【発明の詳細な説明】【０００１】【産業上の利用分野】本発明は、電磁軸受で支えられた
磁気浮上形ロータの制御装置に係り、特にロータの不つ
りあい振動に対して共振振幅を小さく押えうるに好適な
電磁軸受制御装置に関する。【０００２】【従来の技術】ロータを剛体運動体としてとらえ、ジャ
イロ効果の観点からの共振動の抑制をはかった従来例に
は（イ）、「５自由度制御形磁気軸受制御系の最適設計
（第３報）−不つりあいを考慮した制御系の構成−」水
野毅、他（計測自動制御学会、第２１回、学術講演会予
稿集１６０５（第１８５及び１８６頁））、及び
（ロ）、「５自由度制御形磁気軸受制御系の最適設計
（第６報）−不つりあい補償の基礎実験−」水野毅、他
（計測自動制御学会、第２２回、学術講演会予稿集３２
０９（第５３９及び５４０頁））、及び（ハ）、「５自
由度制御形磁気軸受制御系の最適設計（第７報）−回転
同期信号を利用した不つりあい補償法−」水野毅、他
（日本自動車制御会、第２８回、システムと制御研究発
表講演会論文集Ｈ４（第１５７及び１５８頁））、及び
（ニ）、特開昭５８年８１２１７号がある。（イ）〜
（ニ）は、ジャイロ効果の利用及び重心集中化の考え方
であり、振れまわり運動におけるロータの任意の一点の
制御との観点はない。ここで、ロータの任意の一点の制
御についての従来例を以下述べる。吸引形電磁石を軸受
とした電磁軸受で支えられた回転機械の構成の概略は図
４のようになつており、はじめにＸ軸方向の１次元で説
明する。ロータ１に対して電磁石のコイル２は左右に配
置される。この状態でロータ１が右へ変位すると左側の
電磁石コイル２に制御電流ｉが流れ、ロータ１は左側に
変位するように吸引力が作用する。反対にロータが左側
へ変位すると右側の電磁石コイル２に制御電流ｉが流
れ、吸引力が作用する。このようにロータ１の左右への
変位に応じて、反対側の電磁石コイル２に制御電流ｉを
流し、その吸引力によつて、ロータ１が中心位置に位置
するようにサーボ制御する。【０００３】ロータ１の左右への変位を検出するために
変位センサ３が少なくとも１つ必要である。変位センサ
３としては誘導コイル形、容量形あるいは光学式など非
接触のものがよく用いられている。【０００４】変位センサ３によつて検出された変位信号
ｘは制御回路４に入力され、ロータ１の中心位置からの
左右のずれに応じて制御電圧ｖを決定し、左右の電磁石
コイル用パワアンプ５に入力され、それに応じた制御電
流ｉがコイル２に流れる。左右のパワアンプ５への制御
電圧ｖの流し方は、電磁石の吸引力によつてロータの求
心作用が生じるようになされる。【０００５】このように、ロータ１の位置制御のためサ
ーボ回路の構成では、Ｘ方向に対して、変位センサ１が
１個、左右の電磁石コイル２とパワアンプ５が２個、制
御回路４が１個の構成となる。一般には図５に示すよう
に、ロータ１の磁気軸受による位置制御のためには、Ｘ
方向とＹ方向の２次元の位置制御となる。よつて、サー
ボ回路の構成としては同じ仕様のものがＸ方向用とＹ方
向用の２系列並ぶことになる。【０００６】【発明が解決しようとする課題】次に回転軸振動の特徴
について述べる。不つりあい振動を説明するため図６が
よく用いられる。空間固定座標Ｏ−ＸＹ軸系からみてロ
ータ１の軸心Ｏrはｘ，ｙの変位のところにあるとす
る。ロータ１に固定した回転座表Ｏr−ＸrＹr軸系から
みたロータ１の重心Ｇの偏心量をεとして、そのＸr，
Ｙr方向の成分をεx及びεyとする。ロータ１の回転速
度をωと記すと、ＯＸ軸とＯrＸr軸の間の開き角度が回
転角度でωｔ（ｔは時間）である。【０００７】このような記号の下で、不つりあいにより
ロータ１に作用する力は、ロータ質量をｍとすると、【数１】である。これをＦ＝Ｆx＋iＦy（ｉ：虚数単位）の複素
平面で表示すると【数２】となり、ロータ回転と同じ方向に回転する力すなわち前
向きの力である。【０００８】一方、ロータ１の振動はＸ方向及びＹ方向
から検出されその振動数は回転速度ωに一致しているか
ら次の形に表わされる。【数３】【０００９】Ｘ方向及びＹ方向の振幅をそれぞれａx，
ａyとし、回転角度からみた位相遅れをθx、θyとして
いる。これを先程と同じように複素平面で表し、その軸
心の軌跡をかくと図７のようにだ円軌道となる。ここで
θy−θx＜１８０°だから、軌道の向きは回転方向ωと
同じく矢印で示すように前向きである。【００１０】Ｘ方向のサーボ制御回路を通じての電磁石
による支持剛性とＹ方向のそれが等しい時、すなわちＸ
方向とＹ方向の軸受支持剛性が等方性に設定されている
時には、Ｘ方向とＹ方向への振動振幅は等しい。しかも
両者の位相差は９０°であり、Ｘ方向振動がＹ方向振動
に対して９０°進んでいる。これを式でかくと、次のよ
うになる。【数４】【００１１】ロータに作用する不つりあい力は〔数２〕
に示したようにＸ及びＹ方向に等方性に作用し、かつそ
れを受ける軸受の特性も等方性だから当然の帰結であ
る。この時のロータ振動の表現は次のようになる。【数５】【００１２】これを同様に複素平面にてロータ軸受の軌
跡としてみると図７のように円運動となる。軌道の向き
は回転速度ωと同じだから前向きである。【０００１３】以上述べたようにロータ振動は、軸受支
持剛性が等しい時には円運動となり、異方性がある時に
はだ円軌道となる。軌道の向きはロータ回転と同じ方向
で前向きである。よつて、複素変位Ｚを導入として、複
素数形式で表現すると、【数６】【数７】【数８】【００１４】ただし、ａ、ａf、ａb：複素振幅を表わす
複素数｜ａf｜＞｜ａb｜となる。電磁軸受支持の場合には、一般には低速回転で
は異方性のある場合もあるが、高速回転になる程等方性
の性質に近づく。【００１５】不つりあい振動応答曲線の一例を図８に示
す。回転数の低い方の２つの振動振幅のピークがロータ
剛体モードの共振点である。３番目の振動振幅のピーク
がロータの曲げモードの共振点である。通常の磁気軸受
支持ロータにおいて、サーボ制御回路の比例動作，微分
動作，積分動作の調整によつて、低速の剛体モードの共
振点の振幅を小さく押えて通過することが可能である。
しかし、高速回転の曲げモードの共振点においては、減
衰力不足のため、鋭くかつ大振幅で通過せざるを得な
い。むしろ、サーボ制御回路の調整を巧みに行うことに
より、剛体モードの共振振幅を小さく押え得ても、曲げ
モードの共振振幅を押ええず、曲げモード共振点の回転
速度を越えて運転できないのが普通である。【００１６】このような電磁軸受形ロータの共振点での
共振振幅を小さく押えて通過させるサーボ制御回路とし
て、詳しく述べてあるものに特開昭５２−９３８５３号
がある。この特許を把握するためには、公知の技術であ
る回転数同期のトラツキングフイルタの原理について
と、それを用いての高減衰付与の制御の方法についての
段階に分けて説明する。【００１７】高速回転域で回転している場合のロータ振
動の一般的な特徴を図８に用いて説明する。図８の曲げ
モード共振点近くで回転しているとする。この時のロー
タ振動としては、不つりあいによる回転数同期の前向き
振動が主成分で、その他にケーシングの揺れなどの外力
によるロータのゆらぎ振動が発生する。ゆらぎ振動は剛
体モードの固有振動数に近く、回転数に比べ低周波数の
ものである。よつてロータ振動Ｚは複素形式で、〔数
