【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はコード分割多重アク
セス（ＣＤＭＡ）通信に関し、より詳細にはＣＤＭＡ信
号の干渉打ち消し用のＲＡＫＥ受信機に関する。The present invention relates to code division multiple access (CDMA) communications, and more particularly to a RAKE receiver for CDMA signal interference cancellation.
【０００２】[0002]
【従来の技術】世界中の無線セルラー通信は第三世代の
方式でＣＤＭＡシステムに向かって動いている。ＣＤＭ
Ａシステムは限定された無線スペクトルの最も効率的な
使用法である。ＣＤＭＡシステムが周波数分割多重アク
セス（ＦＤＭＡ）及び時間分割多重アクセス（ＴＤＭ
Ａ）のような他のアクセス方法よりも大きなチャンネル
容量の利得を理想的に提供することが証明されている。
一般にＣＤＭＡシステムはマルチパス減衰の影響と格闘
するために受信された信号エネルギー形式の異なるパス
を結合するためＲＡＫＥ受信機を用いなければならな
い。BACKGROUND OF THE INVENTION Wireless cellular communications around the world are moving toward CDMA systems in a third generation fashion. CDM
The A system is the most efficient use of limited radio spectrum. A CDMA system uses frequency division multiple access (FDMA) and time division multiple access (TDM).
It has been shown to ideally provide greater channel capacity gains than other access methods such as A).
In general, CDMA systems must use a RAKE receiver to combine paths of different received signal energy types to combat the effects of multipath attenuation.
【０００３】ＲＡＫＥ受信機は異なるパスから信号エネ
ルギーを収集し、全てのマルチパス信号を共に最適に結
合することによりパスの多様性の形式を実施する。パス
の多様性機能は一のパスが減衰した場合に通信がなお減
衰しないパスを通して可能であるようなロバストな通信
チャンネルを提供する。ＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機は適
応フィルタ法又は相関法のいずれかを用いてマルチパス
信号を検出する。A RAKE receiver implements a form of path diversity by collecting signal energy from different paths and optimally combining all multipath signals together. The path diversity feature provides a robust communication channel such that if one path is attenuated, communication is still possible over a path that is not attenuated. A CDMA RAKE receiver detects a multipath signal using either an adaptive filter method or a correlation method.
【０００４】従来はＣＤＭＡシステムのＲＡＫＥ受信機
は多重アクセスコードをデスプレッド（ｄｅｓｐｒｅａ
ｄ）するために拡散コード適応フィルタ及びチャンネル
インパルス応答整合に対して横断（ｔｒａｎｓｖｅｒｓ
ａｌ）フィルタを用いていた。拡散コード整合フィルタ
はＳＡＷフィルタを用いるＩＦ帯域又はデジタル整合フ
ィルタを用いるベースバンドで実施される。コードデス
プレッドの後にベースバンドで用いられる横断フィルタ
は受信された信号エネルギー形式の異なるパスを結合す
るするために用いられる。ＳＡＷフィルタ方式の欠点は
ＳＡＷフィルタがＩＣ内でベースバンド横断フィルタと
容易に集積できないことである。ＩＣ技術が急速に進ん
だので、デジタル拡散コード整合フィルタは好ましい選
択となった。現在のＩＣ技術は大きな計算能力を提供す
るが、多重アクセスコードの長さが大きくなったときに
ＩＣ内でＲＡＫＥ受信機に基づく横断フィルタを実用化
することはなお困難である。Conventionally, a RAKE receiver in a CDMA system despreads a multiple access code.
d) traverse to the spreading code adaptive filter and channel impulse response matching to
al) A filter was used. The spreading code matched filter is implemented in IF band using SAW filter or baseband using digital matched filter. The transverse filter used at baseband after code despreading is used to combine the different paths of the received signal energy type. A disadvantage of the SAW filter scheme is that the SAW filter cannot be easily integrated with the cross-baseband filter in the IC. As IC technology has advanced rapidly, digital spreading code matched filters have become the preferred choice. Although current IC technology offers significant computational power, it is still difficult to implement a rake receiver-based traversal filter in the IC as the length of the multiple access code increases.
【０００５】ＲＡＫＥ受信機を設けることに代わる方法
は相関器のバンクを用いることである。各相関器は受信
信号パスを別々に検出する。相関器バンクの相関器の数
は典型的には３又は４である。それ故にこのＲＡＫＥ受
信機構造は受信された信号の３又は４のより強いパスを
探す必要がある。上記の２つのＲＡＫＥ受信機の設置は
マルチパスチャンネルインパルス応答を推定するために
共に探測（ｓｏｕｎｄｉｎｇ）受信機を必要とする。Ｒ
ＡＫＥ受信機は遅延時間、搬送波位相シフト、主パスの
強度を知ることが必要である。更にまた相関器バンクの
設置は主パスを選択するために余分な計算を必要とす
る。[0005] An alternative to providing a RAKE receiver is to use a bank of correlators. Each correlator detects the received signal path separately. The number of correlators in a correlator bank is typically three or four. Therefore, this RAKE receiver structure needs to look for three or four stronger paths of the received signal. The above two RAKE receiver installations both require a sounding receiver to estimate the multipath channel impulse response. R
The AKE receiver needs to know the delay time, carrier phase shift, and main path strength. Furthermore, the installation of correlator banks requires extra computation to select the main path.
【０００６】ＣＤＭＡシステム容量を増加する一つの方
法は例えばＤａｒｉｕｓｈ Ｄｉｖｓａｌａｒ，Ｍａｒ
ｖｉｎ Ｋ．ＳｉｍｏｎによるＩＥＥＥ ＭＩＬＣＯ
Ｍ、ｐｐ．９１１−９１７，１９９４年１０月の”Ｉｍ
ｐｒｏｖｅｄ ＣＤＭＡ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｕ
ｓｉｎｇ ｐａｒａｌｌｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ”に記載されるように並
列干渉打ち消し（ＰＩＣ）を用いることである。この論
文に記載されているようにＣＤＭＡシステム容量が増加
されうるとしても、これらの受信機は付加的な白色ガウ
シアンノイズ（ＡＷＧＮ）チャンネルのみに適用可能で
あり、マルチパス減衰チャンネルに対して適切ではな
い。マルチパス減衰チャンネル用の他のＰＩＣ方法はＭ
ａｔｔｉ Ｌａｔｖａ−ａｈｏ，Ｍａｒｋｋｕ Ｊｕｎ
ｔｔｉ，Ｍａｒｋｕ ＨｅｉｋｋｉｌａによるＩＥＥＥ
ＰＩＭＲＣ、ｐｐ．５５９−５６４，１９９７年９月
の”Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃ
ａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ
ＤＳ−ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ Ｆａｄｉｎｇ
Ｃｈａｎｎｅｌｓ”のような提案がなされている。しか
しながらこれらの方法は多重アクセス干渉を打ち消すた
めの時間領域信号処理方法に適合するが、それ故複雑に
なる。[0006] One way to increase the capacity of a CDMA system is to use, for example, Darius Divsalar, Mar.
vin K. IEEE MILCO by Simon
M, pp. 911-917, Im of October 1994
proved CDMA performance u
sing parallel Interferenc
e-cancellation ", the use of parallel interference cancellation (PIC). Even if the CDMA system capacity can be increased as described in this article, these receivers will have additional white Gaussian. Applicable only to the noise (AWGN) channel and not appropriate for the multipath attenuation channel.
atti Latva-aho, Markku Jun
tti, IEEE by Marku Heikkila
PIMRC, pp. 559-564, September 1997, "Parallel Interference C
anceleration Receiver for
DS-CDMA Systems in Fading
Channels ". However, these methods are compatible with time-domain signal processing methods for canceling multiple access interference, but are therefore complicated.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は高速フ
ーリエ変換（ＦＦＴ）整合フィルタを用いることにより
周波数領域で検出をなすＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機を提
供することにより上記の限界を克服することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to overcome the above limitations by providing a CDMA RAKE receiver that detects in the frequency domain by using a fast Fourier transform (FFT) matched filter. .
