に、和動増幅器１７の出力と、駆動装
置６の信号出力端子９からの駆動信号とを供給して、そ
れらの差動出力を図５におけると同様に、可変抵抗ＶＲ
を経て帰還増幅器１０Ｌ，１０Ｒの帰還用入力端子１２
Ｌ，１２Ｒに供給し、これにより帰還用入力端子１２
Ｌ，１２Ｒに圧電素子２，３の等価抵抗を流れる電流値
に対応し、かつその温度依存性に対応して変化する電流
を流入させるようにしたものである。なお、圧電素子
２，３の制動容量に対応する虚数成分については、帰還
増幅器１０Ｒの可変帰還抵抗ＲｆRで調整する。したが
って、この実施例においても、図５におけると同様に、
角速度をより高精度で検出することができる。FIG. 7 shows a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, a differential amplifier 22 is provided in place of the summing amplifier 21 in the third embodiment shown in FIG. 5, and the output of the summing amplifier 17 and the signal output of the driving device 6 are provided to the differential amplifier 22. The drive signal from the terminal 9 is supplied, and their differential outputs are supplied to the variable resistor VR in the same manner as in FIG.
Via the feedback input terminals 12 of the feedback amplifiers 10L and 10R.
L, 12R, and the feedback input terminal 12
A current that flows corresponding to the current value flowing through the equivalent resistances of the piezoelectric elements 2 and 3 and that changes depending on the temperature dependency is introduced into L and 12R. The imaginary component corresponding to the damping capacitance of the piezoelectric elements 2 and 3 is adjusted by the variable feedback resistor RfR of the feedback amplifier 10R. Therefore, also in this embodiment, as in FIG.
The angular velocity can be detected with higher accuracy.
【００４１】なお、上述した各実施例では、帰還増幅器
１０Ｌ，１０Ｒとして演算増幅器を用いたが、その他の
帰還増幅器を用いることもできる。また、第２〜４実施
例では、可変抵抗ＶＲおよび可変帰還抵抗ＲｆRをそれ
ぞれ固定抵抗とすることもできる。さらに、この発明は
振動ジャイロに限らず、種々の振動子の振動制御装置と
して適用することができる。Although the operational amplifiers are used as the feedback amplifiers 10L and 10R in each of the above-described embodiments, other feedback amplifiers may be used. Further, in the second to fourth embodiments, it may be a respective fixed resistor variable resistor VR and variable feedback resistance RfR. Furthermore, the present invention can be applied not only to the vibration gyro but also as a vibration control device for various vibrators.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、駆動
装置の信号出力端子を二つの帰還増幅器のそれぞれの信
号用入力端子に結合し、実質一対の圧電素子のそれぞれ
の一方の電極を二つの帰還増幅器のそれぞれの帰還用入
力端子に結合すると共に、それぞれ他方の電極を駆動装
置の補償信号出力端子に結合して、それぞれ他方の電極
側の信号と補償信号との合成信号を駆動装置に帰還する
ようにしたので、その合成信号が、振動子の機械的直列
共振周波数に正確に一致した周波数において最大とな
り、したがって振動子を機械的直列共振周波数ｆSに設
定した周波数で安定して自励振動させることができると
共に、ヌル電圧の発生、変動を小さく抑えることができ
る。As described above, according to the present invention, the signal output terminal of the driving device is coupled to the signal input terminal of each of the two feedback amplifiers, and substantially one electrode of each of the pair of piezoelectric elements is connected. The feedback device is coupled to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers, and the other electrode is coupled to the compensation signal output terminal of the driving device, so that the combined signal of the signal on the other electrode side and the compensation signal is driven by the driving device. Since the combined signal is maximized at a frequency that exactly matches the mechanical series resonance frequency of the oscillator, the oscillator stabilizes at the frequency set to the mechanical series resonance frequency fS. The self-excited oscillation can be performed, and the generation and fluctuation of the null voltage can be suppressed to be small.
【００４３】また、合成信号に基づく駆動信号と同相の
信号を、二つの帰還増幅器のそれぞれの帰還用入力端子
に供給するようにしたので、二つの帰還増幅器の出力の
差、すなわちヌル電圧の発生を有効に低減することがで
きる。Further, since the signal in phase with the drive signal based on the combined signal is supplied to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers, the difference between the outputs of the two feedback amplifiers, that is, the null voltage is generated. Can be effectively reduced.