７〕を流用して【数９】とかける。これを入力して回転数同期成分のみ【数１０】を出力するトラツキングフイルタの原理は図９である。【００１８】入力信号に〔数２３〕で定義するＡをかけ
ることにより回転座標系への変換となる。すなわち【数１１】となり、回転数同期成分ａは回転座標系の信号Ｚ1にお
いては直流成分となる。また上式の第１項にみるよう
に、静止座標系Ｚinにおいて低周波数にみえていたもの
が、回転座標系Ｚ1においては高周波成分に移つてい
る。【００１９】ここで、回転数同期の直流成分ａを抽出す
るすために、ローパスフイルタを通す。その出力をＺ2
とすると、【数１２】である。ローパスフイルタの遮断周波数は回転数に比べ
微小である。通常数ＨZあるいはそれ以下の０．１ＨZ位
に設定される。このローパスフイルタのゲインは１であ
る。【００２０】次に、この回転座標系の信号Ｚ2を静止座
標系へ逆変換するために〔数２３〕で定義するＢをかけ
る。その結果、〔数１０〕に示すように、入力信号Ｚin
の中から回転数同期成分のみを抽出した出力信号Ｚout
得る。【００２１】これが回転数同期成分フイルタの原理であ
る。回転数ωの変化に追従していく形となつているとき
にはトラツキングフイルタと呼ぶ。〔数２３〕で定義す
るＢは回転数同期のｃｏｓあるいはｓｉｎ関数をマトリ
ツクス演算する手法で達成される。この数学的な原理を
回路の表現に交換したものが図１０である。この図７で
回転パルスを入力してそれと同期したｓｉｎとｃｏｓ波
形の発生回路が９である。入力ｘin、ｙin（Ｚin＝ｘin
＋iｙin）に対してマトリツクス演算Ｔを行い、ｘ1及び
ｙ1（Ｚ1＝ｘ1＋iｙ1）を求める。【数１３】としてｘ1，ｙ1に対してそれぞれ独立にローパスフイル
タを通しｘ2，ｙ2（Ｚ2＝ｘ2＋iｙ2）を求める。さらに
この信号に対してＴの逆変換を行い、ｘout及びｙ
out（Ｚout＝ｘout＋iｙout）を求める。【数１４】【００２２】このようにして、実際の電子回路によつて
ｘ変位信号及びｙ変位信号の中から回転同期成分のみを
抽出することができる。【００２３】次に、この回転数同期トラツキングフイル
タ回路を用いた特開昭５２−９３８５３号に述べられて
いる共振振幅低減の方法を図１１に説明する。【００２４】Ｘ方向及びＹ方向のロータの変位をｘ及び
ｙとして検出できたとする。この変位信号ｘとｙを（回
路６）ＤxとＤyにそれぞれ入力するとａｘ＋ｂｘ′及び
ａｙ＋ｂｙ´が出力される比例微分方式の回路である
（ダッシュ表示が微分）。そしてこのようにして派生さ
せられたＸ方向の派生信号ａｘ＋ｂｘ´とＹ方向の派生
信号ａｙ＋ｂｙ´を先程の回転数同期トラツキングフイ
ルタ７に入力する。【００２５】トラツキングフイルタの最初の処理は【数１５】による回転座標系への変換である。そして第２の処理に
よつてゲインＫのローパスフイルタ（狭帯域の積分操作
に相当）にかけらｘ2及びｙ2の信号が得られる。この第
２の処理はＸ方向とＹ方向でそれぞれ個別にフイルタリ
ングされる。そして次に第３の処理によつて再び静止座
標系への逆変換【数１６】によつて出力信号ｘ0とｙ0が得られる。この出力信号ｘ
0及びＹ0は入力信号ｘとｙの振動波形のうち、回転数と
同期した成分のみが抽出されたものに相当する。そして
供給回路６の係数ａ及びｂの大きさあるいはローパスフ
イルタのゲインＫの大きを調整することにより、ｘとｙ
の回転数同期成分の位相進み動作を持たせることとがで
きる。すなわち共振振幅の減衰作用を与えることができ
る。【００２６】この図１１に示された臨界周波数減衰装置
においては、例えばＸ方向の共振振幅低減のためにｘ変
位信号を制御回路４に入力すると同時に、先程のＸ変位
信号の中から回転同期成分のみを抽出したｘ0信号をも
サーボ制御に用いる。Ｙ方向にもとづいても同様であ
る。ｘ0信号及びｙ0信号をサーボ制御に利用することに
より、回転数同期成分については係数ａ，ｂやゲインＫ
の調整によつて位相進み特性をもたせることができるこ
とになる。このことによつてロータには減衰作用が与え
られ、図８に示すような共振振幅も破線のように小振幅
で通過させることができる。【００２７】しかし、このような制御方式では、回路６
のＤxあるいはＤyに示す微分回路によつて変位信号
(ｘ、ｙ)から速度信号（ｘ´、ｙ´）を作る必要があり
回路が複雑になるのが欠点である。【００２８】この方式の本質は、検出した変位信号ｘ及
びｙから微分回路を通じ速度信号ｘ´及びｙ´を作り、
この変位信号と速度信号を回転数同期トラツキングフイ
ルタ７に通す。そして変位と速度の回転同期成分のみを
抽出し、回転数同期の不つりあい振動のみの制御に供し
ようとするものである。変位成分の大きさによつて軸受
剛性の調整が可能で、また速度成分の大きさによつて軸
受減衰の調整が可能な仕組みとなつている。【００２９】本発明の目的は、回転数同期の不つりあい
振動の共振振幅を下げるような、電磁軸受の制御装置を
提供することにある。【００３０】【課題を解決するための手段，作用】すべり軸受で支え
られたロータではオイルウイツプと呼ばれる自励振動が
発生することが知られている。この原因を考える。すべ
り軸受における油膜の反作用はロータの変位及び速度に
対して次のように表わされる。【数１７】【００３１】ただしＦx、Ｆy；Ｘ方向及びＹ方向への軸受反力ｋij（ｉ、ｊ＝ｘ、ｙ）：すべり軸受の油膜弾性定数ｃij（ｉ、ｊ＝ｘ、ｙ）：すべり軸受の油膜減衰定数【００３２】概念的に述べると、ｋxxやｋyyあるいはｃ
xyやｃyxは軸受剛性として作用する。またｃxxやｃyyは
軸受減衰として作用するのでロータの安定化作用を及ぼ
す。ところでｋxyやｋyxはＸ方向とＹ方向のクロス項を
示し、ロータ振動に対して不安定化作用を起こす原因と
なる。特に、ｋxy＜０、ｋyx＜０となる回転数において
は、ロータにはオイルウイツプと呼ばれる前向きの不安
定振動が発生する原因となる。すなわち、前向きの固有
振動数に対して安定性が低下する訳で、減衰作用が弱ま
ることになる。すべり軸受は受動素子であるからこの符
号を変えることはできない。【００３３】しかし、電磁軸受では電子回路の構成によ
つてこの符号を逆転させることは可能である。すなわ
ち、ｋxy＜０でｋyx＞０となるようにＸ方向制御回路と
Ｙ方向制御回路のチヤンネルをクロスさせれば、前向き
の固有振動数に対する安定性を向上させることができ
る。またこのようなチヤンネルのクロスによると、同時
に存在する後向きの固有振動数に対する安定性が低下す
ることは否めない。【００３４】そこで、先に述べた回転同期のトラツキン
グフイルタを併用することにより、共振点近傍における
前向きの固有振動数に対してのみ安定性の向上が可能と
なる。この時、後向きの固有振動数に対する安定性は不
変で低下するようなことは起こらない。【００３５】このようにして、チヤンネルクロスと回転
同期トラツキングフイルタの併用によつて、前向き成分
のみ固有振動数安定性向上すなわち減衰性の向上が達成
される。不つりあい振動は前向きの力であり、これで引
起こされる不つりあい振動の共振ピークは前向きの固有
振動数の減衰を大きくとればとる程、小さい共振振幅に
押え得ることになる。【００３６】【実施例】以下、本発明の一実施例を図１により説明す
る。Ｘ方向のロータ変位を検出した変位信号ｘは制御回