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明による受信機は受
信された信号がデータ及びパイロット信号の両方を含む
ときにダウンリンク及びアップリンクの両方で実施され
る。ダウンリンク及びアップリンクの両方で信号検出過
程は周波数領域でなされる。受信された信号は便宜上拡
散コード整合フィルタ及び決定をなす前にチャンネル整
合フィルタにより周波数領域で処理される。SUMMARY OF THE INVENTION A receiver according to the present invention is implemented on both the downlink and the uplink when the received signal includes both data and pilot signals. The signal detection process is performed in the frequency domain for both the downlink and the uplink. The received signal is conveniently processed in the frequency domain by a spreading code matched filter and a channel matched filter before making a decision.
【０００９】拡散コード整合フィルタはパイロット信号
及びデータ信号の拡散コードをデスプレッドするために
用いられる。チャンネル整合フィルタは決定がなされる
前に異なるパスからの受信信号を結合するために用いら
れる。チャンネル整合フィルタはチャンネル整合フィル
タの係数を計算するために用いられるチャンネル周波数
応答推定ユニットを含む。[0009] Spreading code matching filters are used to despread the spreading codes of the pilot and data signals. Channel matched filters are used to combine received signals from different paths before a decision is made. The channel matched filter includes a channel frequency response estimation unit used to calculate the coefficients of the channel matched filter.
【００１０】コードデスプレッドの後にパイロット信号
はチャンネル周波数応答推定値を計算するために用いら
れる。チャンネル周波数応答推定のための方法には２つ
の型がある。一つは直接チャンネル周波数応答推定する
ためにコードデスプレッドの後にパイロット信号を用い
る。もう一つはコードデスプレッドの後にパイロット信
号を時間領域でのチャンネルインパルス応答推定に変換
し、それからチャンネルインパルス応答推定の主パスを
提供する。主パスが提供された後にチャンネルインパル
ス応答推定はチャンネル周波数応答推定に変換される。After code despreading, the pilot signal is used to calculate a channel frequency response estimate. There are two types of methods for channel frequency response estimation. One uses the pilot signal after code despread to directly estimate the channel frequency response. The other converts the pilot signal into a channel impulse response estimate in the time domain after code despreading, and then provides the main path for channel impulse response estimation. After the main path has been provided, the channel impulse response estimate is converted to a channel frequency response estimate.
【００１１】干渉打ち消し技術はＣＤＭＡシステム容量
を増加するために用いられる。ダウンリンク受信機では
パイロット干渉を推定する。それから推定されたパイロ
ット干渉はパイロット干渉打ち消しのために周波数領域
で受信された信号から減算される。アップリンク受信機
では本発明の方法は多段階並列干渉打ち消しで用いられ
る。そのような多段階並列干渉打ち消しは速い減衰チャ
ンネルで用いられる。何故ならば各段階で干渉信号推定
はチャンネル周波数応答推定及び前の段階で各ユーザー
の仮の決定の両方から得られるからである。[0011] Interference cancellation techniques are used to increase CDMA system capacity. The downlink receiver estimates the pilot interference. The estimated pilot interference is then subtracted from the signal received in the frequency domain for pilot interference cancellation. In an uplink receiver, the method of the present invention is used in multi-stage parallel interference cancellation. Such multi-stage parallel interference cancellation is used in fast decay channels. This is because at each stage the interference signal estimate is obtained from both the channel frequency response estimate and the previous user's tentative decision at the previous stage.
【００１２】[0012]
【発明の実施の形態】本発明の上記特徴及び多くの利点
は以下に図面を参照した詳細な説明により容易に理解さ
れ、明らかとなる。ＦＦＴに基づくＣＤＭＡ ＲＡＫＥ
受信機は直接シーケンス拡散スペクトルシステム（ＤＳ
ＳＳ）用に設計されている。このＤＳＳＳの送信された
信号はデータ信号とパイロット信号を含む。データ信号
は２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）又は直交位相
シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を用いることにより変調
され、多重アクセス拡散符号（コード）（データ信号拡
散コード）で多重化される。パイロット信号はパイロッ
ト信号拡散コードにより変調されずに多重化される。デ
ータ信号とパイロット信号は結合されて送信信号にな
る。このＤＳＳＳの多重アクセスコード及びこのＤＳＳ
Ｓのパイロット信号拡散コードは等しい長さの短いコー
ドである。即ち多重アクセスコードの周期又はパイロッ
ト信号拡散コードの周期は送信シンボルの周期と同じで
ある。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The above features and many advantages of the present invention will be readily understood and apparent from the following detailed description, taken in conjunction with the accompanying drawings, in which: FIG. CDMA RAKE based on FFT
The receiver is a direct sequence spread spectrum system (DS)
SS). The transmitted signal of the DSSS includes a data signal and a pilot signal. The data signal is modulated by using binary phase shift keying (BPSK) or quadrature phase shift keying (QPSK) and multiplexed with a multiple access spreading code (code) (data signal spreading code). The pilot signal is multiplexed without being modulated by the pilot signal spreading code. The data signal and the pilot signal are combined into a transmission signal. This DSSS multiple access code and this DSS
The S pilot signal spreading code is a short code of equal length. That is, the cycle of the multiple access code or the cycle of the pilot signal spreading code is the same as the cycle of the transmission symbol.
【００１３】図１、２は本発明により設けられたダウン
リンク及びアップリンクＲＡＫＥ受信機システム２０、
４０の概略ブロック図である。ダウンリンクＲＡＫＥシ
ステム２０はアンテナ２２、ＲＦフロントエンド２４、
アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器２６、高速フーリエ
変換ユニット（ＦＦＴ）２８、ＦＦＴに基づくＣＤＭＡ
ＲＡＫＥ受信機３０を含む。アップリンクＲＡＫＥシ
ステム４０はダウンリンクＲＡＫＥシステム２０と同じ
部品を含み、それに加えて各ユーザーに対するＦＦＴに
基づくＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機５０を含む。アンテナ
からのＲＦ信号はＲＦフロントエンド２４、４４に入来
し、ＲＦ信号を実部Ｉ（ｔ）及び虚部Ｑ（ｔ）を有する
等価なベースバンド（基底帯域）複素信号（複素包絡
線）に変換する。アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器２
６、４６はそれぞれ離散時間信号Ｉ［ｎ］、Ｑ［ｎ］を
発生するよう１／ＴｃのサンプリングレートでＩ
（ｔ），Ｑ（ｔ）成分をサンプルし、ここでＴｃは拡散
コードに対するチップ周期を示す。離散時間信号Ｉ
［ｎ］、Ｑ［ｎ］は等価なベースバンド離散時間複素信
号ｒ［ｎ］からなり、ここでｒ［ｎ］＝Ｉ［ｎ］＋ｊＱ
［ｎ］である。信号ｒ［ｎ］はＦＦＴ変換ユニット２
８、４８に転送され、これは記号Ｒ［ｋ］により示され
るｒ［ｎ］のＮ点のＦＦＴからなり、ここでＮはパイロ
ット及びデータ信号拡散コード（又はその積分多重）の
長さである。Ｎ点ＦＦＴ計算は受信されたコード時間と
同期される。信号処理は周波数領域で実施される。信号
Ｒ［ｋ］はＦＦＴに基づくＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機３
０、５０に転送される。FIGS. 1 and 2 show a downlink and uplink RAKE receiver system 20 provided in accordance with the present invention.
