JP2014225832A - Signal amplification device, distortion compensation method and radio transmission device - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a signal amplification device with digital pre-distortion, which is a technique of amplifier distortion compensation, that implements a high distortion compensation effect with stable, low computational complexity.SOLUTION: A signal amplification device, a distortion compensation method therefor and a radio transmission device therewith employ: an amplifier; a pre-distorter for compensating for a distortion of the amplifier; an amplifier model section for calculating a parameter of an amplifier model indicating a distortion characteristic of the amplifier and a model inverse gain value indicating an inverse characteristic of the distortion characteristic; an inverse gain processing section for calculating an average inverse gain value which is an average of the model inverse gain value; and an amplifier inverse model section for calculating a parameter of an amplifier inverse model on the basis of the average inverse gain. The pre-distorter performs the distortion compensation by deciding a parameter of the pre-distorter on the basis of the parameter of the amplifier inverse model.

Description

Translated fromJapanese

本発明は、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置に関する。  The present invention relates to a signal amplifying apparatus having a digital predistortion that is a distortion compensation technique of an amplifier, a distortion compensation method thereof, and a radio transmission apparatus using the same.

無線送信装置に使用する増幅器は、高効率で低歪みな信号増幅が望まれる。増幅器の非線形増幅特性を補償して低歪みを実現する技術としては、デジタルプリディストーション（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ、以下、ＤＰＤと略す）が知られている。ＤＰＤは、増幅器に入力する信号を、デジタル処理によって予め歪ませることにより、増幅器による歪みを打ち消して低歪みな増幅を実現する方式である。  An amplifier used in a wireless transmission device is desired to have high efficiency and low distortion signal amplification. Digital pre-distortion (hereinafter abbreviated as DPD) is known as a technique for realizing low distortion by compensating for the nonlinear amplification characteristics of an amplifier. DPD is a method for realizing low distortion amplification by distorting a signal input to an amplifier in advance by digital processing, thereby canceling distortion caused by the amplifier.

ＤＰＤの構成方法は、大きく分けてＤＬＡ（ｄｉｒｅｃｔ ｌｅａｒｎｉｎｇ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ）とＩＬＡ（ｉｎｄｉｒｅｃｔ ｌｅａｒｎｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）との２通りがあり、それぞれ非特許文献１と非特許文献２とに開示されている。  The DPD configuration method is roughly divided into two types, DLA (direct learning architectures) and ILA (direct learning algorithm), which are disclosed in Non-Patent Document 1 and Non-PatentDocument 2, respectively.

図３は、ＤＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す。ＤＬＡでは、まず、増幅器３１の入力信号と出力信号とから、増幅器モデル部３２において増幅器モデル（すなわち、増幅器の歪みモデル）を計算する。次に、増幅器逆モデル部３３において、増幅器モデルとプリディストータ入力信号と増幅器出力信号とに基づいて、増幅器モデルの逆特性を持つ増幅器逆モデル（すなわち、逆歪みモデル）を計算する。次に、この増幅器逆モデルを元にプリディストータ３４を構成する。プリディストータ入力信号にプリディストータ３４による歪み補償を行うことで、プリディストータ３４の入力信号と増幅器３１の出力信号とが線形になり、線形な増幅が実現する。  FIG. 3 shows the configuration of an existing DPD using DLA. In DLA, first, an amplifier model (that is, an amplifier distortion model) is calculated in theamplifier model unit 32 from the input signal and output signal of theamplifier 31. Next, the amplifierinverse model unit 33 calculates an amplifier inverse model (that is, inverse distortion model) having inverse characteristics of the amplifier model based on the amplifier model, the predistorter input signal, and the amplifier output signal. Next, thepredistorter 34 is configured based on this amplifier inverse model. By performing distortion compensation by thepredistorter 34 on the predistorter input signal, the input signal of thepredistorter 34 and the output signal of theamplifier 31 become linear, and linear amplification is realized.

なお、最初のプリディストータ入力信号は、歪み補償はされない。すなわち、プリディストータ入力信号と増幅器入力信号とは同じとなる。上記の処理により、増幅器モデルと増幅器逆モデルが正しいモデルに収束するに伴って、プリディストータ３４はプリディストータ入力信号に正しい歪み補償を行うようになる。  Note that the first predistorter input signal is not subjected to distortion compensation. That is, the predistorter input signal and the amplifier input signal are the same. With the above processing, as the amplifier model and the amplifier inverse model converge to the correct model, thepredistorter 34 performs correct distortion compensation on the predistorter input signal.

ＤＬＡでは、増幅器３１の歪みモデルを元に逆歪みモデルを決めることから、高い歪み補償効果を安定に得られる。一方で、増幅器モデルと増幅器逆モデルの２種類のモデルを計算する必要があることから、計算量が多くなるという問題がある。  In DLA, since the inverse distortion model is determined based on the distortion model of theamplifier 31, a high distortion compensation effect can be stably obtained. On the other hand, since it is necessary to calculate two types of models, an amplifier model and an amplifier inverse model, there is a problem that the amount of calculation increases.

図４は、ＩＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す。ＩＬＡでは、増幅器４１の入力信号と出力信号とにおいて、出力信号を入力信号に、入力信号を出力信号に見なして、増幅器逆モデル部４３において、増幅器逆モデル（すなわち、逆歪みモデル）を計算する。次に、この増幅器逆モデルのパラメータを元にプリディストータ４４を構成する。  FIG. 4 shows the configuration of an existing DPD based on ILA. In the ILA, regarding the input signal and output signal of theamplifier 41, the amplifierinverse model unit 43 calculates an amplifier inverse model (ie, inverse distortion model) by regarding the output signal as an input signal and the input signal as an output signal. . Next, thepredistorter 44 is configured based on the parameters of the amplifier inverse model.

ＩＬＡをＤＬＡと比べると、ＩＬＡでは、増幅器モデル部を必要とせず、増幅器逆モデルの１種類のモデルの計算で済むことから、計算量が少なくなるという利点を持つ。一方で、ＩＬＡでは、増幅器自身の歪みモデルを持たない簡略的な方法であることから、ＤＬＡと比べて歪み補償効果が低い。また、増幅器が出力飽和している状態においては、増幅器逆モデルのパラメータが不安定になり、正しく歪補償ができなくなる場合があるという問題がある。  Compared with DLA, ILA does not require an amplifier model part, and has only one calculation of an inverse model of the amplifier, and therefore has the advantage of reducing the amount of calculation. On the other hand, since ILA is a simple method that does not have a distortion model of the amplifier itself, the distortion compensation effect is lower than that of DLA. In addition, when the output of the amplifier is saturated, the parameters of the amplifier inverse model become unstable, and there is a problem that distortion compensation cannot be performed correctly.

