JP2024154500A

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Publication number: JP2024154500A
Application number: JP2023068323A
Authority: JP
Inventors: 泰博藤井; Yasuhiro Fujii
Original assignee: Nichicon Corp
Current assignee: Nichicon Corp
Priority date: 2023-04-19
Filing date: 2023-04-19
Publication date: 2024-10-31

Abstract

To provide a power source device including a load switch, and capable of reducing cost.SOLUTION: In a power source device 1, a secondary winding t2 of a transformer T is connected in parallel to a serial circuit X including a current limiting part (inductor L1, diode L1) that limits current generated based on induction voltage of the secondary winding t2 and a capacitor C1. In the serial circuit X, the current limiting part exists on a side where the secondary winding t2 starts winding, and the capacitor C1 exists on a side where the winding of the secondary winding t2 ends. At a middle point between the current limiting part and a capacitor C2, a diode D2 is connected. Charges accumulated in the capacitor C1 through the current limiting part are supplied to an NPN type transistor Q1 functioning as a load switch through the diode D2.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

Translated fromJapanese

本発明は、ＮＰＮ型トランジスタからなるロードスイッチを備えた電源装置に関する。The present invention relates to a power supply device equipped with a load switch consisting of an NPN transistor.

特許文献１の図４には、ＮＰＮ型トランジスタである整流用ＭＯＳ-ＦＥＴ(51)をロードスイッチとして用いた電源装置が開示されている。当該電源装置の動作の際に、主制御回路(8)内の駆動信号発生回路(10)から高電圧(Ｈ)レベルの主駆動信号(VG1)が出力されると、主ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)がオフからオンに切り換えられて、トランス(2)にエネルギが蓄積され、主ＭＯＳ-ＦＥＴ(3)に流れる電流(IQ1)が直線的に増加する。一方、トランス(2)の２次巻線(2b)には、負極性の電圧が誘起されて、同期整流制御回路(52)内の極性検出用比較器(54)から図５に示す低電圧(Ｌ)レベルの同期制御信号(VSC)が出力され、パルス幅延長回路(55)内のＲＳフリップフロップ(65)のセット端子(S)に付与される。これと同時に、パルス幅延長回路(55)内の放電用ＭＯＳ-ＦＥＴ(63)のゲートに低電圧(Ｌ)レベルの同期制御信号(VSC)が付与され、放電用ＭＯＳ-ＦＥＴ(63)がオフに保持される。このとき、パルス幅延長回路(55)内のタイマ用コンデンサ(62)の電圧(VC5)は、駆動用電源(VCC2)から定電流回路(61)を通してタイマ用コンデンサ(62)に流れる一定の充電電流により、三角波発振回路(56)の三角波信号(VOS)の電圧よりも高い電圧に保持される。このため、変調用比較器(64)からＲＳフリップフロップ(65)のリセット端子(R)に高電圧(Ｈ)レベルのリセット信号(VCP4)が付与されて、ＲＳフリップフロップ(65)がリセット状態に保持される。これにより、ＲＳフリップフロップ(65)から整流用ＭＯＳ-ＦＥＴ(51)のゲートに低電圧(Ｌ)レベルの同期駆動信号(VG2)が付与され、整流用ＭＯＳ-ＦＥＴ(51)がオフに保持される。Figure 4 of Patent Document 1 discloses a power supply device that uses a rectifier MOS-FET (51), which is an NPN-type transistor, as a load switch. When the power supply device is in operation, a high-voltage (H) level main drive signal (VG1) is output from the drive signal generating circuit (10) in the main control circuit (8), the main MOS-FET (3) is switched from off to on, energy is stored in the transformer (2), and the current (IQ1) flowing through the main MOS-FET (3) increases linearly. Meanwhile, a negative voltage is induced in the secondary winding (2b) of the transformer (2), and a low-voltage (L) level synchronous control signal (VSC) shown in Figure 5 is output from the polarity detection comparator (54) in the synchronous rectification control circuit (52) and applied to the set terminal (S) of the RS flip-flop (65) in the pulse width stretching circuit (55). At the same time, a low-voltage (L) level synchronous control signal (VSC) is applied to the gate of the discharge MOSFET (63) in the pulse width stretching circuit (55), and the discharge MOSFET (63) is held off. At this time, the voltage (VC5) of the timer capacitor (62) in the pulse width stretching circuit (55) is held at a voltage higher than the voltage of the triangular wave signal (VOS) of the triangular wave oscillator circuit (56) by a constant charging current flowing from the drive power supply (VCC2) through the constant current circuit (61) to the timer capacitor (62). As a result, a high-voltage (H) level reset signal (VCP4) is applied from the modulation comparator (64) to the reset terminal (R) of the RS flip-flop (65), and the RS flip-flop (65) is held in a reset state. As a result, a synchronous drive signal (VG2) of low voltage (L) level is applied from the RS flip-flop (65) to the gate of the rectifier MOSFET (51), and the rectifier MOSFET (51) is held off.