It is a schematic block diagram of 40. The downlink RAKE system 20 includes an antenna 22, an RF front end 24,
Analog / Digital (AD) converter 26, Fast Fourier Transform unit (FFT) 28, CDMA based on FFT
A rake receiver 30 is included. Uplink RAKE system 40 includes the same components as downlink RAKE system 20, plus an FFT-based CDMA RAKE receiver 50 for each user. The RF signal from the antenna enters the RF front ends 24, 44 and converts the RF signal to an equivalent baseband complex signal (complex envelope) having a real part I (t) and an imaginary part Q (t). Convert to Analog / digital (AD) converter 2
Reference numerals 6 and 46 denote I [n] and Q [n] at a sampling rate of 1 / Tc to generate I [n] and Q [n], respectively.
The (t) and Q (t) components are sampled, where Tc represents the chip period for the spreading code. Discrete time signal I
[N] and Q [n] consist of an equivalent baseband discrete-time complex signal r [n], where r [n] = I [n] + jQ
[N]. The signal r [n] is output from the FFT conversion unit 2
8, 48, which consists of N FFTs of r [n], denoted by the symbol R [k], where N is the length of the pilot and data signal spreading code (or its integral multiplex). . The N-point FFT calculation is synchronized with the received code time. Signal processing is performed in the frequency domain. The signal R [k] is a CDMA rake receiver 3 based on FFT.
0, 50.
【００１４】図３は選択的指定主パス及びデータ信号再
構成を有するダウンリンクＲＡＫＥ受信機３０のブロッ
ク図である。ダウンリンクＲＡＫＥ受信機３０はパイロ
ット信号拡散コード整合フィルタ６２、パイロット干渉
打ち消しユニット６４、データ信号拡散コード整合フィ
ルタ６６、チャンネル整合フィルタ６８、決定ユニット
７０を含む。FIG. 3 is a block diagram of a downlink rake receiver 30 having a selectively designated main path and data signal reconstruction. The downlink rake receiver 30 includes a pilot signal spreading code matched filter 62, a pilot interference canceling unit 64, a data signal spreading code matched filter 66, a channel matched filter 68, and a decision unit 70.
【００１５】信号Ｒ［ｋ］はＦＦＴユニット２８からパ
イロット信号拡散コード整合フィルタ６２へ転送され
る。パイロット信号拡散コード整合フィルタ６２はパイ
ロット信号拡散コードを除去（デスプレッド）し、乗算
器７２と複素共役ユニット７４と、パイロット信号拡散
コードｃp［ｎ］のＦＦＴを記憶するユニット７６とを
含む。ｃp［ｎ］のＦＦＴはＣp［ｋ］であり、これは
ユニット７６内のＲＯＭに記憶される。複素共役ユニッ
ト７４はＣp*［ｋ］を発生するようＣp［ｋ］の複素
共役を計算する。乗算器７２により発生されたＲ［ｋ］
とＣp*［ｋ］との積はＲ［ｋ］Ｃp*［ｋ］を発生す
るためにパイロット信号拡散コードを除去する。Signal R [k] is transferred from FFT unit 28 to pilot signal spreading code matched filter 62. The pilot signal spreading code matching filter 62 removes (despreads) the pilot signal spreading code, and includes a multiplier 72, a complex conjugate unit 74, and a unit 76 for storing the FFT of the pilot signal spreading code cp [n]. The FFT of cp [n] is Cp [k], which is stored in ROM in unit. Complex conjugate unit 74 computes the complex conjugate of Cp [k] to generate the Cp* [k]. R [k] generated by multiplier 72
AndCp* [k] remove the pilot signal spreading code to generate R [k]Cp* [k].
【００１６】Ｒ［ｋ］はまたパイロット干渉打ち消しユ
ニット６４に転送される。パイロット干渉打ち消しユニ
ット６４はパイロット信号推定ユニット８０と加算器８
２とを含む。パイロット信号推定ユニット８０はパイロ
ット干渉信号R [k] is also forwarded to pilot interference cancellation unit 64. The pilot interference cancellation unit 64 includes a pilot signal estimation unit 80 and an adder 8.
2 is included. The pilot signal estimating unit 80 is a pilot interference signal.
【００１７】[0017]
【外１】[Outside 1]
【００１８】を推定し、その詳細は図７、８に示され
る。加算器８２はＲ１［ｋ］を発生するためにパイロッ
ト干渉を打ち消すようＲ［ｋ］信号からThe details are shown in FIGS. Summer 82 subtracts from the R [k] signal to cancel the pilot interference to generate R1 [k].
【００１９】[0019]
【外２】[Outside 2]
【００２０】を減算する。データ信号再構成部分８４は
データ信号の影響を除去するためにパイロット推定ユニ
ット８０に結合され、これは図９により詳細に示され
る。データ信号拡散コード整合フィルタ６６はパイロッ
ト干渉打ち消しユニット６４から受けたＲ１［ｋ］から
データ信号拡散コードを除去（デスプレッド）すること
を除き、パイロット信号拡散コード整合フィルタ６２と
同様に動作する。データ信号拡散コード整合フィルタ６
６は乗算器８８と複素共役ユニット９０と、記憶ユニッ
ト９２とを含む。記憶ユニット９２はデータ信号拡散コ
ードｃp［ｎ］のＦＦＴを記憶し、これはユニットＲＯ
Ｍに記憶される。複素共役ユニット９０はＣd*［ｋ］
を発生するようＣd［ｋ］の複素共役を計算する。乗算
器８８はＲ［ｋ］Ｃp*［ｋ］を発生するようＲ［ｋ］
とＣp*［ｋ］とを乗算する。Is subtracted. The data signal reconstruction portion 84 is coupled to a pilot estimation unit 80 to remove the effects of the data signal, which is shown in more detail in FIG. Data signal spreading code matched filter 66 operates similarly to pilot signal spreading code matched filter 62, except that it removes (despreads) the data signal spreading code from R1 [k] received from pilot interference cancellation unit 64. Data signal spreading code matching filter 6
6 includes a multiplier 88, a complex conjugate unit 90, and a storage unit 92. The storage unit 92 stores the FFT of the data signal spreading code cp [n], which is stored in the unit RO
M. The complex conjugate unit 90 is Cd* [k]
Compute the complex conjugate of Cd [k] to produce Multiplier 88 generates R [k] to generate R [k]Cp* [k].
And Cp* [k].