以上のように、既存のＤＰＤの構成方法においては、計算量と歪み補償効果にはトレードオフの関係がある。さらには、ＤＬＡやＩＬＡにおける増幅器モデルやプリディストータといった個々の構成要素においても、計算量と歪み補償効果にトレードオフの関係が存在している。以下、これについて述べる。  As described above, in the existing DPD configuration method, there is a trade-off relationship between the calculation amount and the distortion compensation effect. Furthermore, there is a trade-off relationship between the calculation amount and the distortion compensation effect even in individual components such as amplifier models and predistorters in DLA and ILA. This will be described below.

増幅器モデルを構成する際に良く知られている方法は、増幅器の入力信号の振幅成分と出力信号の振幅成分との特性を示すＡＭＡＭ特性と、増幅器の入力信号の振幅成分と増幅器の入出力信号の位相誤差を示すＡＭＰＭ特性とを、統計的に抽出する方法である。これらの統計的な抽出は、増幅器の入力信号の振幅成分に基づいたＬＵＴ（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）を用いることで実現される。また、増幅器の入出力信号を複素信号として扱う場合は、ボルテラ級数を用いた入力信号の非線形多項式フィルタによって実現される。  A well-known method for constructing an amplifier model is an AMAM characteristic indicating the characteristics of the amplitude component of the input signal of the amplifier and the amplitude component of the output signal, the amplitude component of the input signal of the amplifier, and the input / output signal of the amplifier. This is a method of statistically extracting the AMPM characteristic indicating the phase error of the. These statistical extractions are realized by using a LUT (Look Up Table) based on the amplitude component of the input signal of the amplifier. Further, when the input / output signal of the amplifier is handled as a complex signal, it is realized by a nonlinear polynomial filter of the input signal using a Volterra series.

上記の増幅器モデルのＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性の抽出方法は、そのままプリディストータとして用いることができる。その場合、プリディストータの入力信号を、増幅器モデルのＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性の逆特性を持つＬＵＴまたは非線形多項式フィルタによって予め作用させ、この信号を増幅器に入力する。これにより、プリディストータの入力信号に対して、増幅器の出力信号が線形になり、低歪みの増幅が可能となる。上記の方法で行われるＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性とによる歪み補償は、一般にメモリレスＤＰＤと呼ばれている。  The AMAM characteristic and AMPM characteristic extraction method of the amplifier model can be used as it is as a predistorter. In that case, the input signal of the predistorter is acted in advance by an LUT or a nonlinear polynomial filter having an inverse characteristic of the AMAM characteristic and the AMPM characteristic of the amplifier model, and this signal is input to the amplifier. As a result, the output signal of the amplifier becomes linear with respect to the input signal of the predistorter, and amplification with low distortion becomes possible. Distortion compensation by AMAM characteristics and AMPM characteristics performed by the above method is generally called memoryless DPD.

メモリレスＤＰＤにより、増幅器の持つ統計的なＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性は補償可能である。しかしながら、増幅器の歪み特性は、メモリレスＤＰＤだけでは信号の歪み規格値を満たさない場合も多く存在している。その場合、増幅器モデルやプリディストータの構成としては、統計的なＡＭＡＭ特性とＡＭＰＭ特性とを抽出するだけでは不十分である。  The statistical AMAM characteristic and AMPM characteristic of the amplifier can be compensated by the memoryless DPD. However, there are many cases where the distortion characteristics of an amplifier do not satisfy the signal distortion standard value only with the memoryless DPD. In that case, it is not sufficient to extract statistical AMAM characteristics and AMPM characteristics as the configuration of the amplifier model and predistorter.

メモリレスＤＰＤよりも、高い歪み補償効果を実現するためには、増幅器のメモリ効果を、増幅器モデルおよびプリディストータに組み込む必要がある。増幅器のメモリ効果とは、増幅器の出力信号の歪みが、その出力信号に同期した入力信号だけに依存せずに、その入力信号の過去の入力信号の経歴にも影響される現象である。  In order to realize a higher distortion compensation effect than the memoryless DPD, it is necessary to incorporate the memory effect of the amplifier into the amplifier model and the predistorter. The memory effect of the amplifier is a phenomenon in which the distortion of the output signal of the amplifier does not depend only on the input signal synchronized with the output signal but is also influenced by the history of the input signal in the past.

ＤＰＤの構成において、メモリレスＤＰＤよりも歪み補償効果を高めるためには、上記のメモリ効果を加味した増幅器モデルおよびプリディストータを構成する必要がある。具体的には、増幅器モデルの非線形多項式フィルタにタップを追加することにより、ある時間の出力信号が、同期したある時間の入力信号だけでなく、その過去の入力信号値によっても影響される形に置き換えることができる。  In the DPD configuration, in order to enhance the distortion compensation effect as compared with the memoryless DPD, it is necessary to configure an amplifier model and a predistorter in consideration of the memory effect. Specifically, by adding a tap to the nonlinear polynomial filter of the amplifier model, the output signal of a certain time is affected not only by the synchronized input signal of a certain time but also by the past input signal value. Can be replaced.

プリディストータも同様に、上記のメモリ効果を含んだ増幅器モデルの逆特性を実現するために、フィルタにタップを追加して、過去の入力信号の値も影響を与える形で補償を行う。この方法によって行われる歪み補償は、一般にメモリ効果補償ＤＰＤと呼ばれる。  Similarly, in order to realize the inverse characteristic of the amplifier model including the memory effect described above, the predistorter is also compensated by adding a tap to the filter and affecting the value of the past input signal. Distortion compensation performed by this method is generally called memory effect compensation DPD.