路４に入力され、その演算結果はパワアンプ５に入力さ
れ制御電流を電磁石コイル２に流す構成とする。Ｙ方向
についても同様である。このような構成は図５に示した
ように、電磁軸受によるサーボ制御方式の基本構成であ
る。【００３７】さて、この検出した変位信号ｘとｙを回転
同期成分のトラツキングフイルタ７に入力し、ロータの
変位振動成分の内回転同期成分ｘNとｙNのみを抽出す
る。軸受が等方性の時には、〔数７〕に示したように、
その不つりあい振動ＺN＝ｘN＋iｙNは】【数１８】となる。【００３８】すなわち【数１９】である。【００３９】ここで注目するべきことは【数２０】の関係が成立していることである。これは不つりあい振
動は図７に示すように円軌道となりＸ軸からＹ軸へと回
転と同方向に進むことに関係する。このような円軌道で
は、ｘ振動の９０°前の振動は−ｙ振動と予見され、ｙ
軸動の９０°前の振動は＋ｘ振動と予見される。この予
見は微分操作を意味しているから上式が物理的に肯け
る。【００４０】不つりあい振動成分のみに注目すれば〔数
２０〕が成立するので、トラツキングフイルタ７の出力
信号ｘNとｙNに対してそれぞれ微分信号ｙ´N及び−ｘ
´Nと見ればよい。そこでＹ方向への減衰作用を与える
ためｘN信号をα倍して、Ｙ方向チヤンネルへ加算入力
する。一方、Ｘ方向への減衰作用を与えるためｙN信号
を−α倍してＸ方向チヤンネルへ加算入力する。この図
１では−α倍はＸ方向への減算入力としている。【００４１】このようにして、チヤンネルクロスで加算
と減算入力することにより、回転数同期成分に対する反
力は【数２１】【数２２】【数２３】と表わされることになる。このことはｋxy＜０でｋyx＞
０に設定することに相当する。よつてロータの前向き振
動に対する減衰性向上を計ろうとする目的が達成され
る。尚〔数２３〕は前述のＡ、Ｂの定義式である。【００４２】チヤンネルクロスで加算減算入力するとき
の係数２は大きい程良い訳であるが、電子回路の飽和防
止の制約もあり、適当な共振振幅となるようにαのゲイ
ン調整をすればよい。【００４３】図２により一般的に、軸受の特性が異方性
があるために図７のだ円軌道あるいは〔図８〕のような
不つりあい振動が起こつている場合の回路構成である。【００４４】この場合、〔数８〕の前向きのａfＢ（但
し、Ｂは〔数２３〕で定義したもの）振動を押える方法
は先述の図１と同 じである。後向きの成分ａbＡ（但
し、Ａは〔数２３〕で定義したもの）の振動成分を押え
る方法は前向きの時の処理の逆をとればよい。トラツキ
ングフイルタは逆回転の回転数同期フイルタ８の構成と
なり、トラツキングフイルタ８の出力のチヤンネルクロ
スの加算減算入力の方式はαと逆の符号となるβ倍をと
ればよい。【００４５】図３は本発明の回転同期トラツキングフイ
ルタとチヤンネルクロスを使つた場合の実験データであ
る。横軸に回転数を縦軸に振動振幅を示している。同図
でＯＮとは本発明の図１の動作をさせた時のものであ
る。ＯＦＦとはチヤンネルクロスを切つた時（α＝０に
相当）のものである。ＯＮにすることにより振動振幅は
著しく低下し、ＯＦＦにすることにより振動振幅は元の
大きな振幅に戻つていることがわかる。【００４６】よつて、本発明の方法によれば、図８に示
されるような曲げモードの共振振幅も、適当な減衰が与
えられることになり、一点破線のような小さな共振振幅
で危険速度を通過させることが可能となる。【００４７】【発明の効果】本発明によれば次のような効果が達成で
きる。【００４８】（イ）新たな微分回路の増設を必要とせ
ず、チヤンネルのクロスのみでよく部品点数が少なくて
すむ。【００４９】（ロ）共振点通過時の前向き振動に対する
減衰力が向上できるので、不つりあい振動に対して小さ
な共振振幅で通過できる。【００５０】（ハ）ロータのバランス精度が多少悪くて
も共振点通過が可能となるので、バランス作業が簡略化
される。【００５１】Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a magnetic levitation type rotor control device supported by electromagnetic bearings, and particularly to a resonance amplitude which is small with respect to unbalanced vibration of the rotor. The present invention relates to an electromagnetic bearing control device suitable for holding down. 2. Description of the Related Art In the conventional example in which the rotor is regarded as a rigid body and the co-vibration is suppressed from the viewpoint of the gyro effect, (a), "Optimal design of 5-DOF magnetic bearing control system" is given. (Third report) -Structure of control system in consideration of unbalance- "Takeshi Mizuno, et al. , "Optimal Design of 5 DOF Magnetic Bearing Control System (6th Report) -Basic Experiment of Unbalance Compensation-" Takeshi Mizuno, et al. (Proceedings of the 22nd Meeting of the Society of Instrument and Control Engineers)
09 (pages 539 and 540)), and (c), "Optimal Design of Magnetic Bearing Control System with Five Degrees of Freedom (7th Report) -Unbalance Compensation Method Using Rotational Synchronization Signal-" Takeshi Mizuno, et al. (Japan Automobile Control Society, 28th Annual Conference on System and Control Research Presentation H4 (pages 157 and 158)), and (d), Japanese Patent Laid-Open No. 58217/1983. (I)~