【００２１】チャンネル整合フィルタ６８は決定がなさ
れる前に異なるパスから受信されたデータ信号パワーを
結合する。チャンネル整合フィルタ６８はチャンネル周
波数応答推定ユニット９４と、乗算器９６と、ブロック
加算ユニット９８とを含む。チャンネル周波数応答推定
ユニット９４は複素共役ユニット１００と、遅延ユニッ
ト１０２と、ブロック毎の平均ユニット１０４と、選択
的な主パス指定ユニット１０６とを含む。パイロット信
号拡散コード整合フィルタ６２からの信号Ｒ［ｋ］Ｃp
*［ｋ］はチャンネル周波数応答推定ユニット９４に転
送される。Ｒ［ｋ］Ｃp*［ｋ］は遅延ユニット１０２
で拡散コードの一周期遅延される。それから平均ユニッ
ト１０４はチャンネル周波数推定A channel matched filter 68 combines the data signal power received from the different paths before a decision is made. The channel matched filter 68 includes a channel frequency response estimation unit 94, a multiplier 96, and a block addition unit 98. The channel frequency response estimation unit 94 includes a complex conjugate unit 100, a delay unit 102, a block-by-block averaging unit 104, and an optional main path assignment unit 106. Signal R [k] Cp from pilot signal spreading code matched filter 62
* [K] is forwarded to the channel frequency response estimation unit 94. R [k] Cp* [k] is the delay unit 102
Is delayed by one cycle of the spreading code. The averaging unit 104 then estimates the channel frequency
【００２２】[0022]
【外３】[Outside 3]
【００２３】を発生するためにＲ［ｋ］Ｃp*［ｋ］の
遅延されたバージョンの重みづけられたブロック毎の平
均を計算し、ここでブロック周期は拡散コードの一周期
である。複素共役ユニット１００はCalculate a weighted block-by-block average of a delayed version of R [k] Cp* [k] to generate the block period, where the block period is one period of the spreading code. The complex conjugate unit 100
【００２４】[0024]
【外４】[Outside 4]
【００２５】を発生するためにTo generate
【００２６】[0026]
【外５】[Outside 5]
【００２７】の複素共役を計算する。乗算器９６はCalculate the complex conjugate of The multiplier 96
【００２８】[0028]
【外６】[Outside 6]
【００２９】を発生するためにデータ信号拡散コード整
合フィルタ６６からのＲ１［ｋ］Ｃd* ［ｋ］とR1 [k] Cd * [k] from the data signal spreading code matched filter 66 to generate
【００３０】[0030]
【外７】[Outside 7]
【００３１】とを乗算する。ブロック加算ユニット９８
はIs multiplied by Block addition unit 98
Is
【００３２】[0032]
【外８】[Outside 8]
【００３３】により示される拡散コードの一周期内のIn one cycle of the spreading code indicated by
【００３４】[0034]
【外９】[Outside 9]
【００３５】の総和を計算する。決定ユニット７０はチ
ャンネル整合フィルタ６８からCalculate the sum of The decision unit 70 outputs from the channel matched filter 68
【００３６】[0036]
【外１０】[Outside 10]
【００３７】を受け、データ決定をなす。データ信号の
データ変調がＢＰＳＫである場合には決定ユニットはThen, data is determined. If the data modulation of the data signal is BPSK, the decision unit is
【００３８】[0038]
【外１１】[Outside 11]
【００３９】の実部が０以上か以下かを決定する。デー
タ信号のデータ変調がＱＰＳＫである場合には決定ユニ
ットはIt is determined whether the real part is 0 or more or less. If the data modulation of the data signal is QPSK, the decision unit is
【００４０】[0040]
【外１２】[Outside 12]
【００４１】の実部及びThe real part of
【００４２】[0042]
【外１３】[Outside 13]
【００４３】の虚部が０以上か以下かを決定する。図４
は選択的な主パス指定を有する代替的なダウンリンクＲ
ＡＫＥ受信機１１０のブロック図を示す。この実施例で
はパイロット信号推定ユニット８０はまた乗算器７２に
結合される。パイロット信号推定ユニット８０がこのよ
うに結合されているときに遅延ユニット１０２と平均ユ
ニット１０４はチャンネル周波数応答推定ユニット９４
ではもはや必要ない。何故ならば以下に説明するとお
り、パイロット信号推定ユニット８０は既にこれらの部
分を含むからである。It is determined whether or not the imaginary part is greater than or equal to zero. FIG.
Is an alternative downlink R with optional primary path designation
FIG. 2 shows a block diagram of an AKE receiver 110. In this embodiment, pilot signal estimation unit 80 is also coupled to multiplier 72. When the pilot signal estimation unit 80 is combined in this way, the delay unit 102 and the averaging unit 104
No longer needed. This is because the pilot signal estimation unit 80 already includes these parts, as described below.
【００４４】図５は選択的な主パス指定を有するアップ
リンクＲＡＫＥ受信機のブロック図である。図２に示さ
れるようなアップリンクＲＡＫＥ受信機は同時にＬ人の
ユーザーを検出可能である。各ユーザーは同じ型のアッ
プリンクＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機５０を有する。即ち
Ｌ人のユーザーはアンテナ４２からＦＦＴユニット４８
まで同じユニットを共有し、Ｒ［ｋ］はＬ人のユーザー
を検出するためにＬ個のアップリンクＣＤＭＡ受信機５
０に転送される。アップリンク受信機５０はシステム容
量を増加するために多段階並列干渉打ち消し法を用いて
実施される。多段階干渉打ち消し法は反復処理を行う。
各段階で動作の前の段階で他のユーザーのアップリンク
受信機５０により発生された再構成された干渉信号は各
ユーザーに対してＲ［ｋ］から減算される。それにより
干渉打ち消し後の信号はデータ検出用に用いられる。デ
ータ検出の後に、再構成された干渉信号は各ユーザーの
アップリンク受信機で発生され、次の段階の検出処理用
に他のユーザーのアップリンク受信機に供給される。FIG. 5 is a block diagram of an uplink rake receiver with selective main path designation. An uplink RAKE receiver as shown in FIG. 2 can simultaneously detect L users. Each user has an uplink CDMA rake receiver 50 of the same type. That is, the L users receive the FFT unit 48 from the antenna 42.
Up to L [k] to detect L users, and use L uplink CDMA receivers 5 to detect L users.
0 is transferred. Uplink receiver 50 is implemented using a multi-stage parallel interference cancellation method to increase system capacity. The multi-stage interference cancellation method performs an iterative process.
At each stage, the reconstructed interference signal generated by the other user's uplink receiver 50 at a stage prior to operation is subtracted from R [k] for each user. Thus, the signal after the interference cancellation is used for data detection. After data detection, the reconstructed interference signal is generated at each user's uplink receiver and provided to the other user's uplink receiver for the next stage detection process.
【００４５】図５に示されるようにアップリンク受信機
５０は複数ユーザー干渉打ち消しユニット１１０、デー
タ信号拡散コード整合フィルタ１１２、チャンネル整合
フィルタ１１４、決定ユニット１１６、干渉信号推定ユ
ニット１１８、パイロット信号拡散コード整合フィルタ
１２０を含む。一般性を失うことなく、以下に第一のユ
ーザー、ユーザー１、又はｎ＝１に対するアップリンク
受信機の動作を説明する。As shown in FIG. 5, the uplink receiver 50 includes a multi-user interference canceling unit 110, a data signal spreading code matched filter 112, a channel matched filter 114, a determining unit 116, an interference signal estimating unit 118, a pilot signal spreading code. A matched filter 120 is included. Without loss of generality, the operation of the uplink receiver for the first user, user 1, or n = 1 is described below.