Ｄ．Ｚｈｏｕ ａｎｄ Ｖ．Ｅ．ＤｅＢｒｕｎｎｅｒ，“Ｎｏｖｅｌ ａｄａｐｔｉｖｅ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｄｉｒｅｃｔ ｌｅａｒｎｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ，ｖｏｌ．５５，ｎｏ．１，ｐｐ．１２０−１３３，Ｊａｎ．２００７．D. Zhou and V.H. E. DeBrunner, “Novel adaptive nonlinear predistorters based on the direct learning algorithm,” IEEE Trans. Signal Process, vol. 55, no. 1, pp. 120-133, Jan. 2007.Ｃ．Ｅｕｎ ａｎｄ Ｅ．Ｐｏｗｅｒｓ，“Ａ ｎｅｗ Ｖｏｌｔｅｒｒａ ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｉｎｄｉｒｅｃｔ ｌｅａｒｎｉｎｇ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ，ｖｏｌ．４５，ｎｏ．１，ｐｐ．２２３−２２７，Ｊａｎ．１９９７．C. Eun and E.M. Powers, “A new Volterra predistorter based on the indirect learning architecture,” IEEE Trans. Signal Process, vol. 45, no. 1, pp. 223-227, Jan. 1997.

ＤＰＤを構成するＤＬＡとＩＬＡのどちらの方法においても、メモリ効果補償ＤＰＤは、メモリレスＤＰＤと比べて歪み補償効果が高い。しかしながら、タップを増やすことに応じて、増幅器モデルやプリディストータのパラメータが増える。さらに、パラメータ演算のアルゴリズムが複雑化する。以上のことから、メモリ効果補償ＤＰＤでは計算量が増大してしまうという問題があった。  In both the DLA and ILA methods constituting the DPD, the memory effect compensation DPD has a higher distortion compensation effect than the memoryless DPD. However, as the number of taps increases, the parameters of the amplifier model and predistorter increase. Furthermore, the algorithm for parameter calculation becomes complicated. From the above, the memory effect compensation DPD has a problem that the calculation amount increases.

歪み補償送信機としては、近年、ますます高い歪み補償効果と、プリディストータを構成するための計算の安定性が要求されていることから、歪み補償アルゴリズムの構成としては、ＤＬＡが望ましい場合が多い。しかしながら、ＤＬＡは上記の通り、その歪み補償効果をより高めるためには、より正確な増幅器モデルと増幅器逆モデルを構成する必要がある。すなわち、メモリ効果を考慮した歪み補償を行うために、タップを含んだ非線形多項式フィルタを、増幅器モデルと増幅器逆モデルとで２種類構成する必要がある。これにより、ＤＬＡでは計算量が膨大となり問題となっていた。  In recent years, distortion compensation transmitters are required to have a higher distortion compensation effect and stability of calculation for configuring a predistorter. Therefore, DLA may be desirable as a configuration of a distortion compensation algorithm. Many. However, as described above, in order to further enhance the distortion compensation effect of DLA, it is necessary to construct a more accurate amplifier model and amplifier inverse model. That is, in order to perform distortion compensation in consideration of the memory effect, it is necessary to configure two types of nonlinear polynomial filters including taps, an amplifier model and an amplifier inverse model. As a result, the amount of calculation in DLA becomes enormous, which is a problem.

以上のことから、増幅器のメモリ効果を取り込んだ歪み補償アルゴリズムにおいて、ＤＬＡと同等の歪み補償効果と計算の安定性を保持しつつ、ＤＬＡよりも計算量が少ないＤＰＤの構成方法が望まれている。  From the above, in a distortion compensation algorithm that incorporates the memory effect of an amplifier, a DPD configuration method that requires a calculation amount smaller than that of DLA while maintaining the same distortion compensation effect and calculation stability as DLA is desired. .

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置を提供することにある。  The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and its object is to realize a high distortion compensation effect with a stable and small amount of calculation in a signal amplifying apparatus having a digital predistortion which is a distortion compensation technique of an amplifier. It is an object of the present invention to provide a signal amplifying device, a distortion compensation method thereof, and a wireless transmission device using the same.

本発明による信号増幅装置は、増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値とを算出する増幅器モデル部と、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行うことを特徴とする。  A signal amplifying apparatus according to the present invention calculates an amplifier, a predistorter that performs distortion compensation of the amplifier, an amplifier model parameter that represents the distortion characteristic of the amplifier, and a model inverse gain value that represents the inverse characteristic of the distortion characteristic. An amplifier model unit, an inverse gain processing unit that calculates an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values, and an amplifier inverse model unit that calculates parameters of the amplifier inverse model based on the average inverse gain. And the predistorter performs the distortion compensation by determining a parameter of the predistorter based on a parameter of the amplifier inverse model.

本発明による歪み補償方法は、増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行うことを特徴とする。  The distortion compensation method according to the present invention calculates a model inverse gain value that represents the inverse characteristic of the distortion characteristic from an amplifier model parameter that represents the distortion characteristic of the amplifier, and calculates an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain value. Calculating a parameter of the amplifier inverse model based on the average inverse gain, determining a predistorter parameter for performing distortion compensation of the amplifier based on the parameter of the amplifier inverse model, and performing the distortion compensation. Features.

本発明による無線送信装置は、増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値とを算出する増幅器モデル部と、前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う信号増幅装置を備えたことを特徴とする。  A radio transmission apparatus according to the present invention calculates an amplifier, a predistorter that performs distortion compensation of the amplifier, a parameter of an amplifier model that represents distortion characteristics of the amplifier, and a model inverse gain value that represents inverse characteristics of the distortion characteristics. An amplifier model unit, an inverse gain processing unit that calculates an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values, and an amplifier inverse model unit that calculates parameters of the amplifier inverse model based on the average inverse gain. And the predistorter includes a signal amplifying device that determines the predistorter parameters based on the parameters of the amplifier inverse model and performs the distortion compensation.

本発明の信号増幅装置及びこれを用いた無線送信装置によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法及びこれを用いた無線送信装置を提供することが可能となる。  According to the signal amplifying device of the present invention and the wireless transmission device using the same, in the signal amplifying device having digital predistortion which is a distortion compensation technique of the amplifier, a signal that realizes a high distortion compensation effect with a stable and small amount of calculation. It is possible to provide an amplification device, a distortion compensation method thereof, and a wireless transmission device using the same.

本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた信号増幅装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the signal amplifier provided with the digital distortion compensation of embodiment of this invention.本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた無線送信装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the radio | wireless transmission apparatus provided with the digital distortion compensation of embodiment of this invention.ＤＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the existing DPD by DLA.ＩＬＡによる既存のＤＰＤの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the existing DPD by ILA.