特開２００８－３１２３９９号公報JP 2008-312399 A

特許文献１の図４に記載の電源装置においては、ＮＰＮ型トランジスタである整流用ＭＯＳ-ＦＥＴ(51)を駆動させるため、駆動用電源(VCC2)が設けられている。この場合、構成要素として駆動用電源(VCC2)となるため、コストアップが問題になり得る。また、特許文献１の図１に記載の電源装置でも、比較器(60)等を動作させるために、図示しない駆動用電源が必要となり、同様の問題が発生する。In the power supply device shown in FIG. 4 of Patent Document 1, a drive power supply (VCC2) is provided to drive the rectifier MOS-FET (51), which is an NPN-type transistor. In this case, the drive power supply (VCC2) is a component, which can lead to increased costs. Also, the power supply device shown in FIG. 1 of Patent Document 1 requires a drive power supply (not shown) to operate the comparator (60) and other components, which can lead to similar problems.

駆動用電源を設ける代わりに、トランスの２次巻線(2b)を巻き上げることで、整流用ＭＯＳ-ＦＥＴ(51)の駆動用電圧を確保することも考えられる。しかしながら、２次巻線(2b)を巻き上げるためには、巻線を絡げるためのピンが必要となり、巻き上げる作業工程も追加される。したがって、この場合もコストアップを回避することは困難である。Instead of providing a drive power supply, it is also possible to secure the drive voltage for the rectifier MOSFET (51) by winding the secondary winding (2b) of the transformer. However, winding the secondary winding (2b) requires a pin for winding the winding, and an additional winding process is required. Therefore, in this case too, it is difficult to avoid an increase in costs.

また、ロードスイッチとしてＮＰＮ型トランジスタではなくＰＮＰ型トランジスタを用いることで、駆動用電圧の確保を不要とし、コストアップを抑制することも考えられる。しかしながら、ＰＮＰ型トランジスタは、ＮＰＮ型トランジスタに比べて一般に部品コストが高いため、この場合もコストアップを回避することは困難である。In addition, by using PNP transistors instead of NPN transistors as load switches, it is possible to eliminate the need to secure a drive voltage and suppress cost increases. However, PNP transistors generally have higher component costs than NPN transistors, so it is difficult to avoid cost increases in this case as well.

本発明の目的は、ロードスイッチを備えかつ低コスト化を実現可能な電源装置を提供することである。The object of the present invention is to provide a power supply device that is equipped with a load switch and can achieve low cost.

本発明の電源装置は、フライバック方式の電源装置において、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、前記一次巻線に接続されたスイッチング回路と、前記二次巻線に接続され、前記スイッチング回路のスイッチングにより前記二次巻線に発生した誘起電圧を直流化する直流化回路と、前記直流化回路と負荷の間に介装された、ＮＰＮ型トランジスタからなるロードスイッチと、前記誘起電圧に基づき発生した電流を制限する電流制限部と、前記電流制限部で制限された電流により充電される第１コンデンサと、前記第１コンデンサに充電された充電電圧を前記ロードスイッチの制御端子に印加する電圧印加部とを備えたことを特徴とする。The power supply device of the present invention is a flyback type power supply device, characterized in that it comprises a transformer having a primary winding and a secondary winding, a switching circuit connected to the primary winding, a DC circuit connected to the secondary winding and converting an induced voltage generated in the secondary winding by switching of the switching circuit into a DC current, a load switch consisting of an NPN transistor interposed between the DC circuit and a load, a current limiting unit that limits a current generated based on the induced voltage, a first capacitor that is charged by the current limited by the current limiting unit, and a voltage application unit that applies the charging voltage charged in the first capacitor to a control terminal of the load switch.