(D) is a concept of using the gyro effect and centering of the center of gravity, and there is no viewpoint of controlling any one point of the rotor in whirling motion. Here, a conventional example of controlling one arbitrary point of the rotor will be described below. An outline of the configuration of a rotary machine supported by an electromagnetic bearing having an attraction type electromagnet as a bearing is as shown in FIG. 4, and firstly, it will be described one-dimensionally in the X-axis direction. The coil 2 of the electromagnet is arranged on the left and right with respect to the rotor 1. When the rotor 1 is displaced to the right in this state, the control current i flows through the electromagnet coil 2 on the left side, and the attraction force acts so that the rotor 1 is displaced to the left side. On the contrary, when the rotor is displaced to the left side, the control current i flows through the electromagnet coil 2 on the right side, and the attractive force acts. In this way, according to the displacement of the rotor 1 to the left and right, the control current i is passed through the electromagnet coil 2 on the opposite side, and the attraction force of the control current i servo-controls the rotor 1 so that it is positioned at the center position. At least one displacement sensor 3 is required to detect the lateral displacement of the rotor 1. As the displacement sensor 3, a non-contact type such as an induction coil type, a capacitive type or an optical type is often used. The displacement signal x detected by the displacement sensor 3 is input to the control circuit 4, and the control voltage v is determined according to the left / right deviation from the center position of the rotor 1, and the power amplifier 5 for the left and right electromagnet coils is determined. Is input to the coil 2, and a control current i corresponding to the current is input to the coil 2. The control voltage v is passed to the left and right power amplifiers 5 so that the attraction force of the electromagnet causes the centripetal action of the rotor. As described above, in the configuration of the servo circuit for controlling the position of the rotor 1, one displacement sensor 1, two electromagnet coils 2 and power amplifiers 5 on the left and right, and one control circuit 4 are provided in the X direction. It becomes the composition of the individual. Generally, as shown in FIG. 5, for the position control by the magnetic bearing of the rotor 1, X
Two-dimensional position control in the direction and Y direction. Therefore, the servo circuits having the same specifications are arranged in two lines for the X direction and the Y direction. [0006] Next, the characteristics of the vibration of the rotating shaft will be described. FIG. 6 is often used to explain the unbalanced vibration. It is assumed that the axial center Or of the rotor 1 is at a displacement of x and y as viewed from the space fixed coordinate O-XY axis system. The eccentricity of the rotation seat table Or -Xr Yr the center of gravity G of the rotor 1 as seen from the shaft system fixed to the rotor 1 as epsilon, its Xr,