以下、図を参照しながら、本発明の実施形態を詳細に説明する。但し、以下に述べる実施形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。  Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. However, the preferred embodiments described below are technically preferable for carrying out the present invention, but the scope of the invention is not limited to the following.

図１は、本発明の実施形態のデジタル歪み補償を備えた信号増幅装置の構成を示す図である。本実施形態の信号増幅装置１は、増幅器１０と増幅器１０の前段で増幅器１０の歪みを補償するプリディストータ４０とを備える。さらに、プリディストータ４０のパラメータを決定するために、増幅器モデル部２０と逆利得処理部５０と増幅器逆モデル部３０とを備える。  FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a signal amplifying device including digital distortion compensation according to an embodiment of the present invention. The signal amplifying apparatus 1 according to the present embodiment includes anamplifier 10 and apredistorter 40 that compensates for distortion of theamplifier 10 before theamplifier 10. Further, in order to determine parameters of thepredistorter 40, anamplifier model unit 20, an inversegain processing unit 50, and an amplifierinverse model unit 30 are provided.

増幅器モデル部２０は、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉと出力信号ｙ_ｉとに基づいて、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａにてメモリレス増幅器モデルを求める。さらに、メモリレス増幅器モデルのパラメータから、メモリレス増幅器モデルの表す歪みの逆特性を表すモデル逆利得値ｇ_ｉを求める。Theamplifier model unit 20 obtains a memoryless amplifier model by the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a based on the input signal z_i and the output signal y_i of theamplifier 10. Furthermore, from the parameters of the memoryless amplifier model, we obtain the model inverse gain value g_i representing the inverse characteristic of the distortion represented by memoryless amplifier model.

メモリレス増幅器モデルのパラメータは、以下の手順により決定される。まず、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａは、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉの振幅成分を元に、ＬＵＴなどにより構成されるメモリレス増幅器モデルのパラメータから、推定出力信号を算出する。次に、この推定出力信号と、入力信号ｚ_ｉと同期させた増幅器１０の出力信号ｙ_ｉとの差を取る。そして、その差分が最小になるようにメモリレス増幅器モデルのパラメータを更新する。The parameters of the memoryless amplifier model are determined by the following procedure. First, the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a calculates an estimated output signal from parameters of a memoryless amplifier model configured by an LUT or the like based on the amplitude component of the input signal z_i of theamplifier 10. Next, the difference between this estimated output signal and the output signal y_i of theamplifier 10 synchronized with the input signal z_i is taken. Then, the parameters of the memoryless amplifier model are updated so that the difference is minimized.

なお増幅器１０の出力信号ｙ_ｉおよび推定出力信号の値は、増幅器１０による増幅分による差を見えなくして、歪み分の差の比較が出来るようにする。そのため、適宜両者の値を定数倍することで、増幅器１０の増幅分による、値の増加の影響を打ち消すスケーリングを行う。The values of the output signal y_i and the estimated output signal of theamplifier 10 make the difference due to the amplification by theamplifier 10 invisible so that the difference of the distortion can be compared. Therefore, by appropriately multiplying both values by a constant, scaling for canceling the influence of the increase in the value due to the amplification of theamplifier 10 is performed.

メモリレス増幅器モデル計算部２０ａでは、増幅器１０の入力信号の過去の履歴に影響されずに出力信号をモデル化することから、計算量が少なく、ＬＵＴや非線形多項式フィルタなどによって簡単に実現される。そして、ＬＵＴや非線形多項式フィルタの有するパラメータの更新を継続することにより、増幅器１０のデバイスの温度変化や経年劣化の影響を受けることなく、常に最新のパラメータで増幅器１０の歪み特性を構成することが可能となる。  In the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a, the output signal is modeled without being influenced by the past history of the input signal of theamplifier 10, so that the calculation amount is small, and the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a is easily realized by an LUT or a nonlinear polynomial filter. By continuously updating the parameters of the LUT and the nonlinear polynomial filter, the distortion characteristics of theamplifier 10 can always be configured with the latest parameters without being affected by the temperature change or aging of the device of theamplifier 10. It becomes possible.

すなわち、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａでのメモリレス増幅器モデルのパラメータは、増幅器１０が動作し続けている限り、入力信号ｚ_ｉと出力信号ｙ_ｉとに基づいて計算を続けることで、常に最新のパラメータで上記の更新が継続されることになる。ただし、パラメータの値の収束の程度によっては、更新の頻度を減らすことも可能であり、これにより計算量を減らすこともできる。In other words, the parameters of the memoryless amplifier model in the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a are always updated by continuing the calculation based on the input signal z_i and the output signal y_i as long as theamplifier 10 continues to operate. The above update is continued with the parameters. However, depending on the degree of convergence of the parameter values, the frequency of updating can be reduced, thereby reducing the amount of calculation.

増幅器モデル部２０では、メモリレス増幅器モデル計算部２０ａにて更新したメモリレス増幅器モデルに基づいて、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉに対応するモデル逆利得値ｇ_ｉを求める。モデル逆利得値ｇ_ｉは、メモリレス増幅器モデルの表す歪みの逆特性を表す。Theamplifier model unit 20 obtains a model inverse gain value g_i corresponding to the input signal z_i of theamplifier 10 based on the memoryless amplifier model updated by the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a. The model inverse gain value g_i represents the inverse characteristic of distortion represented by the memoryless amplifier model.

逆利得処理部５０では、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉの値を出力信号ｙ_ｉの値で割って得られた実測逆利得値Ｇ_ｉを平均化した上で出力する。具体的には、増幅器モデル部２０のメモリレス増幅器モデル計算部２０ａで得られたメモリレス増幅器モデルのパラメータから、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉに対応するモデル逆利得値ｇ_ｉと、同じ増幅器１０の入力信号ｚ_ｉに対応した実測逆利得値Ｇ_ｉを元に、特異値処理部５０ａと平均化処理部５０ｂとで、以下の２種類の平均化処理を行う。The inversegain processing unit 50 averages the actually measured inverse gain value G_i obtained by dividing the value of the input signal z_i of theamplifier 10 by the value of the output signal y_i and outputs the result. Specifically, from the parameters of the memoryless amplifier model obtained by the memoryless amplifiermodel calculation unit 20a of theamplifier model unit 20, the model inverse gain value g_i corresponding to the input signal z_i of theamplifier 10 and thesame amplifier 10 Based on the actually measured inverse gain value G_i corresponding to the input signal z_i , the singularvalue processing unit 50a and the averagingprocessing unit 50b perform the following two types of averaging processing.