本発明によれば、ロードスイッチとしてＮＰＮ型トランジスタを用いることで、ロードスイッチとしてＰＮＰ型トランジスタを用いる場合に比べ、コストアップを抑制できる。また、駆動用電源を設けたり、トランスの二次巻線をロードスイッチ用に巻き上げたりする必要がなく、駆動用電源を設けることや二次巻線を巻き上げることに伴うコストアップを抑制できる。したがって、本発明によれば、ロードスイッチを備えかつ低コスト化を実現可能な電源装置を提供することができる。According to the present invention, by using an NPN transistor as the load switch, it is possible to suppress the increase in cost compared to the case of using a PNP transistor as the load switch. In addition, there is no need to provide a drive power supply or wind up the secondary winding of the transformer for the load switch, and the increase in cost associated with providing a drive power supply or winding up the secondary winding can be suppressed. Therefore, according to the present invention, it is possible to provide a power supply device that is equipped with a load switch and can achieve low cost.

本発明の一実施形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention.図１の電源装置の動作時における各部の電圧波形を示す図である。2 is a diagram showing voltage waveforms at various parts during operation of the power supply device of FIG. 1;

本発明の一実施形態に係る電源装置１は、図１に示すように、トランスＴと、トランスＴの一次側に設けられたフィルタ回路１０、一次側整流平滑回路２０およびスイッチング回路３０と、トランスＴの二次側に設けられた二次側整流平滑回路４０、ロードスイッチ回路５０および出力制御回路６０とで構成された、フライバック方式のスイッチング電源装置である。As shown in FIG. 1, the power supply device 1 according to one embodiment of the present invention is a flyback type switching power supply device that is composed of a transformer T, afilter circuit 10, a primary side rectifying andsmoothing circuit 20, and aswitching circuit 30 provided on the primary side of the transformer T, and a secondary side rectifying andsmoothing circuit 40, aload switch circuit 50, and anoutput control circuit 60 provided on the secondary side of the transformer T.

フィルタ回路１０は、入力端子に接続されている。入力端子には、商用交流系統等の交流電源（図示略）が接続される。フィルタ回路１０は、入力端子に入力された交流電圧に重畳されるノイズを除去する。フィルタ回路１０を介して入力された交流電圧は一次側整流平滑回路２０により整流平滑され、整流平滑後の電圧がスイッチング回路３０に入力される。スイッチング回路３０は、トランスＴの一次巻線ｔ１に接続され、スイッチング回路３０のスイッチング動作により、トランスＴの二次巻線ｔ２にスイッチングされた電圧を誘起する。二次巻線ｔ２に誘起された電圧は、二次側整流平滑回路４０（本発明の「直流化回路」に相当）により直流化（整流平滑）される。整流平滑後の電圧がロードスイッチ回路５０を介して出力端子Ｏｕｔ１に出力可能とされるととともに、出力端子Ｏｕｔ２に出力される。出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２には、例えばモータ、ＡＶ機器、ポータブル機器等の負荷（図示略）が接続される。なお、スイッチング回路３０は、出力電圧フィードバック回路（図示略）を通じて出力電圧の大きさに応じてスイッチング回路３０（スイッチング回路３０が備えるスイッチング素子）のスイッチング動作（オン／オフのタイミング）が制御される。Thefilter circuit 10 is connected to an input terminal. An AC power source (not shown) such as a commercial AC system is connected to the input terminal. Thefilter circuit 10 removes noise superimposed on the AC voltage input to the input terminal. The AC voltage input through thefilter circuit 10 is rectified and smoothed by the primary side rectifying and smoothingcircuit 20, and the rectified and smoothed voltage is input to theswitching circuit 30. Theswitching circuit 30 is connected to the primary winding t1 of the transformer T, and the switching operation of theswitching circuit 30 induces a switched voltage in the secondary winding t2 of the transformer T. The voltage induced in the secondary winding t2 is converted to DC (rectified and smoothed) by the secondary side rectifying and smoothing circuit 40 (corresponding to the "DC circuit" of the present invention). The rectified and smoothed voltage is made outputtable to the output terminal Out1 via theload switch circuit 50, and is output to the output terminal Out2. A load (not shown) such as a motor, AV equipment, or portable equipment is connected to the output terminals Out1 and Out2. In addition, the switching operation (on/off timing) of the switching circuit 30 (the switching element provided in the switching circuit 30) is controlled according to the magnitude of the output voltage through an output voltage feedback circuit (not shown).