【００４６】複数ユーザー干渉打ち消しユニット１１０
はコードＲ１i［ｋ］により示された複数ユーザー干渉
打ち消しの後の残りの信号を発生するために第一の加算
器１２２と第二の加算器１２４を用いることにより信号
Ｒ［ｋ］から他のユーザーから再構成された干渉信号を
除去する。Ｒ１i［ｋ］のコードｉは現在受信されたシ
ンボルのデータ検出のｉ番目の段階を示す。第一の加算
器１２２はMulti-user interference cancellation unit 110
From the signal R [k] by using a first adder 122 and a second adder 124 to generate the remaining signal after multi-user interference cancellation indicated by the code R1i [k]. Remove the reconstructed interfering signals from the users. The code i in R1i [k] indicates the ith stage of data detection for the currently received symbol. The first adder 122
【００４７】[0047]
【外１４】[Outside 14]
【００４８】により表された再構成された干渉信号全体
を発生するよう他のユーザーからの再構成された干渉信
号を結合し、ここでCombining the reconstructed interference signals from other users to generate the entire reconstructed interference signal represented by
【００４９】[0049]
【外１５】[Outside 15]
【００５０】はデータ検出のｉ−１段階でｊ番目のユー
ザーのアップリンク受信機により発生された再構成され
た干渉信号である。更にまた再構成された干渉信号の全
て（Ｉｎj,0［ｋ］＝０，ｊ＝１．．．Ｌ）はデータ決
定の第一の段階（ｉ＝１）で０に設定される。他のユー
ザーのアップリンク受信機から発生された再構成された
干渉信号を収集した後に第二の加算器１２４は信号Ｒ１
i［ｋ］を発生するために信号Ｒ［ｋ］から信号Is the reconstructed interference signal generated by the j-th user's uplink receiver at the i-1 stage of data detection. Furthermore, all of the reconstructed interference signals (Inj, 0 [k] = 0, j = 1 ... L) are set to 0 in the first stage of data determination (i = 1). After collecting the reconstructed interference signal generated from the other user's uplink receiver, the second adder 124 generates the signal R1
the signal from signal R [k] to generatei [k]
【００５１】[0051]
【外１６】[Outside 16]
【００５２】を減算する。信号Ｒ１i［ｋ］は以下の式
により表される：Is subtracted. The signal R1i [k] is represented by the following equation:
【００５３】[0053]
【外１７】[Outside 17]
【００５４】現在受信されたシンボルのデータ検出のｉ
番目の段階でＲ１i［ｋ］はデータ信号拡散コード整合
フィルタ１１２及びチャンネル整合フィルタ１１４を通
して転送される。データ信号拡散コード整合フィルタ１
１２はＲ１i［ｋ］Ｃd*［ｋ］を発生するためにデー
タ信号拡散コードを除去（デスプレッド）する。データ
信号拡散コード整合フィルタ１１２は図３に関する上記
の詳細な説明に記載される。Data detection i of currently received symbol
In the third stage, R1i [k] is transferred through data signal spreading code matched filter 112 and channel matched filter 114. Data signal spreading code matching filter 1
12 removes (despreads) the data signal spreading code to generate R1i [k] Cd* [k]. The data signal spreading code matched filter 112 is described in the detailed description above with respect to FIG.
【００５５】データ信号拡散コード整合フィルタ１１２
からの信号Ｒ１i［ｋ］Ｃd*［ｋ］はチャンネル整合
フィルタ１１４に転送される。ｉ＝Ｍ，Ｍが段階の総数
であるときにスイッチ１２６は閉じられ、それによりパ
イロット信号拡散コード整合フィルタ１２０がＲ１
M［ｋ］Ｃp*［ｋ］を発生させ、それをチャンネル整
合フィルタ１１３に送ることを許容する。チャンネル整
合フィルタ１１４はチャンネル周波数応答推定ユニット
１２８、乗算器１３０、ブロック加算ユニット１３２を
含む。チャンネル周波数応答推定ユニット１２８は遅延
ユニット１３６、平均ユニット１３８、選択的主パス指
定ユニット１４０、複素共役ユニット１４２を含む。遅
延ユニット１３６の出力から平均ユニット１３８により
発生されるData signal spreading code matching filter 112
The signal R1i [k] Cd* [k] is transferred to the channel matching filter 114. When i = M, M is the total number of stages, switch 126 is closed, thereby causing pilot signal spreading code matched filter 120 to switch to R1.
GenerateM [k]Cp* [k] and allow it to be sent to the channel matched filter 113. The channel matched filter 114 includes a channel frequency response estimation unit 128, a multiplier 130, and a block addition unit 132. The channel frequency response estimation unit 128 includes a delay unit 136, an averaging unit 138, a selective main path assignment unit 140, and a complex conjugate unit 142. Generated by the averaging unit 138 from the output of the delay unit 136
【００５６】[0056]
【外１８】[Outside 18]
【００５７】は複素共役ユニット１４２へ送られる。ｉ
＝Ｍのときにパイロット信号拡散コード整合フィルタ１
２０の出力は遅延ユニット１３６に送られる。遅延ユニ
ット１３６は次のシンボル処理の開始までその受信され
た信号を遅延する。複素共役ユニット１４２はIs sent to the complex conjugate unit 142. i
= M, pilot signal spreading code matched filter 1
The output of 20 is sent to delay unit 136. Delay unit 136 delays the received signal until the start of the next symbol processing. The complex conjugate unit 142
【００５８】[0058]
【外１９】[Outside 19]
【００５９】を発生するためにTo generate
【００６０】[0060]
【外２０】[Outside 20]
【００６１】の複素共役を計算する。乗算器１３０はThe complex conjugate of is calculated. The multiplier 130
【００６２】[0062]
【外２１】[Outside 21]
【００６３】を形成するためにＲ１i［ｋ］Ｃ
d*［ｋ］に複素共役ユニット１４２からのTo form R1i [k] C
d* [k] from the complex conjugate unit 142
【００６４】[0064]
【外２２】[Outside 22]
【００６５】を乗算する。再びブロック加算ユニット１
３２はコードIs multiplied. Block addition unit 1 again
32 is the code
【００６６】[0066]
【外２３】[Outside 23]
【００６７】により示された拡散コードの一周期内でIn one cycle of the spreading code indicated by
【００６８】[0068]
【外２４】[Outside 24]
【００６９】の総和を計算する。決定ユニット１１６は
チャンネル整合フィルタ１１４からのブロック和を受
け、データ決定をなす。データ信号のデータ変調がＢＰ
ＳＫの場合には決定ユニットはIs calculated. The decision unit 116 receives the block sum from the channel matched filter 114 and makes a data decision. Data modulation of data signal is BP
In the case of SK, the decision unit is
【００７０】[0070]
【外２５】[Outside 25]
【００７１】の実部が０より大きいか又は小さいかを決
定し、現在受信されたシンボルの仮の決定ｄ1,iを発生
する。データ信号のデータ変調がＱＰＳＫの場合には決
定ユニットはDetermine whether the real part is greater than or less than 0 to generate a tentative decision d1, i for the currently received symbol. If the data modulation of the data signal is QPSK, the decision unit is
【００７２】[0072]
【外２６】[Outside 26]
【００７３】の実部及びThe real part of
【００７４】[0074]
【外２７】[Outside 27]
【００７５】の虚部が０より大きいか又は小さいかを決
定し、現在受信されたシンボルの仮の決定ｄ1,iを発生
する。ＱＰＳＫの例では発生された仮の決定ｄ1,iは複
素信号である。現在の受信されたシンボルに対するデー
タの決定のｉ番目の段階ではチャンネル周波数応答推定