特異値処理部５０ａは実測逆利得値Ｇ_ｉがモデル逆利得値ｇ_ｉと比べて大きく外れている場合は、実測逆利得値Ｇ_ｉをモデル逆利得値ｇ_ｉで置き換える処理を行う。ここで、大きく外れている場合とは、設定されたある閾値以上に外れた場合をいう。この理由は、実測逆利得値Ｇ_ｉを求める際には割り算を含んでいるので、割り算の分母が何らかの原因で小さくなった場合、所望の値とはかけ離れた値になってしまい、それが原因で歪み補償の能力が劣化するためである。よって、このような場合、実測逆利得値Ｇ_ｉをモデル逆利得値ｇ_ｉで置き換える。Singularvalue processing section 50a if the measured reverse gain value G_i is out larger than the model inverse gain value g_i performs processing of replacing the measured reverse gain value G_i in the model inverse gain value g_i. Here, the case of greatly deviating means a case of deviating beyond a predetermined threshold value. This is because the when determining the actual reverse gain value G_i includes a division, if the denominator of the division is reduced for some reason, becomes a value far from the desired value, it causes This is because the distortion compensation capability deteriorates. Therefore, in this case, replace the measured reverse gain value G_i in the model inverse gain value g_i.

平均化処理部５０ｂは、増幅器入力信号や増幅器出力信号のサンプル点ごとに変わる実測逆利得値Ｇ_ｉのモデル逆利得値ｇ_ｉとのズレを平均化する。すなわち、実測逆利得値Ｇ_ｉとモデル逆利得値ｇ_ｉの差の時間変動を平均化して平均逆利得特値ｇ’_ｉとする。Averagingsection 50b averages the deviation between the model inverse gain value g_i of the measured reverse gain value G_i to vary from sample points of the amplifier input signal and the amplifier output signal. That is, the time variation of the difference between the measured reverse gain value G_i and the model reverse gain value g_i is averaged to obtain an average reverse gain characteristic value g ′_i .

具体的には、時間ｉでの実測逆利得値Ｇ_ｉとモデル逆利得値ｇ_ｉにおいて、逆利得処理部５０において出力する平均逆利得値ｇ’_ｉを、以下のように算出する。
ｇ’_ｉ＝ｇ_ｉ×｛（Ｇ_ｉ−１／ｇ_ｉ−１＋Ｇ_ｉ／ｇ_ｉ＋Ｇ_ｉ＋１／ｇ_ｉ＋１）／３｝
なお、平均化処理部５０ｂにおける平均化処理は、上記のｇ’_ｉの演算に限定されずに、様々な平均化処理方法が可能である。Specifically, in actual reverse gain value G_i and the model inverse gain value g_i at time i, the average reverse gain value g_'i for outputting the inversegain processing unit 50, is calculated as follows.
_{g 'i = g i × {} (G i-1 / g i-1 + G i / g i + G i + 1 / g i + 1) / 3}
The averaging processing in the averagingprocessing unit 50b is not limited to the above calculation of g ′_i , and various averaging processing methods are possible.

増幅器逆モデル部３０は、プリディストータ４０の入力信号ｘ_ｉと平均逆利得値ｇ’_ｉとから、増幅器逆モデル計算部３０ａにおいて増幅器逆モデルのパラメータｈを更新し、パラメータｈをプリディストータ４０に送る機能を持つ。The amplifierinverse model unit 30 updates the parameter h of the amplifier inverse model in the amplifier inversemodel calculation unit 30a from the input signal x_{i of the}predistorter 40 and the average inverse gain value g ′_i, and sets the parameter h to the predistorter. It has a function to send to 40.

増幅器逆モデル部３０では、まず、逆利得処理部５０で得られた平均逆利得値ｇ’_ｉを、遅延調整によって同期させたプリディストータ４０の入力信号ｘ_ｉに掛けることにより、修正入力信号ｓ_ｉを得る。In the amplifierinverse model unit 30, first, the average inverse gain value g ′_i obtained by the inversegain processing unit 50 is multiplied by the input signal x_i of thepredistorter 40 synchronized by the delay adjustment to thereby obtain the modified input signal. Get s_i .

増幅器逆モデル計算部３０ａの増幅器逆モデルには、メモリ効果補償ＤＰＤにおいて使用される非線形多項式フィルタが用いられる。具体的には、Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎ ｍｏｄｅｌが挙げられる。Ｈａｍｍｅｒｓｔｅｉｎ ｍｏｄｅｌでは、非線形の次数をＰ、タップ数をＭとした場合において、フィルタ出力値ｑ_ｉは以下の計算によって得られる。For the amplifier inverse model of the amplifier inversemodel calculation unit 30a, a nonlinear polynomial filter used in the memory effect compensation DPD is used. Specifically, a Hammerstein model can be mentioned. In the Hammerstein model, when the nonlinear order is P and the number of taps is M, the filter output value q_i is obtained by the following calculation.

この時、ｐは１からＰ、ｍは１からＭである。パラメータｈ_{２ｐ−１，ｍ}は、入力信号ｘ_ｉに増幅器逆モデルの非線形多項式フィルタを作用させた値ｑ_ｉが、修正入力信号ｓ_ｉを近似するように設定される。
具体的には、以下の値、
Σ_ｉ｜ｓ_ｉ−ｑ_ｉ｜^２
が最小化されるように、パラメータｈを演算する。なお、このパラメータｈは、最小二乗法などによって簡単に算出できる。At this time, p is 1 to P, and m is 1 to M. The parameter h_{2p−1, m} is set such that a value q_{i obtained} by applying a nonlinear polynomial filter of an amplifier inverse model to the input signal x_i approximates the modified input signal s_i .
Specifically, the following values:
Σ_i | s_i -q_i |²
The parameter h is calculated so that is minimized. The parameter h can be easily calculated by the least square method or the like.

なお、非線形多項式フィルタおよびパラメータｈ決定のアルゴリズムは、上記の方法には限定されない。  The algorithm for determining the nonlinear polynomial filter and the parameter h is not limited to the above method.

プリディストータ４０は、増幅器逆モデルと同じフィルタを構成して、プリディストータ４０の入力信号ｘ_ｉに作用させて、増幅器１０の入力信号ｚ_ｉを生成する。Thepredistorter 40 forms the same filter as the amplifier inverse model, and acts on the input signal x_i of thepredistorter 40 to generate the input signal z_i of theamplifier 10.