The components in the Yr direction are εx and εy. When the rotation speed of the rotor 1 is denoted by ω, the opening angle between the OX axis and the Or Xr axis is the rotation angle ωt (t is time). Under such a symbol, the force acting on the rotor 1 due to imbalance is given by the following equation, where m is the mass of the rotor. Is. If this is displayed on the complex plane of F = Fx + iFy (i: imaginary unit), then Is a force that rotates in the same direction as the rotor rotation, that is, a forward force. On the other hand, the vibration of the rotor 1 is detected from the X direction and the Y direction, and the frequency thereof corresponds to the rotation speed ω, and therefore, it is expressed as follows. (Equation 3) The amplitudes in the X and Y directions are ax,
ay, and the phase delays seen from the rotation angle are θx and θy. This is represented by a complex plane as in the previous case, and the locus of its axis is an elliptical orbit as shown in FIG. Here, since θy −θx <180 °, the direction of the orbit is forward as shown by the arrow like the rotation direction ω. When the supporting rigidity by the electromagnet through the servo control circuit in the X direction is equal to that in the Y direction, that is, X
When the bearing support rigidity in the Y and Y directions is set to be isotropic, the vibration amplitudes in the X and Y directions are equal. Moreover, the phase difference between them is 90 °, and the X-direction vibration leads the Y-direction vibration by 90 °. This can be expressed by the following formula. [Equation 4] The unbalanced force acting on the rotor is [Equation 2]
As a result, the bearing characteristic that isotropic in the X and Y directions, and the characteristics of the bearing that receives it is isotropic, is a natural consequence. The expression of the rotor vibration at this time is as follows. (Equation 5) When this is similarly seen as a locus of the rotor bearing on a complex plane, it becomes a circular motion as shown in FIG. The direction of the orbit is forward because it is the same as the rotation speed ω. As described above, the rotor vibration has a circular motion when the bearing support rigidity is the same, and has an elliptical orbit when there is anisotropy. The direction of the orbit is the same as the rotation of the rotor and is forward. Therefore, when the complex displacement Z is introduced and expressed in a complex number form, (Equation 7) (Equation 8) However, a, af , ab are complex numbers | af |> | ab | that represent complex amplitudes. In the case of supporting an electromagnetic bearing, in general, there may be anisotropy at low speed rotation, but as the speed becomes higher, the property becomes more isotropic. An example of an unbalanced vibration response curve is shown in FIG. The two vibration amplitude peaks at the lower rotational speed are the resonance points of the rotor rigid body mode. The third peak of the vibration amplitude is the resonance point of the bending mode of the rotor. In a normal magnetic bearing supporting rotor, the amplitude of the resonance point of the low-speed rigid body mode can be suppressed and passed by adjusting the proportional operation, the derivative operation, and the integral operation of the servo control circuit.