ロードスイッチ回路５０は、トランジスタＱ１を備えている。出力制御回路６０に入力される外部信号に応じてトランジスタＱ１がオン／オフ制御されることで、出力端子Ｏｕｔ１への電圧出力のオン／オフの切り替えが行われる。トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型トランジスタであり、出力端子Ｏｕｔ１に接続された負荷への電源供給のオン／オフ切り替えを行うロードスイッチとして機能する。トランジスタＱ１の電流路は、二次側整流平滑回路４０と出力端子Ｏｕｔ１（負荷）との間に介装されている。トランジスタＱ１は、ＮＰＮ型ＦＥＴ（Ｎチャネル型ＦＥＴ）からなる。Theload switch circuit 50 includes a transistor Q1. The transistor Q1 is controlled to be turned on/off in response to an external signal input to theoutput control circuit 60, thereby switching the voltage output to the output terminal Out1 on/off. The transistor Q1 is an NPN-type transistor, and functions as a load switch that switches on/off the power supply to the load connected to the output terminal Out1. The current path of the transistor Q1 is interposed between the secondary side rectifying and smoothingcircuit 40 and the output terminal Out1 (load). The transistor Q1 is an NPN-type FET (N-channel FET).

トランスＴの二次巻線ｔ２には、インダクタＬ１、ダイオードＤ１（本発明の「第１ダイオード」に相当）およびコンデンサＣ１（本発明の「第１コンデンサ」に相当）が直列接続された直列回路Ｘが並列に接続される。当該直列回路Ｘにおいて、インダクタＬ１およびダイオードＤ１は二次巻線ｔ２の巻き始め側に位置し、コンデンサＣ１は二次巻線ｔ２の巻き終わり側に位置している。インダクタＬ１とダイオードＤ１は、二次巻線ｔ２の誘起電圧に基づき発生した電流を制限する、本発明の「電流制限部」として機能する。そして、電流制限部で制限された電流によりコンデンサＣ１が充電される。また、本実施形態では、インダクタＬ１がダイオードＤ１よりも二次巻線ｔ２の巻き始め側に位置し、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間にダイオードＤ１が配置されている。インダクタＬ１およびダイオードＤ１の直列部と、コンデンサＣ１との中間点（本実施形態ではダイオードＤ１とコンデンサＣ１との接続点）とは、ダイオードＤ２のアノードに接続されている。A series circuit X in which an inductor L1, a diode D1 (corresponding to the "first diode" of the present invention) and a capacitor C1 (corresponding to the "first capacitor" of the present invention) are connected in series is connected in parallel to the secondary winding t2 of the transformer T. In the series circuit X, the inductor L1 and the diode D1 are located at the start of the winding of the secondary winding t2, and the capacitor C1 is located at the end of the winding of the secondary winding t2. The inductor L1 and the diode D1 function as the "current limiting section" of the present invention, which limits the current generated based on the induced voltage of the secondary winding t2. The capacitor C1 is charged by the current limited by the current limiting section. In this embodiment, the inductor L1 is located closer to the start of the winding of the secondary winding t2 than the diode D1, and the diode D1 is disposed between the inductor L1 and the capacitor C1. The midpoint between the series section of the inductor L1 and the diode D1 and the capacitor C1 (the connection point between the diode D1 and the capacitor C1 in this embodiment) is connected to the anode of the diode D2.

インダクタＬ１は、一方端が二次巻線ｔ２の巻き始め側に接続され、他方端がダイオードＤ１のアノードに接続されている。コンデンサＣ１は、一方端がダイオードＤ１のカソードに接続され、他方端が二次巻線ｔ２の巻き終わり側に接続されるとともに二次側整流平滑回路４０を構成するダイオードＤ３のアノードに接続されている。One end of the inductor L1 is connected to the start of the secondary winding t2, and the other end is connected to the anode of the diode D1.One end of the capacitor C1 is connected to the cathode of the diode D1, and the other end is connected to the end of the secondary winding t2 and to the anode of the diode D3 that constitutes the secondary side rectifying and smoothingcircuit 40.