なお、最初のプリディストータ入力信号ｘ_１は、歪み補償はされない。すなわち、プリディストータ入力信号ｘ_１と増幅器入力信号ｚ_１とは同じとなる。上記の一連の処理により、パラメータｈによりプリディストータが構築されることに伴って、プリディストータ入力信号ｘ_ｉの歪み補償が正しく行われるようになる。Incidentally, the first predistorter input signal x₁ is the distortion compensation is not. That is, the same as the predistorter input signal x₁ and the amplifier input signal z_1. Through the series of processes described above, as the predistorter is constructed with the parameter h, distortion compensation of the predistorter input signal x_i is correctly performed.

以上の手順に依って、メモリ効果を含んだ増幅器１０の非線形性を補償した増幅が可能となる。増幅器１０としては、ＡＢ級のパワーアンプなどが考えられるが、これに限定されず、ドハティやエンベロープトラッキングといった様々な方式のアンプにも適用できる。  According to the above procedure, amplification that compensates for the nonlinearity of theamplifier 10 including the memory effect can be performed. Theamplifier 10 may be a class AB power amplifier, but is not limited thereto, and can be applied to various types of amplifiers such as Doherty and envelope tracking.

本実施形態によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを備えた信号増幅装置において、高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する信号増幅装置とその歪み補償方法を提供することが可能となる。すなわち、本実施形態の信号増幅装置とその歪み補償方法によれば、既存のメモリ効果補償ＤＰＤのように計算量が増大してしまうという問題がない。また、増幅器のメモリ効果を取り込んだ歪み補償アルゴリズムにおいて、既存のＤＬＡと同等の歪み補償効果と計算の安定性を保持しつつ、既存のＤＬＡよりも計算量が少ないＤＰＤの構成方法が実現する。  According to the present embodiment, in a signal amplifying apparatus having digital predistortion that is a distortion compensation technique for an amplifier, a signal amplifying apparatus that realizes a high distortion compensation effect with a stable and small amount of calculation and a distortion compensation method thereof are provided. Is possible. That is, according to the signal amplifying apparatus and the distortion compensation method of the present embodiment, there is no problem that the amount of calculation increases as in the existing memory effect compensation DPD. In addition, in the distortion compensation algorithm that incorporates the memory effect of the amplifier, a DPD configuration method having a calculation amount smaller than that of the existing DLA can be realized while maintaining the distortion compensation effect and calculation stability equivalent to those of the existing DLA.

図２は、本発明の実施形態の信号増幅装置１を備えた無線送信装置２の構成を示す図である。本実施形態の無線送信装置２は、増幅器１０、デジタル処理部６０、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７１、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）８１、アップコンバータ９１、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）８２、ダウンコンバータ９２、ＬＰＦ８３、ＡＤＣ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７２、カプラ１００を備える。  FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of thewireless transmission device 2 including the signal amplification device 1 according to the embodiment of the present invention. Thewireless transmission device 2 according to this embodiment includes anamplifier 10, adigital processing unit 60, a DAC (Digital to Analog Converter) 71, an LPF (Low Pass Filter) 81, an upconverter 91, a BPF (Band Pass Filter) 82, and adown converter 92. ,LPF 83, ADC (Analog to Digital Converter) 72, and coupler 100.

図１の信号増幅装置１のプリディストータ４０、増幅器モデル部２０、増幅器逆モデル部３０、逆利得処理部５０は、デジタル処理部６０内に設けられている。デジタル処理部６０としてはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）を用いることができる。  Thepredistorter 40, theamplifier model unit 20, the amplifierinverse model unit 30, and the inversegain processing unit 50 of the signal amplifying apparatus 1 of FIG. 1 are provided in thedigital processing unit 60. As thedigital processing unit 60, a DSP (Digital Signal Processor) or an FPGA (Field-Programmable Gate Array) can be used.

以下、図２の無線送信装置２の動作説明を行う。増幅器１０のＲＦ出力信号の大部分はアンテナに送られるが、カプラ１００によって分岐した信号をダウンコンバータ９２でダウンコンバートした後、ＬＰＦ８３により所望の帯域を通過させた後、ＡＤＣ７２によってデジタル信号に変換して、デジタル処理部６０内に取り込む（ＩＮ）。  Hereinafter, the operation of thewireless transmission device 2 of FIG. 2 will be described. Most of the RF output signal of theamplifier 10 is sent to the antenna. After the signal branched by the coupler 100 is down-converted by thedown converter 92, the signal is passed through a desired band by theLPF 83, and then converted into a digital signal by theADC 72. Then, the data is taken into the digital processing unit 60 (IN).

上記過程で得られた出力信号のＩＱ成分（Ｉは波形の同相（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分、Ｑは直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）成分を示す）のデジタル値は、図１の増幅器１０の出力信号ｙ_ｉに対応しており、プリディストータ４０のＲＦ入力信号のＩＱ成分、増幅器のＲＦ入力信号のＩＱ成分と共に、デジタル処理部６０内で、増幅器モデル部２０、増幅器逆モデル部３０、プリディストータ４０の構成に用いられる。これら各部の動作は図１と同様であることからここでは省略する。The digital value of the IQ component (I is the in-phase component of the waveform and Q is the quadrature component) of the output signal obtained in the above process is the output signal y_i of theamplifier 10 of FIG. In thedigital processing unit 60, together with the IQ component of the RF input signal of thepredistorter 40 and the IQ component of the RF input signal of the amplifier, theamplifier model unit 20, the amplifierinverse model unit 30, and thepredistorter 40 Used in the configuration of Since the operations of these units are the same as those in FIG. 1, they are omitted here.

デジタル処理部６０内で構成されたプリディストータ４０では、プリディストータ入力信号のＩＱ成分の変調を行う。変調されたＩＱ信号は、デジタル処理部６０から出力され（ＯＵＴ）、ＤＡＣ７１でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ８１で所望の帯域のみ通過し、アップコンバータ９１でＲＦ信号にアップコンバートされ、ＢＰＦ８２で所望の帯域のみ通過し、増幅器１０にＲＦ入力信号として入力される。  Thepredistorter 40 configured in thedigital processing unit 60 modulates the IQ component of the predistorter input signal. The modulated IQ signal is output from the digital processing unit 60 (OUT), converted into an analog signal by theDAC 71, passed through only a desired band by theLPF 81, up-converted to an RF signal by the up-converter 91, and desired by theBPF 82. Only the band passes and is input to theamplifier 10 as an RF input signal.