However, at the resonance point of the bending mode of high-speed rotation, the damping force is insufficient, so that it must pass sharply and with a large amplitude. Rather, by skillfully adjusting the servo control circuit, even if the resonance amplitude of the rigid body mode can be suppressed to a small value, the resonance amplitude of the bending mode cannot be suppressed, and the operation cannot exceed the rotational speed at the bending mode resonance point. It is normal. Japanese Patent Laid-Open No. 52-93853 discloses in detail a servo control circuit that suppresses the resonance amplitude at the resonance point of such an electromagnetic bearing type rotor and passes it. In order to understand this patent, the principle of a known rotational speed synchronizing tracking filter and a method of controlling high damping imparting using the same will be described in stages. General characteristics of rotor vibration when rotating in a high-speed rotation range will be described with reference to FIG. It is assumed that the rotation is near the bending mode resonance point in FIG. The main component of the rotor vibration at this time is the forward vibration that is synchronized with the rotation speed due to imbalance, and in addition, fluctuation vibration of the rotor occurs due to external force such as shaking of the casing. The fluctuation vibration is close to the natural frequency of the rigid body mode and has a lower frequency than the rotation speed. Therefore, the rotor vibration Z is in a complex form, and [Formula 7] is diverted to [Formula 9] And multiply. Input this and only the rotation speed synchronization component [Equation 10] The principle of the tracking filter for outputting is shown in FIG. By multiplying the input signal by A defined by [Equation 23], conversion into a rotating coordinate system is performed. That is, Therefore, the rotation speed synchronizing component a becomes a DC component in the signal Z1 of the rotating coordinate system. Further, as seen in the first term of the above equation, what appears to be a low frequencyin the stationary coordinate system Zin is transferred to a high frequency component in the rotating coordinate system Z1 . Here, a low-pass filter is passed through in order to extract the DC component a synchronized with the rotation speed. The output is Z2
Then, Is. The cutoff frequency of the low-pass filter is smaller than the rotation speed. It is set to the normal number of HZ or less 0.1HZ position. The gain of this low-pass filter is 1. Next, in order to inversely transform the signal Z2 of the rotating coordinate system into the stationary coordinate system, B defined by [Equation 23] is applied. As a result, as shown in [Equation 10], the input signal Zin
Output signal Zout that extracts only the rotational speed synchronization component from the
obtain. This is the principle of the rotational speed synchronization component filter. A tracking filter is called when it follows the change of the rotation speed ω. B defined by [Equation 23] is achieved by a method of performing matrix calculation of a cos or sin function synchronized with the rotation speed. FIG. 10 is a diagram in which this mathematical principle is replaced with a circuit expression. In FIG. 7, reference numeral 9 is a circuit for generating sin and cos waveforms which are synchronized with the rotation pulse input. Input xin , yin (Zin = xin
Matrix operation T is performed on + iyin ) to obtain x1 and y1 (Z1 = x1 + iy1 ). (Equation 13) As a result, x2 , y2 (Z2 = x2 + iy2 ) are obtained independently through a low-pass filter for x1 and y1 . Further, an inverse transform of T is performed on this signal, and xout and y
Out (Zout = xout + iyout ) is calculated. [Equation 14] In this way, only the rotation synchronizing component can be extracted from the x displacement signal and the y displacement signal by the actual electronic circuit. Next, a method of reducing the resonance amplitude described in Japanese Patent Laid-Open No. 52-93853 using this rotational speed synchronizing tracking filter circuit will be described with reference to FIG. It is assumed that the rotor displacements in the X and Y directions can be detected as x and y. When the displacement signals x and y are input to (circuit 6) Dx and Dy , respectively, ax + bx ′ and ay + by ′ are output, which is a proportional differentiation type circuit (dash display is differentiation). Then, the derived signal ax + bx ′ in the X direction and the derived signal ay + by ′ in the Y direction thus derived are input to the rotational speed synchronizing tracking filter 7. The first processing of the tracking filter is as follows. Is a conversion to a rotating coordinate system by. By the second processing, the signals of x2 and y2 are obtained from the low-pass filter with gain K (corresponding to narrow band integration operation). This second process is individually filtered in the X and Y directions. Then, by the third processing, the inverse transformation to the stationary coordinate system is again performed. Gives output signals x0 and y0 . This output signal x
0 and Y0 correspond to those of the vibration waveforms of the input signals x and y in which only the component synchronized with the rotation speed is extracted. Then, by adjusting the magnitude of the coefficients a and b of the supply circuit 6 or the magnitude of the gain K of the low-pass filter, x and y
It is possible to provide a phase lead operation of the rotation speed synchronization component of That is, a damping action of the resonance amplitude can be given. In the critical frequency attenuator shown in FIG. 11, for example, an x displacement signal is input to the control circuit 4 in order to reduce the resonance amplitude in the X direction, and at the same time, the rotation synchronization component is selected from the X displacement signal. The x0 signal obtained by extracting only the signal is also used for servo control. The same is true based on the Y direction. By using the x0 signal and the y0 signal for servo control, the coefficients a and b and the gain K for the rotation speed synchronizing component are used.