ダイオードＤ３は、二次巻線ｔ２に直列に接続されており、二次巻線ｔ２と出力端子Ｏｕｔ２との間に設けられている。また、コンデンサＣ３がダイオードＤ３のカソードと二次巻線ｔ２のグランド（巻き始め側）との間に接続されている。ダイオードＤ３とコンデンサＣ３とにより、二次側整流平滑回路４０が構成される。二次側整流平滑回路４０は、スイッチング回路３０のスイッチングにより二次巻線ｔ２に発生した誘起電圧を直流化する。The diode D3 is connected in series to the secondary winding t2 and is provided between the secondary winding t2 and the output terminal Out2. In addition, the capacitor C3 is connected between the cathode of the diode D3 and the ground (winding start side) of the secondary winding t2. The diode D3 and the capacitor C3 form the secondary side rectifying and smoothingcircuit 40. The secondary side rectifying and smoothingcircuit 40 converts the induced voltage generated in the secondary winding t2 by the switching of theswitching circuit 30 into DC.

ダイオードＤ２のカソードは、トランジスタＱ１のゲート（制御端子）に接続されている。また、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ１のゲートとを繋ぐ配線と、出力端子Ｏｕｔ２に繋がる配線との間に、コンデンサＣ２（本発明の「第２コンデンサ」に相当）が接続されている。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ２を介してトランジスタＱ１のゲートに印加される電圧を平滑する。このように、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２とが、コンデンサＣ１に充電された充電電圧をトランジスタＱ１のゲートに印加する、本発明の「電圧印加部」として機能する。The cathode of diode D2 is connected to the gate (control terminal) of transistor Q1. In addition, capacitor C2 (corresponding to the "second capacitor" of the present invention) is connected between the wiring connecting the cathode of diode D2 and the gate of transistor Q1 and the wiring connected to output terminal Out2. Capacitor C2 smoothes the voltage applied to the gate of transistor Q1 via diode D2. In this way, diode D2 and capacitor C2 function as the "voltage application section" of the present invention, which applies the charging voltage charged in capacitor C1 to the gate of transistor Q1.

電源装置１は、インダクタＬ１およびダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ１に蓄えられた電荷がダイオードＤ２を介してトランジスタＱ１へ供給されるように構成されている。これにより、コンデンサＣ１の充電電圧がトランジスタＱ１のゲートに安定して供給され、トランジスタＱ１による、出力端子Ｏｕｔ１に接続された負荷への電源供給のオン／オフ切り替えを確実に行うことができる。The power supply device 1 is configured so that the charge stored in the capacitor C1 is supplied to the transistor Q1 via the diode D2 through the inductor L1 and the diode D1. This allows the charging voltage of the capacitor C1 to be stably supplied to the gate of the transistor Q1, and the transistor Q1 can reliably switch on and off the power supply to the load connected to the output terminal Out1.

具体的には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ１をロードスイッチとして用いる場合、出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２に接続された負荷への電圧供給に加え、トランジスタＱ１を駆動させるための駆動用電圧を、トランジスタＱ１に供給する必要がある。当該駆動用電圧を確保するため、駆動用電源を設けることや、二次巻線ｔ２をロードスイッチ用に巻き上げることが考えられるが、これらの場合、コストアップが問題になり得る。この点、本実施形態では、駆動用電源を設けたり二次巻線ｔ２をロードスイッチ用に巻き上げたりするのではなく、インダクタＬ１、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を含む直列回路Ｘを設け、インダクタＬ１およびダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ１に蓄えられた電荷がダイオードＤ２を介してトランジスタＱ１へ供給されるように構成している。これにより、駆動用電源を設けたり二次巻線ｔ２をロードスイッチ用に巻き上げたりしなくとも、トランジスタＱ１の駆動用電圧が確保され、トランジスタＱ１のロードスイッチとしての機能を十分に発揮させることができる。Specifically, when an NPN-type transistor Q1 is used as a load switch, in addition to supplying a voltage to the load connected to the output terminals Out1 and Out2, it is necessary to supply a driving voltage for driving the transistor Q1 to the transistor Q1. In order to secure the driving voltage, it is possible to provide a driving power supply or wind up the secondary winding t2 for the load switch, but in these cases, increased costs may become a problem. In this respect, in this embodiment, instead of providing a driving power supply or winding up the secondary winding t2 for the load switch, a series circuit X including an inductor L1, a diode D1, and a capacitor C1 is provided, and the charge stored in the capacitor C1 through the inductor L1 and the diode D1 is supplied to the transistor Q1 via the diode D2. As a result, the driving voltage of the transistor Q1 is secured without providing a driving power supply or winding up the secondary winding t2 for the load switch, and the transistor Q1 can fully function as a load switch.