ユニット１２８からの信号Determine if the imaginary part of the symbol is greater than or less than 0 to generate a tentative decision d1, i of the currently received symbol. In the example of QPSK, the provisional decision d1, i generated is a complex signal. In the ith step of determining data for the currently received symbol, the signal from channel frequency response estimation unit 128
【００７６】[0076]
【外２８】[Outside 28]
【００７７】と、決定ユニット１１６からの現在のシン
ボルの仮の決定ｄ1,iとは再構成された干渉信号を発生
する干渉信号推定ユニット１１８に転送される。干渉信
号推定ユニット１１８はユーザーの転送されたシンボル
を再構成するために用いられ、これは他のユーザーのア
ップリンク受信機により用いられるユーザー１の多重ア
クセス干渉である。ユーザー１の再構成された干渉信号
は複数ユーザー干渉打ち消し用の他のユーザーのアップ
リンク受信機に転送される。干渉信号推定ユニット１１
８は第一の乗算器１５０、加算器１５２、第二の乗算器
１５４、正規化ユニット１５５を含む。第一の乗算器１
５０はデータ変調されたデータ信号拡散コードＣ
d［ｋ］ｄ1,iを発生させるためにデータ信号拡散コー
ドＣd［ｋ］のＦＦＴに決定ユニット１１６からの信号
ｄ1,iを乗算する。加算器１５２はＣp［ｋ］＋Ｃ
d［ｋ］・ｄ1,iを発生するためにパイロット信号拡散
コードのＦＦＴを信号Ｃd［ｋ］ｄ1,iに結合する。第
二の乗算器１５４はThe tentative decision d1, i of the current symbol from the decision unit 116 is transferred to an interference signal estimation unit 118 which generates a reconstructed interference signal. Interference signal estimation unit 118 is used to reconstruct the user's transmitted symbols, which is User 1's multiple access interference used by other users' uplink receivers. User 1's reconstructed interference signal is forwarded to another user's uplink receiver for multi-user interference cancellation. Interference signal estimation unit 11
8 includes a first multiplier 150, an adder 152, a second multiplier 154, and a normalization unit 155. First multiplier 1
50 is a data modulated data signal spreading code C
The FFT of the data signal spreading code Cd [k] is multiplied by the signal d1, i from the decision unit 116 to generated [k] d1, i . The adder 152 calculates Cp [k] + C
The FFT of the pilot signal spreading code is combined with the signal Cd [k] d1, i to generated [k] · d1, i . The second multiplier 154
【００７８】[0078]
【外２９】[Outside 29]
【００７９】を発生するために加算器１５２からのＣp
［ｋ］＋Ｃd［ｋ］・ｄ1,iをTo generate Cp from adder 152
[K] + Cd [k] · d1, i
【００８０】[0080]
【外３０】[Outside 30]
【００８１】に結合する。チャンネル周波数応答推定To Channel frequency response estimation
【００８２】[0082]
【外３１】[Outside 31]
【００８３】はパイロット信号拡散コード整合フィルタ
１２０により｜Ｃp［ｋ］｜2で重み付けられる故に正
規化ユニット１５５は重み付け係数｜Ｃp［ｋ］｜2を
除去するために用いられる。正規化ユニット１５５は｜
Ｃp［ｋ］｜2によりコードＩｎ1,i［ｋ］により示さ
れた再構成された干渉信号を発生させるために第二の乗
算器１５４の出力を正規化する。信号Ｉｎ1,i［ｋ］は
以下の式により表される：Since is weighted by | Cp [k] |2 by the pilot signal spreading code matching filter 120, the normalization unit 155 is used to remove the weighting coefficient | Cp [k] |2 . Normalization unit 155 is |
Normalize the output of the second multiplier 154 to generate a reconstructed interference signal indicated by the code In1, i [k] by Cp [k] |2 . The signal In1, i [k] is represented by the following equation:
【００８４】[0084]
【外３２】[Outside 32]
【００８５】アップリンクＲＡＫＥ受信機５０は各受信
されたシンボルに対してデータ検出のＭ段階をなし、即
ちＭ回のデータ検出の後にアップリンク受信機はデータ
検出に対して次のシンボルを同様にして処理する。本発
明の受信シンボルのデータ検出のＭ番目（本発明の受信
されたシンボルのデータ検出の最後）の段階でスイッチ
１２６はは閉じ、信号Ｒ１，M［ｋ］は複数ユーザー干
渉打ち消しユニット１１０からパイロット信号拡散コー
ド整合フィルタ１２０へ転送される。パイロット信号拡
散コード整合フィルタ１２０はパイロット信号拡散コー
ドを除去（デスプレッド）し、ＲM［ｋ］Ｃp*［ｋ］
信号を発生する。ＲM［ｋ］Ｃp*［ｋ］信号はチャン
ネル周波数応答推定のためにチャンネル整合フィルタ１
１４内のチャンネル周波数応答推定ユニット１２８に転
送される。The uplink RAKE receiver 50 performs M stages of data detection for each received symbol, ie, after M data detections, the uplink receiver repeats the next symbol for data detection. Process. At the M-th stage of the data detection of the received symbol of the present invention (at the end of the data detection of the received symbol of the present invention), the switch 126 is closed and the signal R1,M [k] is output from the multi-user interference canceling unit 110 by the The signal is transmitted to the code spreading code matching filter 120. The pilot signal spreading code matching filter 120 removes (despreads) the pilot signal spreading code, and outputs RM [k] Cp* [k].
Generate a signal. The RM [k] Cp* [k] signal is converted to a channel matched filter 1 for channel frequency response estimation.
14 to the channel frequency response estimation unit 128.
【００８６】図６は図５に示されたアップリンク受信機
のユーザーに特定されないデータ検出のフローチャート
である（一例としてｎ人のユーザー）。段階１６０で各
受信されたシンボルに対してアップリンク受信機５０は
ｉ＝０に初期化され、他のユーザーから再構成された干
渉信号の全てを０に設定する（Ｉｎj,0［ｋ］＝０，ｊ
＝１．．．Ｌ）。段階１６２ではデータ検出段階のイン
デックスｉは式ｉ＝ｉ＋１で示されるように１だけ増加
される。段階１６４では受信機５０は他のユーザーから
発生された再構成された干渉信号Ｉｎj,i-1［ｋ］を受
信する。データ検出の第一段階ではｎ人のユーザーのア
ップリンク受信機は他のユーザーから再構成された干渉
信号（Ｉｎj,0［ｋ］）を受信しない。ｎ人のユーザー
のアップリンク受信機は現在の受信されたシンボルのデ
ータ検出の第一段階で再構成された干渉信号（Ｉｎj,0
［ｋ］）を０に設定する。現在受信されているシンボル
のデータ検出の第一段階の後に、ｎ人のユーザーのアッ
プリンク受信機はデータ検出の前の段階で発生された他
のユーザーからの再構成された干渉信号を受信する。段
階１６６では他のユーザーからの再構成された干渉信号
は以下の式に示されるようにＲ［ｋ］から減算される：FIG. 6 is a flow chart of data detection not specified by the user of the uplink receiver shown in FIG. 5 (for example, n users). In step 160, the uplink receiver 50 is initialized to i = 0 for each received symbol, and sets all of the interference signals reconstructed from other users to 0 (Inj, 0 [k]). = 0, j
= 1. . . L). In step 162, the index i of the data detection step is incremented by one, as shown by the equation i = i + 1. In step 164, the receiver 50 receives the reconstructed interference signal Inj, i-1 [k] generated from another user. In the first stage of data detection, uplink receivers of n users do not receive reconstructed interference signals (Inj, 0 [k]) from other users. The n users' uplink receivers reconstruct the interfering signal (Inj, 0) in the first stage of data detection of the current received symbol.