The phase advance characteristic can be provided by adjusting the. As a result, a damping action is given to the rotor, and the resonance amplitude as shown in FIG. 8 can also be passed with a small amplitude as indicated by the broken line. However, in such a control system, the circuit 6
Displacement signal by the differential circuit shown in Dx or Dy
The drawback is that the speed signal (x ', y') must be generated from (x, y) and the circuit becomes complicated. The essence of this system is to generate velocity signals x'and y'from the detected displacement signals x and y through a differentiating circuit,
The displacement signal and the speed signal are passed through the rotation speed synchronizing tracking filter 7. Then, only the rotation-synchronous components of the displacement and the speed are extracted to try to control only the unbalanced vibration in synchronization with the rotation speed. The rigidity of the bearing can be adjusted by the magnitude of the displacement component, and the damping of the bearing can be adjusted by the magnitude of the velocity component. An object of the present invention is to provide a control device for an electromagnetic bearing which reduces the resonance amplitude of unbalanced vibrations synchronized with the rotation speed. [Means and Actions for Solving the Problems] It is known that a rotor supported by a slide bearing causes self-excited vibration called an oil whip. Consider this cause. The reaction of the oil film in the slide bearing is expressed as follows with respect to the displacement and speed of the rotor. [Equation 17] However, Fx , Fy ; Bearing reaction force in the X direction and Y direction kij (i, j = x, y): Oil film elastic constant cij (i, j = x, y) of the sliding bearing: Oil film damping constant of plain bearings [Conceptuallyspeaking , kxx , kyy or c
xy andcyx act as bearing rigidity. Further, since cxx and cyy act as bearing damping, they act to stabilize the rotor. By the way, kxy and kyx represent cross terms in the X direction and the Y direction, and cause a destabilizing effect on rotor vibration. In particular, at rotational speeds where kxy <0 and kyx <0, this causes the forward unstable vibration called an oil whip to occur in the rotor. That is, the stability is lowered with respect to the forward natural frequency, and the damping action is weakened. Since the plain bearing is a passive element, this sign cannot be changed. However, in the electromagnetic bearing, it is possible to reverse this sign depending on the structure of the electronic circuit. That is, if the channels of the X-direction control circuit and the Y-direction control circuit are crossed so that kxy <0 and kyx > 0, the stability with respect to the forward natural frequency can be improved. In addition, it is undeniable that such channel crossing reduces the stability with respect to backward natural frequencies that exist at the same time. Therefore, by using the above-described rotation-synchronous tracking filter in combination, the stability can be improved only with respect to the forward natural frequency in the vicinity of the resonance point. At this time, the stability with respect to the backward natural frequency does not change and does not decrease. In this way, the combined use of the channel cross and the rotation-synchronized tracking filter achieves an improvement in natural frequency stability of only the forward component, that is, an improvement in damping. The unbalanced vibration is a forward force, and the resonance peak of the unbalanced vibration caused by this force can be suppressed to a smaller resonance amplitude as the damping of the forward natural frequency is increased. [Embodiment] An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The displacement signal x, which is obtained by detecting the rotor displacement in the X direction, is input to the control circuit 4, and the calculation result is input to the power amplifier 5 so that a control current flows through the electromagnet coil 2. The same applies to the Y direction. As shown in FIG. 5, such a structure is a basic structure of a servo control system using an electromagnetic bearing. The detected displacement signals x and y are input to the tracking filter 7 of the rotation synchronizing component, and only the internal rotation synchronizing components xN and yN of the displacement vibration component of the rotor are extracted. When the bearing is isotropic, as shown in [Equation 7],
The unbalanced vibration ZN = xN + iyN is as follows: Becomes That is, Is. What should be noted here is The relationship is established. This is related to the fact that the unbalanced vibration becomes a circular orbit as shown in FIG. 7 and proceeds in the same direction as the rotation from the X axis to the Y axis. In such a circular orbit, the vibration 90 ° before the x vibration is predicted to be -y vibration, and y
The vibration 90 ° before the shaft movement is predicted as + x vibration. Since this prediction means a differential operation, the above equation physically agrees. [0040] Since if attention only to unbalance vibration component [Equation 20] is satisfied, each differential signal y'N and -x the output signal xN and yN of the tracking filter 7