以上の一連の動作によって、増幅器１０の歪み補償が行われる無線送信装置が実現する。本実施形態の信号増幅装置とその歪み補償方法を用いた無線送信装置によれば、増幅器の歪み補償技術であるデジタルプリディストーションを搭載した信号増幅装置において、増幅器の高い歪み補償効果を安定した少ない計算量で実現する無線送信装置を提供することが可能となる。  By the series of operations described above, a wireless transmission device that performs distortion compensation of theamplifier 10 is realized. According to the signal amplifying apparatus of the present embodiment and the wireless transmission apparatus using the distortion compensation method, in the signal amplifying apparatus equipped with the digital predistortion that is the distortion compensation technique of the amplifier, the high distortion compensation effect of the amplifier is stably reduced. It is possible to provide a wireless transmission device that is realized with a calculation amount.

本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。  The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims, and it is also included within the scope of the present invention. Not too long.

また、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。  Moreover, although a part or all of said embodiment may be described also as the following additional remarks, it is not restricted to the following.

付記
（付記１）
増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、
前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと、前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値と、を算出する増幅器モデル部と、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、
前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う、信号増幅装置。
（付記２）
前記増幅器モデル部は、前記増幅器モデルに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、付記１記載の信号増幅装置。
（付記３）
前記逆利得処理部は、前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、付記１または２記載の信号増幅装置。
（付記４）
前記逆利得処理部は、前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、付記１から３の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記５）
前記逆利得処理部は、前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、付記１から４の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記６）
前記増幅器逆モデル部は、前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、付記１から５の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記７）
前記増幅器逆モデル部は、前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、付記１から６の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記８）
前記プリディストータは、前記増幅器の前段に設けられた、付記１から７の内の１項記載の信号増幅装置。
（付記９）
付記１から８のいずれか１項記載の信号増幅装置を備えた、無線送信装置。
（付記１０）
増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、
前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行う、歪み補償方法。
（付記１１）
前記増幅器モデルのパラメータに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、付記１０記載の歪み補償方法。
（付記１２）
前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、付記１０または１１記載の歪み補償方法。
（付記１３）
前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、付記１０から１２の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１４）
前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、付記１０から１３の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１５）
前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、付記１０から１４の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１６）
前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、付記１０から１５の内の１項記載の歪み補償方法。
（付記１７）
前記プリディストータによる歪み補償を、前記増幅器による増幅の前段で行う、付記１０から１６の内の１項記載の歪み補償方法。Appendix (Appendix 1)
An amplifier, a predistorter for compensating distortion of the amplifier,
An amplifier model unit for calculating a parameter of an amplifier model representing distortion characteristics of the amplifier and a model inverse gain value representing inverse characteristics of the distortion characteristics;
An inverse gain processing unit that calculates an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values;
An amplifier inverse model unit that calculates parameters of the amplifier inverse model based on the average inverse gain; and
The signal amplifying apparatus, wherein the predistorter determines the predistorter parameter based on a parameter of the amplifier inverse model and performs the distortion compensation.
(Appendix 2)
The amplifier model unit generates an estimated output signal based on the amplifier model, and updates parameters of the amplifier model so that a difference between the estimated output signal and the output signal of the amplifier is minimized. Signal amplifier.
(Appendix 3)
The signal amplifying apparatus according toappendix 1 or 2, wherein the inverse gain processing unit calculates the average inverse gain value based on the model inverse gain value, an input signal of the amplifier, and an output signal.
(Appendix 4)
The inverse gain processing unit, when the measured inverse gain value calculated from the input signal and the output signal of the amplifier deviates more than a set threshold with respect to the model inverse gain value, the measured inverse gain value 4. The signal amplifying apparatus according to any one of appendices 1 to 3, wherein is replaced with the model inverse gain value.
(Appendix 5)
5. The signal amplifying apparatus according to claim 1, wherein the inverse gain processing unit averages temporal variations of the difference between the actually measured inverse gain value and the model inverse gain value to obtain the average inverse gain characteristic value. .
(Appendix 6)
6. The signal according to any one of appendices 1 to 5, wherein the amplifier inverse model unit calculates the amplifier inverse model based on a modified input signal obtained by multiplying the input signal of the predistorter by the average inverse gain. Amplification equipment.
(Appendix 7)
The amplifier inverse model unit obtains a difference between the corrected input signal and an estimated signal based on the parameter of the amplifier inverse model, and updates the parameter of the amplifier inverse model so that the difference is minimized. 7. The signal amplifying device according to one of items 1 to 6.
(Appendix 8)
8. The signal amplifying apparatus according to claim 1, wherein the predistorter is provided in a preceding stage of the amplifier.
(Appendix 9)
A wireless transmission device comprising the signal amplification device according to any one of appendices 1 to 8.
(Appendix 10)
A model inverse gain value representing the inverse characteristic of the distortion characteristic is calculated from an amplifier model parameter representing the distortion characteristic of the amplifier,
Calculating an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values;
Calculating parameters of the inverse amplifier model based on the average inverse gain;
A distortion compensation method for performing distortion compensation by determining a predistorter parameter for performing distortion compensation of the amplifier based on a parameter of the amplifier inverse model.
(Appendix 11)
The distortion compensation method according toappendix 10, wherein an estimated output signal is generated based on the parameter of the amplifier model, and the parameter of the amplifier model is updated so that a difference between the estimated output signal and the output signal of the amplifier is minimized. .
(Appendix 12)
12. The distortion compensation method according toappendix 10 or 11, wherein the average inverse gain value is calculated based on the model inverse gain value, an input signal and an output signal of the amplifier.
(Appendix 13)
When the actually measured reverse gain value calculated from the input signal and the output signal of the amplifier deviates from the model inverse gain value by a predetermined threshold or more, the actually measured inverse gain value is the model inverse gain value. 13. The distortion compensation method according to claim 1, wherein the distortion compensation method is replaced.
(Appendix 14)
14. The distortion compensation method according to one ofappendices 10 to 13, wherein a time variation of a difference between the actually measured reverse gain value and the model reverse gain value is averaged to obtain the average reverse gain characteristic value.
(Appendix 15)
15. The distortion compensation method according to one ofappendices 10 to 14, wherein the amplifier inverse model is calculated based on a modified input signal obtained by multiplying the average reverse gain by an input signal of the predistorter.
(Appendix 16)
Item 15. Thesupplementary item 10 to 15, wherein a difference between the corrected input signal and an estimated signal based on the parameter of the amplifier inverse model is obtained, and the parameter of the amplifier inverse model is updated so that the difference is minimized. The distortion compensation method as described.
(Appendix 17)
The distortion compensation method according to any one ofappendices 10 to 16, wherein the distortion compensation by the predistorter is performed before amplification by the amplifier.