[K]) is set to 0. After the first stage of data detection of the currently received symbol, the n users' uplink receivers receive reconstructed interference signals from other users generated in the previous stage of data detection. . In step 166, the reconstructed interference signals from other users are subtracted from R [k] as shown in the following equation:
【００８７】[0087]
【外３３】[Outside 33]
【００８８】段階１６８ではＲ１i［ｋ］がＲ１
i［ｋ］Ｃd*［ｋ］を発生するためにデータ信号拡散
コードのＦＦＴの複素共役と乗算される。段階１７０で
は段階１６８の出力はAt step 168, R1i [k] is set to R1
Multiplied by the complex conjugate of the FFT of the data signal spreading code to generatei [k] Cd* [k]. In step 170, the output of step 168 is
【００８９】[0089]
【外３４】[Outside 34]
【００９０】を発生するためにチャンネル周波数応答推
定に整合される。段階１７２では仮の決定ｄn,iが現在
の受信されたシンボルに対して形成される。段階１７４
でｉ番目のデータ検出段階がデータ決定Ｍの最終段階に
等しい場合に仮の決定はｄn,Mである。そうでなければ
段階１７６でデータ検出のｉ番目の段階でのｎ人のユー
ザーの再構成された干渉信号は計算され、それから他の
ユーサーのアップリンク受信機に送られる。ここでｎ人
のユーザーの再構成された干渉信号はIs matched to the channel frequency response estimate to generate In step 172, a tentative decision dn, i is formed for the current received symbol. Step 174
If the i-th data detection stage is equal to the final stage of the data decision M, the tentative decision is dn, M. Otherwise, at step 176, the reconstructed interference signals of the n users at the i-th stage of data detection are calculated and then sent to the other user's uplink receiver. Where the reconstructed interference signals of n users are
【００９１】[0091]
【外３５】[Outside 35]
【００９２】により表される。次にデータ検出処理は段
階１６２にループで戻り、ここでコードｉは現在の受信
されたシンボルの次の段階のデータ検出に対して１だけ
増加される。図７は低速度ユーザー用のパイロット信号
推定ユニット１８０を示す。受信されたＲ［ｋ］信号は
拡散コードの一周期遅延ユニット１８２で遅延される。
パイロット信号が変調されていない故に固定されている
のでＲ［ｋ］の簡単なブロック毎の平均がパイロット干
渉を推定する。平均ユニット１８４はパイロット干渉Is represented by The data detection process then loops back to step 162, where the code i is incremented by one for the next step of data detection of the currently received symbol. FIG. 7 shows a pilot signal estimation unit 180 for low speed users. The received R [k] signal is delayed by a one-cycle delay unit 182 of the spreading code.
A simple block-by-block average of R [k] estimates pilot interference since the pilot signal is fixed because it is unmodulated. Averaging unit 184 is pilot interference
【００９３】[0093]
【外３６】[Outside 36]
【００９４】を発生ずるためにＲ［ｋ］信号の重みづけ
られたブロック毎の平均を計算する。ここでブロック周
期は拡散コードの一周期である。この設定が低速度のシ
ステムで効果的である。何故ならば平均は長い期間にわ
たりなされるからである。図８は高速度のユーザーに対
するパイロット信号推定ユニット１８６を示す。加算器
１８８は遅延ユニットと平均ユニットとの間に含まれ
る。加算器１８８は遅延された信号からデータ信号成分In order to generate the above, the average of each weighted block of the R [k] signal is calculated. Here, the block cycle is one cycle of the spreading code. This setting is effective for low speed systems. This is because the averaging is performed over a long period of time. FIG. 8 shows a pilot signal estimation unit 186 for a high speed user. Adder 188 is included between the delay unit and the averaging unit. The adder 188 calculates the data signal component from the delayed signal.
【００９５】[0095]
【外３７】[Outside 37]
【００９６】を除去する。データ信号成分は図９で説明
されるデータ信号再構成ユニット８４により再構成され
る。信号の平均長さが高速度のユーザーに関して充分大
きくない故に再構成されたデータ信号成分は「データ信
号打ち消し」を回避するためにパイロット信号推定に対
して除去されなければならない。図９に示されるように
データ信号再構成ユニット８４は決定フィードバック方
法を用いてデータ信号を再構成する第一と第二の乗算器
１９０、１９２及び正規化ユニット１９４を含む。第一
の乗算器１９０はデータ信号拡散コードｄ・Ｃd［ｋ］
を発生するために前の受信されたシンボルｄのデータ検
出出力をデータ信号拡散コードＣd［ｋ］のＦＦＴに乗
算する。第二の乗算器１９２は前に受信されたシンボル
の再構成されたデータ信号成分Is removed. The data signal components are reconstructed by the data signal reconstruction unit 84 described in FIG. Because the average length of the signal is not large enough for high speed users, the reconstructed data signal components must be removed for pilot signal estimation to avoid "data signal cancellation". As shown in FIG. 9, the data signal reconstruction unit 84 includes first and second multipliers 190 and 192 and a normalization unit 194 for reconstructing a data signal using a decision feedback method. The first multiplier 190 is a data signal spreading code d · Cd [k].
Is multiplied by the FFT of the data signal spreading code Cd [k] with the data detection output of the previous received symbol d to generate The second multiplier 192 provides a reconstructed data signal component of a previously received symbol.
【００９７】[0097]
【外３８】[Outside 38]
【００９８】を発生するためにｄ・Ｃd［ｋ］を正規化
ユニット１９４により正規化されたチャンネル周波数応
答推定The channel frequency response estimate normalized by d · Cd [k] by the normalization unit 194 to generate
【００９９】[0099]
【外３９】[Outside 39]
【０１００】に乗算する。図１０に示されるように主パ
ス指定ユニット１０６は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）ユニット２００、ピーク検索ユニット２０２、選択
ユニット２０４、ＦＦＴユニット２０６を含む。ＩＦＦ
Ｔユニット２００はパイロット信号拡散コード整合フィ
ルタ６２又は平均ユニット１０４又は平均ユニット１３
８（図４、３、５をそれぞれ参照）からの信号を受信
し、ＩＦＦＴを計算し、それによりコードIs multiplied by As shown in FIG. 10, the main path designation unit 106 performs an inverse fast Fourier transform (IFF).
T) unit 200, peak search unit 202, selection unit 204, and FFT unit 206. IFF
T unit 200 includes pilot signal spreading code matched filter 62 or averaging unit 104 or averaging unit 13
8 (see FIGS. 4, 3 and 5, respectively) and calculate the IFFT, thereby obtaining the code
【０１０１】[0101]
【外４０】[Outside 40]
【０１０２】で示されるチャンネルインパルス応答推定
を発生する。ピーク検索ユニット２０２はＩＦＦＴユニ
ット２００からA channel impulse response estimation is generated as shown in FIG. The peak search unit 202 is from the IFFT unit 200
【０１０３】[0103]
【外４１】[Outside 41]
【０１０４】を受信し[0104]
【０１０５】[0105]
【外４２】[Outside 42]
【０１０６】のピーク振幅を検索又は決定する。次に選
択パスユニット２０４はThe peak amplitude is searched or determined. Next, the selected path unit 204
【０１０７】[0107]
【外４３】[Outside 43]
【０１０８】から高い振幅を有する信号を選択し、低振
幅信号をゼロに設定することにより低い振幅を有する残
りの信号を廃棄する。例えば高振幅信号が典型的にSelect the signal with the higher amplitude from and discard the remaining signals with the lower amplitude by setting the low amplitude signal to zero. For example, high amplitude signals are typically
【０１０９】[0109]
【外４４】[Outside 44]
【０１１０】のピーク値より１０ｄＢ大きい振幅を有す
る信号であり、他方で低振幅信号は典型的には相対的に
小さな振幅を有する信号である。高振幅信号の選択は主
パス上の信号のみを含む変調されたチャンネルインパル
ス応答推定信号A low amplitude signal is a signal having a relatively small amplitude, while a signal having an amplitude 10 dB greater than the peak value of the signal. High amplitude signal selection is a modulated channel impulse response estimation signal containing only the signal on the main path
【０１１１】[0111]
【外４５】[Outside 45]
【０１１２】を発生する。ＦＦＴユニット２０６はチャ
ンネル周波数応答推定Is generated. FFT unit 206 performs channel frequency response estimation
【０１１３】[0113]
【外４６】[Outside 46]
【０１１４】を発生するために選択ユニット２０４からFrom the selection unit 204 to generate
【０１１５】[0115]
【外４７】[Outside 47]
【０１１６】のＦＦＴ変換を計算する。Calculate the FFT transform of
【０１１７】[0117]
【外４８】[Outside 48]
【０１１８】はチャンネル整合フィルタ６８、１１４の
係数を提供する。主パス指定ユニット１０６は必要とさ
れないが、より信頼性の高いチャンネル推定を提供す
る。特定の実施例が記載され、説明される一方で、種々
の変更が請求項だけにより限定される本発明の精神から
離れることなくなされることは当業者に明らかである。
例えば図５、６はユーザー１のアップリンク受信機を示
すが、同様な処理は他のユーザーのデータ検出に対して
繰り返されうる。故に本発明の好ましい実施例は示さ
れ、記載される一方で種々の改善は本発明の精神及び範
囲から離れることなくなされうる。Provides the coefficients of the channel matched filters 68,114. The primary path assignment unit 106 is not required, but provides more reliable channel estimation. While specific embodiments have been described and described, it will be obvious to those skilled in the art that various changes can be made without departing from the spirit of the invention, which is limited only by the claims.