'May if you look at theN. Therefore, in order to give a damping action in the Y direction, the xN signal is multiplied by α and added to the Y direction channel. On the other hand, in order to provide the damping action in the X direction, the yN signal is multiplied by −α and added to the X direction channel. In FIG. 1, -α times the subtraction input in the X direction. In this way, by inputting addition and subtraction with the channel cross, the reaction force to the rotational speed synchronization component is [Equation 22] (Equation 23) Will be expressed as This means that kxy <0 and kyx >
This is equivalent to setting to 0. Therefore, the purpose of improving the damping property of the rotor against the forward vibration is achieved. Note that [Equation 23] is the defining equation of A and B described above. The larger the coefficient 2 when the addition / subtraction input is made in the channel cross is, the better. However, there is a restriction for preventing saturation of the electronic circuit, and the gain of α may be adjusted so that the resonance amplitude becomes appropriate. In general, FIG. 2 shows a circuit configuration in the case where an unbalanced vibration such as the elliptical orbit of FIG. 7 or [FIG. 8] occurs because the bearing characteristics are anisotropic. In this case, the method of suppressing the forwardaf B (B is defined in [Equation 23]) vibration of [Equation 8] is the same as that in FIG. 1 described above. The method of suppressing the vibration component of the backward component ab A (where A is defined in [Equation 23]) may be the reverse of the process for the forward direction. The tracking filter has a reverse rotation speed synchronizing filter 8, and the addition / subtraction input method of the channel cross of the output of the tracking filter 8 may be β times the sign opposite to α. FIG. 3 shows experimental data when the rotary synchronous tracking filter and the channel cloth of the present invention are used. The horizontal axis represents the rotation speed and the vertical axis represents the vibration amplitude. In the figure, “ON” means that the operation of FIG. 1 of the present invention is performed. OFF is when the channel cross is cut off (corresponding to α = 0). It can be seen that the vibration amplitude is remarkably reduced by turning on, and the vibration amplitude is returned to the original large amplitude by turning off. Therefore, according to the method of the present invention, the resonance amplitude of the bending mode as shown in FIG. 8 is also appropriately damped, and the critical speed is reduced with a small resonance amplitude such as the one-dot chain line. It is possible to pass it. According to the present invention, the following effects can be achieved. (A) It is not necessary to add a new differentiating circuit, and only the channel cross is sufficient, and the number of parts is small. (B) Since the damping force for the forward vibration when passing through the resonance point can be improved, the unbalanced vibration can be passed with a small resonance amplitude. (C) Since the resonance point can be passed even if the rotor balance accuracy is somewhat poor, the balance work can be simplified. [0051]
【図面の簡単な説明】【図１】本発明のサーボ制御方式の実施例を示すブロツ
ク図である。【図２】異方性支持特性の場合の本発明に基づくサーボ
制御方式のブロツク図である。【図３】本発明の試験データ特性線図である。【図４】電磁軸受のサーボ制御動作を説明する図であ
る。【図５】電磁軸受支持ロータのサーボ回路構成図であ
る。【図６】ロータ変位と不つりあいを示す力学モデル図で
ある。【図７】不つりあい振動のロータ軸心ふれまわり軌跡図
である。【図８】不つりあい振動応答曲線図である。【図９】回転数同期フイルタの原理説明図である。【図１０】回転数同期トラツキングフイルタ回路構成図
である。【図１１】従来の臨界周波数減衰装置のブロツク図であ
る。【符号の説明】１ ロータ２ 電磁石コイル３ 変位検出器４ 制御回路５ パワアンプ６ 比例微分回路７ 回転数同期トラツキングフイルタ８ 逆回転数同期トラツキングフイルタ９ 回転同期ｓｉｎ，ｃｏｓ波形発生器BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a servo control system of the present invention. FIG. 2 is a block diagram of a servo control method according to the present invention in the case of anisotropic supporting characteristics. FIG. 3 is a test data characteristic diagram of the present invention. FIG. 4 is a diagram illustrating a servo control operation of an electromagnetic bearing. FIG. 5 is a servo circuit configuration diagram of an electromagnetic bearing supporting rotor. FIG. 6 is a mechanical model diagram showing rotor displacement and unbalance. FIG. 7 is a locus diagram of a rotor shaft center whirling trace of unbalanced vibration. FIG. 8 is an unbalanced vibration response curve diagram. FIG. 9 is a diagram illustrating the principle of a rotation speed synchronization filter. FIG. 10 is a rotation speed synchronizing tracking filter circuit configuration diagram. FIG. 11 is a block diagram of a conventional critical frequency attenuator. [Explanation of reference numerals] 1 rotor 2 electromagnet coil 3 displacement detector 4 control circuit 5 power amplifier 6 proportional differentiating circuit 7 rotational speed synchronous tracking filter 8 reverse rotational speed synchronous tracking filter 9 rotational synchronous sin, cos waveform generator
─────────────────────────────────────────────────────フロントページの続き (72)発明者 菅谷 豊美 茨城県土浦市神立町502番地 株式会社 日立製作所機械研究所内 (56)参考文献 特開 昭52−93853（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−81217（ＪＰ，Ａ) ─────────────────────────────────────────────────── ───Continued front page (72) Inventor Toyomi Sugaya 502 Kandamachi, Tsuchiura City, Ibaraki Prefecture Co., Ltd. Hitachi Mechanical Research Laboratory (56) References JP-A-52-93853 (JP, A) JP-A-58-81217 (JP, A)