１ 信号増幅装置
２ 無線送信装置
１０、３１、４１ 増幅器
２０、３２、 増幅器モデル部
３０、３３、４３ 増幅器逆モデル部
４０、３４、４４ プリディストータ
５０ 逆利得処理部
６０ デジタル処理部
７１ ＤＡＣ
７２ ＡＤＣ
８１、８３ ＬＰＦ
８２ ＢＰＦ
９１ アップコンバータ
９２ ダウンコンバータ
１００ カプラDESCRIPTION OF SYMBOLS 1Signal amplifier 2Wireless transmitter 10, 31, 41Amplifier 20, 32Amplifier model part 30, 33, 43 Amplifierreverse model part 40, 34, 44Predistorter 50 Reversegain processing part 60Digital processing part 71 DAC
72 ADC
81, 83 LPF
82 BPF
91 Upconverter 92 Down converter 100 Coupler

Claims (10)

Translated fromJapanese

増幅器と、前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータと、
前記増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータと、前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値と、を算出する増幅器モデル部と、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出する逆利得処理部と、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出する増幅器逆モデル部と、を有し、
前記プリディストータは、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記プリディストータのパラメータを決定し前記歪み補償を行う、信号増幅装置。An amplifier, a predistorter for compensating distortion of the amplifier,
An amplifier model unit for calculating a parameter of an amplifier model representing distortion characteristics of the amplifier and a model inverse gain value representing inverse characteristics of the distortion characteristics;
An inverse gain processing unit that calculates an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values;
An amplifier inverse model unit that calculates parameters of the amplifier inverse model based on the average inverse gain; and
The signal amplifying apparatus, wherein the predistorter determines the predistorter parameter based on a parameter of the amplifier inverse model and performs the distortion compensation.前記増幅器モデル部は、前記増幅器モデルに基づいた推定出力信号を生成し、前記推定出力信号と前記増幅器の出力信号との差が最小になるように前記増幅器モデルのパラメータを更新する、請求項１記載の信号増幅装置。The amplifier model unit generates an estimated output signal based on the amplifier model, and updates parameters of the amplifier model so that a difference between the estimated output signal and the output signal of the amplifier is minimized. The signal amplification device described.前記逆利得処理部は、前記モデル逆利得値と前記増幅器の入力信号と出力信号とに基づいて前記平均逆利得値を算出する、請求項１または２記載の信号増幅装置。The signal amplification device according to claim 1, wherein the inverse gain processing unit calculates the average inverse gain value based on the model inverse gain value, an input signal of the amplifier, and an output signal.前記逆利得処理部は、前記増幅器の入力信号と出力信号とから算出された実測逆利得値が、前記モデル逆利得値に対して、設定された閾値以上に乖離した場合、前記実測逆利得値を前記モデル逆利得値で置き換える、請求項１から３の内の１項記載の信号増幅装置。The inverse gain processing unit, when the measured inverse gain value calculated from the input signal and the output signal of the amplifier deviates more than a set threshold with respect to the model inverse gain value, the measured inverse gain value The signal amplifying apparatus according to claim 1, wherein is replaced with the model inverse gain value.前記逆利得処理部は、前記実測逆利得値と前記モデル逆利得値の差の時間変動を平均化して前記平均逆利得特値とする、請求項１から４の内の１項記載の信号増幅装置。5. The signal amplification according to claim 1, wherein the inverse gain processing unit averages time variations of a difference between the actually measured inverse gain value and the model inverse gain value to obtain the average inverse gain characteristic value. 6. apparatus.前記増幅器逆モデル部は、前記平均逆利得を前記プリディストータの入力信号に掛けて得られる修正入力信号に基づいて前記増幅器逆モデルを算出する、請求項１から５の内の１項記載の信号増幅装置。6. The amplifier inverse model unit according to claim 1, wherein the amplifier inverse model unit calculates the amplifier inverse model based on a modified input signal obtained by multiplying the input signal of the predistorter by the average inverse gain. 7. Signal amplification device.前記増幅器逆モデル部は、前記修正入力信号と、前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいた推定信号との差を求め、前記差が最小になるように前記増幅器逆モデルのパラメータを更新する、請求項１から６の内の１項記載の信号増幅装置。The amplifier inverse model unit obtains a difference between the modified input signal and an estimated signal based on the parameter of the amplifier inverse model, and updates the parameter of the amplifier inverse model so that the difference is minimized. 7. The signal amplifying device according to one of items 1 to 6.前記プリディストータは、前記増幅器の前段に設けられた、請求項１から７の内の１項記載の信号増幅装置。The signal amplifying apparatus according to claim 1, wherein the predistorter is provided in a stage preceding the amplifier.請求項１から８のいずれか１項記載の信号増幅装置を備えた、無線送信装置。A wireless transmission device comprising the signal amplification device according to claim 1.増幅器の歪み特性を表す増幅器モデルのパラメータから前記歪み特性の逆特性を表すモデル逆利得値を算出し、
前記モデル逆利得値を平均化した平均逆利得値を算出し、
前記平均逆利得に基づいた増幅器逆モデルのパラメータを算出し、
前記増幅器逆モデルのパラメータに基づいて前記増幅器の歪み補償を行うプリディストータのパラメータを決定し、前記歪み補償を行う、歪み補償方法。A model inverse gain value representing the inverse characteristic of the distortion characteristic is calculated from an amplifier model parameter representing the distortion characteristic of the amplifier,
Calculating an average inverse gain value obtained by averaging the model inverse gain values;
Calculating parameters of the inverse amplifier model based on the average inverse gain;
A distortion compensation method for performing distortion compensation by determining a predistorter parameter for performing distortion compensation of the amplifier based on a parameter of the amplifier inverse model.

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