図２は、図１に示す電源装置１を動作させたときの各部の電圧波形を示す。波形Ｗ１は、ダイオードＤ２のアノードと、二次巻線ｔ２のグランド（巻き始め側）間の電圧（すなわち、インダクタＬ１およびダイオードＤ１を通ってコンデンサ１２に蓄えられた充電電圧）を示す。波形Ｗ２は、ダイオードＤ３のアノードと、二次巻線ｔ２のグランド（巻き始め側）間の電圧（すなわち、二次巻線ｔ２の両端の電圧）を示す。波形Ｗ３は、ダイオードＤ２のカソードと、二次巻線ｔ２のグランド（巻き始め側）間の電圧（すなわち、トランジスタＱ１のゲートへ供給される電圧）を示す。Figure 2 shows the voltage waveforms of each part when the power supply device 1 shown in Figure 1 is operated. Waveform W1 shows the voltage between the anode of diode D2 and the ground (winding start side) of the secondary winding t2 (i.e., the charging voltage stored in capacitor 12 through inductor L1 and diode D1). Waveform W2 shows the voltage between the anode of diode D3 and the ground (winding start side) of the secondary winding t2 (i.e., the voltage across both ends of the secondary winding t2). Waveform W3 shows the voltage between the cathode of diode D2 and the ground (winding start side) of the secondary winding t2 (i.e., the voltage supplied to the gate of transistor Q1).

図２から、波形Ｗ１のようにコンデンサＣ１に蓄えられた電荷が、ダイオードＤ２により整流され、さらにコンデンサＣ２により平滑されて、波形Ｗ３のように安定した電圧がトランジスタＱ１のゲートへ供給されることがわかる。From Figure 2, we can see that the charge stored in capacitor C1, as shown in waveform W1, is rectified by diode D2 and then smoothed by capacitor C2, so that a stable voltage, as shown in waveform W3, is supplied to the gate of transistor Q1.

本実施形態によれば、ロードスイッチとしてＮＰＮ型トランジスタを用いることで、ロードスイッチとしてＰＮＰ型トランジスタを用いる場合に比べ、コストアップを抑制できる。また、インダクタおよび第１ダイオードを通って第１コンデンサに蓄えられた電荷が第２ダイオードを介してロードスイッチへ供給されるように構成されているため、駆動用電源を設けたり、トランスの二次巻線をロードスイッチ用に巻き上げたりする必要がなく、駆動用電源を設けることや二次巻線を巻き上げることに伴うコストアップを抑制できる。したがって、本実施形態によれば、ロードスイッチを備えかつ低コスト化を実現可能な電源装置を提供することができる。According to this embodiment, by using an NPN transistor as the load switch, it is possible to suppress the increase in cost compared to the case where a PNP transistor is used as the load switch. In addition, since the charge stored in the first capacitor through the inductor and the first diode is supplied to the load switch via the second diode, there is no need to provide a drive power supply or wind up the secondary winding of the transformer for the load switch, and the increase in cost associated with providing a drive power supply or winding up the secondary winding can be suppressed. Therefore, according to this embodiment, it is possible to provide a power supply device that is equipped with a load switch and can achieve low costs.

＜変形例＞
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した限りにおいて様々な設計変更が可能である。 <Modification>
Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and various design modifications are possible within the scope of the claims.

上述の実施形態では、トランジスタＱ１としてＦＥＴを例示したが、これに限定されない。例えば、トランジスタＱ１はバイポーラトランジスタ等であってもよい。In the above embodiment, an FET is used as an example of transistor Q1, but this is not limiting. For example, transistor Q1 may be a bipolar transistor, etc.