【００４４】さらに、合成信号に基づく駆動信号と同相
の信号を、可変抵抗を経て二つの帰還増幅器のそれぞれ
の帰還用入力端子に供給すると共に、二つの帰還増幅器
の少なくとも一方の帰還抵抗を可変帰還抵抗としたの
で、実質一対の圧電素子における実数成分および虚数成
分毎の微妙なヌル電圧を調整することができる。Further, a signal in phase with the drive signal based on the combined signal is supplied to the respective feedback input terminals of the two feedback amplifiers via the variable resistors, and at least one feedback resistor of the two feedback amplifiers is variably fed back. Since the resistors are used, it is possible to adjust a delicate null voltage for each of the real number component and the imaginary number component in the pair of piezoelectric elements.
【００４５】したがって、振動ジャイロに適用した場合
には、ヌル電圧の発生および変動をも有効に低減して、
入力角速度に対応した位相成分を有効に増幅することが
できるので、角速度を高精度で検出することができる。Therefore, when applied to the vibration gyro, the generation and fluctuation of the null voltage can be effectively reduced,
Since the phase component corresponding to the input angular velocity can be effectively amplified, the angular velocity can be detected with high accuracy.
【図１】この発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す駆動装置の一例の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of an example of a driving device shown in FIG.
【図３】第１実施例における和動増幅器の伝達特性およ
び位相特性の測定例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a measurement example of transfer characteristics and phase characteristics of the summing amplifier in the first embodiment.
【図４】この発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図５】同じく、第３実施例を示すブロック図である。FIG. 5 is likewise a block diagram showing a third embodiment.
【図６】第３実施例における一方の帰還増幅器の出力の
実数成分および虚数成分の伝達特性の測定例を示す図で
ある。FIG. 6 is a diagram showing an example of measurement of transfer characteristics of a real number component and an imaginary number component of an output of one feedback amplifier in the third embodiment.
【図７】この発明の第４実施例を示すブロック図であ
る。FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図８】従来例を説明するためのブロック図である。FIG. 8 is a block diagram for explaining a conventional example.
【図９】この発明に使用可能な振動子の一例の構成を示
す図である。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of an example of a vibrator that can be used in the present invention.
【図１０】同じく、他の例の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram similarly showing the configuration of another example.
【図１１】同じく、さらに他の例の構成を示す図であ
る。FIG. 11 is a diagram showing a configuration of still another example.
【図１２】同じく、さらに他の例の構成を示す図であ
る。FIG. 12 is a diagram similarly showing the configuration of still another example.
【図１３】同じく、さらに他の例の構成を示す図であ
る。FIG. 13 is a diagram similarly showing the configuration of still another example.
【図１４】同じく、さらに他の例の構成を示す図であ
る。FIG. 14 is a diagram similarly showing the configuration of still another example.
【図１５】振動子の表示を説明するための図である。FIG. 15 is a diagram for explaining display of a vibrator.
【図１６】振動子のアドミッタンスの周波数特性および
位相特性の測定例を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing a measurement example of frequency characteristics and phase characteristics of admittance of a vibrator.
【図１７】従来例における伝達特性および位相特性の測
定例を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing a measurement example of transfer characteristics and phase characteristics in the conventional example.
【図１８】振動子の等価回路を示す図である。FIG. 18 is a diagram showing an equivalent circuit of a vibrator.
１ 振動体２，３ 圧電素子４ 振動子６ 駆動装置１０Ｌ，１０Ｒ 帰還増幅器１７ 和動増幅器１９ 反転増幅器２０ 差動増幅器２１ 和動増幅器２２ 差動増幅器ＶＲ 可変抵抗ＲｆL 帰還抵抗ＲｆR 可変帰還抵抗DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Vibrating body 2, 3 Piezoelectric element 4 Vibrator 6 Driving device 10L, 10R Feedback amplifier 17 Summing amplifier 19 Inversion amplifier 20 Differential amplifier 21 Summing amplifier 22 Differential amplifier VR Variable resistance RfL Feedback resistance RfR Variable feedback resistance
─────────────────────────────────────────────────────フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−29181（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−243858（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−14912（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−118859（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−118860（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−241812（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−236704（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01C 19/56 G01P 9/04 H03H 9/00─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) Reference JP-A-8-29181 (JP, A) JP-A-7-243858 (JP, A) JP-A-8-14912 (JP, A) JP-A-5- 118859 (JP, A) JP 5-118860 (JP, A) JP 6-241812 (JP, A) JP 1-236704 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl.7 , DB name) G01C 19/56 G01P 9/04 H03H 9/00
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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