For example, FIGS. 5 and 6 show user 1's uplink receiver, but a similar process can be repeated for other users' data detection. Thus, while preferred embodiments of the invention have been shown and described, various modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention.
【図１】ダウンリンク受信機用のＣＤＭＡ ＲＡＫＥシ
ステムの概略ブロック図である。FIG. 1 is a schematic block diagram of a CDMA rake system for a downlink receiver.
【図２】アップリンク受信機用のＣＤＭＡ ＲＡＫＥシ
ステムの概略ブロック図である。FIG. 2 is a schematic block diagram of a CDMA rake system for an uplink receiver.
【図３】選択的指定主パスとデータ信号再構成を有する
ダウンリンク受信機用のＣＤＭＡ ＲＡＫＥシステムの
概略ブロック図である。FIG. 3 is a schematic block diagram of a CDMA rake system for a downlink receiver having a selectively designated main path and data signal reconstruction.
【図４】代替的なダウンリンクＲＡＫＥ受信機の概略ブ
ロック図である。FIG. 4 is a schematic block diagram of an alternative downlink rake receiver.
【図５】選択的指定主パスを有するアップリンク受信機
用のＣＤＭＡ ＲＡＫＥシステムの概略ブロック図であ
る。FIG. 5 is a schematic block diagram of a CDMA RAKE system for an uplink receiver having a selectively designated main path.
【図６】図５に示された受信機用のアップリンクＲＡＫ
Ｅ受信機のデータ検出フローチャートである。6 is an uplink RAK for the receiver shown in FIG.
It is a data detection flowchart of E receiver.
【図７】図３に示されたダウンリンクＲＡＫＥ受信機で
なされた異なるパイロット信号推定を示す図である。FIG. 7 illustrates different pilot signal estimations made at the downlink rake receiver shown in FIG. 3;
【図８】図４に示されたダウンリンクＲＡＫＥ受信機で
なされた異なるパイロット信号推定を示す図である。FIG. 8 illustrates different pilot signal estimations made at the downlink rake receiver shown in FIG.
【図９】図３、４に示されたダウンリンクＲＡＫＥ受信
機で選択的になされたデータ信号再構成を示す図であ
る。FIG. 9 is a diagram illustrating data signal reconstruction selectively performed by the downlink rake receiver illustrated in FIGS.
【図１０】図３、４、５に示されたＲＡＫＥ受信機で選
択的になされた主パスの指定のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of designation of a main path selectively performed by the RAKE receiver shown in FIGS. 3, 4, and 5;
２０、４０ ＲＡＫＥ受信機システム ２２ アンテナ ２４ ＲＦフロントエンド ２６ ＡＤ変換器 ２８ ＦＦＴユニット ３０、５０ ＣＤＭＡ ＲＡＫＥ受信機 ２４、４４ ＲＦフロントエンド ２６、４６ ＡＤ変換器 ２８。４８ ＦＦＴ変換ユニット ６２ パイロット信号拡散コード整合フィルタ ６４ パイロット干渉打ち消しユニット ６６ データ信号拡散コード整合フィルタ ６８ チャンネル整合フィルタ ７０ 決定ユニット ７２ 乗算器 ７４ 複素共役ユニット ７６ 記憶ユニット ８０ パイロット信号推定ユニット ８２ 加算器 ８４ データ信号再構成部分 ８８ 乗算器 ９０ 複素共役ユニット ９２ 記憶ユニット ９４ チャンネル周波数応答推定ユニット ９６ 乗算器 ９８ ブロック加算ユニット １００ 複素共役ユニット １０２ 遅延ユニット １０４ 平均ユニット １０６ 主パス指定ユニット １１０ 複数ユーザー干渉打ち消しユニット １１２、データ信号拡散コード整合フィルタ １１４ チャンネル整合フィルタ １１６ 決定ユニット １１８ 干渉信号推定ユニット １２０ パイロット信号拡散コード整合フィルタ １２２ 第一の加算器 １２４ 第二の加算器 １２８ チャンネル周波数応答推定ユニット １３０ 乗算器 １３２ ブロック加算ユニット １３６ 遅延ユニット １３８ 平均ユニット １４０ 選択的主パス指定ユニット １４２ 複素共役ユニット １５０ 第一の乗算器 １５２ 加算器 １５４ 第二の乗算器 １５５ 正規化ユニット １８０ パイロット信号推定ユニット １８２ 一周期遅延ユニット １８４ 平均ユニット １８６ パイロット信号推定ユニット １８８ 加算器 １９０、１９２ 第一と第二の乗算器 １９４ 正規化ユニット ２００ ＩＦＦＴユニット２００ ２０２ ピーク検索ユニット ２０４ 選択ユニット ２０６ ＦＦＴユニット Ｉ（ｔ） 実部 Ｑ（ｔ） 虚部 ｃp［ｎ］ パイロット信号拡散コード Ｉ［ｎ］、Ｑ［ｎ］ 離散時間信号 Ｒ［ｋ］ 受信された信号20, 40 RAKE receiver system 22 Antenna 24 RF front end 26 AD converter 28 FFT unit 30, 50 CDMA RAKE receiver 24, 44 RF front end 26, 46 AD converter 28.48 FFT conversion unit 62 Pilot signal spreading code Matched filter 64 pilot interference canceling unit 66 data signal spreading code matched filter 68 channel matched filter 70 decision unit 72 multiplier 74 complex conjugate unit 76 storage unit 80 pilot signal estimation unit 82 adder 84 data signal reconstruction part 88 multiplier 90 complex Conjugate unit 92 Storage unit 94 Channel frequency response estimation unit 96 Multiplier 98 Block addition unit 100 Complex conjugate unit 102 Delay unit 10 Averaging unit 106 Main path designation unit 110 Multiple user interference cancellation unit 112, Data signal spreading code matched filter 114 Channel matched filter 116 Decision unit 118 Interference signal estimation unit 120 Pilot signal spreading code matched filter 122 First adder 124 Second Adder 128 channel frequency response estimation unit 130 multiplier 132 block addition unit 136 delay unit 138 averaging unit 140 selective main path designation unit 142 complex conjugate unit 150 first multiplier 152 adder 154 second multiplier 155 normalization Unit 180 Pilot signal estimation unit 182 One-cycle delay unit 184 Average unit 186 Pilot signal estimation unit 188 Adder 190, 192 When the second multiplier 194 normalization unit 200 IFFT unit 200 202 peak search unit 204 selection unit 206 FFT unit I (t) the real part Q (t) imaginary part cp [n] pilot signal spreading code I [n], Q [n] discrete time signal R [k] received signal
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−122194（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−75573（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−130300（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−41856（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/02────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP 5-122194 (JP, A) JP 5-75573 (JP, A) JP 9-130300 (JP, A) JP 10-A 41856 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl.7 , DB name) H04J 13/02
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|---|---|---|
| EP0980149B1 (en) | An FFT-based CDMA rake receiver system and method | |
| JP3893151B2 (en) | Multiple access digital transmission apparatus and radio base station and receiver for use in such apparatus | |
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