上述の実施形態では、インダクタＬ１がダイオードＤ１よりも二次巻線ｔ２の巻き始め側に位置し、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間にダイオードＤ１が配置されているが、インダクタＬ１とダイオードＤ２との配置が逆であってもよい。すなわち、ダイオードＤ１がインダクタＬ１よりも二次巻線ｔ２の巻き始め側に位置し、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との間にインダクタＬ１が配置されてもよい。In the above embodiment, the inductor L1 is located closer to the start of the secondary winding t2 than the diode D1, and the diode D1 is disposed between the inductor L1 and the capacitor C1, but the locations of the inductor L1 and the diode D2 may be reversed. That is, the diode D1 may be located closer to the start of the secondary winding t2 than the inductor L1, and the inductor L1 may be disposed between the diode D1 and the capacitor C1.

１電源装置
Ｃ１コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃ２コンデンサ（第２コンデンサ、電圧印加部）
Ｄ１ダイオード（第１ダイオード、電流制限部）
Ｄ２ダイオード（第２ダイオード、電圧印加部）
Ｄ３ダイオード（第３ダイオード、直流化回路）
Ｌ１インダクタ（電流制限部）
Ｑ１トランジスタ（ロードスイッチ）
Ｔトランス
ｔ１一次巻線
ｔ２二次巻線
Ｘ直列回路 1 Power supply device C1 Capacitor (first capacitor)
C2 Capacitor (second capacitor, voltage application unit)
D1 Diode (first diode, current limiting section)
D2 Diode (second diode, voltage application unit)
D3 Diode (third diode, DC circuit)
L1 Inductor (current limiter)
Q1 Transistor (load switch)
T Transformer t1 Primary winding t2 Secondary winding X Series circuit

Claims

Translated fromJapanese

フライバック方式の電源装置において、
一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に接続されたスイッチング回路と、
前記二次巻線に接続され、前記スイッチング回路のスイッチングにより前記二次巻線に発生した誘起電圧を直流化する直流化回路と、
前記直流化回路と負荷との間に介装された、ＮＰＮ型トランジスタからなるロードスイッチと、
前記誘起電圧に基づき発生した電流を制限する電流制限部と、
前記電流制限部で制限された電流により充電される第１コンデンサと、
前記第１コンデンサに充電された充電電圧を前記ロードスイッチの制御端子に印加する電圧印加部と
を備えたことを特徴とする電源装置。 In a flyback power supply,
a transformer having a primary winding and a secondary winding;
a switching circuit connected to the primary winding;
a DC converter circuit connected to the secondary winding and converting an induced voltage generated in the secondary winding by switching of the switching circuit into a DC voltage;
a load switch, which is an NPN transistor and is disposed between the DC converter circuit and a load;
a current limiting unit that limits a current generated based on the induced voltage;
a first capacitor that is charged by the current limited by the current limiting unit;
a voltage application unit that applies a charging voltage stored in the first capacitor to a control terminal of the load switch.

前記電流制限部が前記二次巻線の巻き始め側に接続されるように前記電流制限部と前記第１コンデンサとからなる直列回路が前記二次巻線に並列に接続され、前記電流制限部と前記第１コンデンサとの接続点が前記電圧印加部を介して前記ロードスイッチの制御端子に接続されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。The power supply device according to claim 1, characterized in that a series circuit consisting of the current limiting unit and the first capacitor is connected in parallel to the secondary winding so that the current limiting unit is connected to the winding start side of the secondary winding, and the connection point between the current limiting unit and the first capacitor is connected to the control terminal of the load switch via the voltage application unit.

前記電流制限部はインダクタと第１ダイオードを有し、前記第１ダイオードのアノード側が前記二次巻線の巻き始め側に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電源装置。The power supply device according to claim 2, characterized in that the current limiting unit has an inductor and a first diode, and the anode side of the first diode is connected to the start side of the secondary winding.

前記電圧印加部は第２ダイオードと第２コンデンサとを有し、前記第２ダイオードのアノードが前記第１コンデンサと前記電流制限部との接続点に接続され、前記第１コンデンサに充電された充電電圧が前記第２ダイオードを通じて前記第２コンデンサで平滑されて前記ロードスイッチの制御端子に印加されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
3. The power supply device according to claim 2, wherein the voltage application unit has a second diode and a second capacitor, an anode of the second diode is connected to a connection point between the first capacitor and the current limiting unit, and a charging voltage charged in the first capacitor is smoothed by the second capacitor through the second diode and applied to a control terminal of the load switch.