本発明は、密に並べた金属ポスト列で壁面を形成した導波路であるＳＩＷ(Substrate Integrated Waveguide)構造に基づく、左手系伝送線路として機能させることができる疑似導波管型伝送線路及びそれを用いたアンテナに関するものである。 The present invention relates to a pseudo waveguide transmission line that can function as a left-handed transmission line based on a SIW (Substrate Integrated Waveguide) structure, which is a waveguide having wall surfaces formed by closely arranged metal post rows, and a It relates to the antenna used.
右手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に正となる右手系媒質による伝送線路である。これに対し、左手系伝送線路は、等価的な誘電率εと透磁率μが同時に負となる左手系媒質による伝送線路である。 The right-handed transmission line is a transmission line using a right-handed medium whose equivalent permittivity ε and permeability μ are simultaneously positive. On the other hand, the left-handed transmission line is a transmission line using a left-handed medium in which the equivalent dielectric constant ε and permeability μ are simultaneously negative.
ＳＩＷ線路は、上下面をグランドとする誘電体基板に金属ポストを連続的に配置した擬似導波管構造となっており（非特許文献１）、低コスト性、低損失性、高集積性などの特徴を備えている。 The SIW line has a pseudo-waveguide structure in which metal posts are continuously arranged on a dielectric substrate whose upper and lower surfaces are ground (Non-Patent Document 1). Low cost, low loss, high integration, etc. It has the characteristics of
ＳＩＷ構造ではないが、導波管構造に関し、遮断領域導波管が実効的に負の誘電率となることを利用し、直列に装荷した短絡スタブ導波管と組み合わせることで左手系導波管を構成した例が報告されている（非特許文献２，３）。 Although it is not an SIW structure, a left-handed waveguide can be used in combination with a short-circuited stub waveguide loaded in series by utilizing the fact that the blocking region waveguide effectively has a negative dielectric constant. The example which comprised is reported (nonpatent literature 2, 3).
また、ＳＩＷ構造ではなく、導波管構造でもないが、下面をグランドとする誘電体基板の上面に導体からなるストリップ線路を形成した構造を有するマイクロストリップ線路に関し、信号伝送路としてのストリップ線路に断線部を設け、その断線部の間隙下に浮遊導体を配置することで直列容量を形成し、これにより右手／左手系複合伝送線路を構成した例が報告されている（非特許文献４）。 Further, the present invention relates to a microstrip line having a structure in which a strip line made of a conductor is formed on the upper surface of a dielectric substrate having a lower surface as a ground, but is not a SIW structure or a waveguide structure. There has been reported an example in which a disconnection portion is provided and a series capacitor is formed by disposing a floating conductor under the gap between the disconnection portions, thereby forming a right / left-handed composite transmission line (Non-Patent Document 4).
前述したように、左手系伝送線路については、従来、例えば、非特許文献２，３のように導波管構造に関する構成例が存在していたが、ＳＩＷ構造に基づく疑似導波管型の左手系伝送線路の構成例はなかった。仮にＳＩＷ構造に対し非特許文献２，３に開示された短絡スタブ構造を採用することも考えられるが、そうすると、大型化し、ＳＩＷ線路の高集積性という特徴が失われてしまうという課題がある。 As described above, regarding the left-handed transmission line, there have been configuration examples related to the waveguide structure as in Non-Patent Documents 2 and 3, for example, but a pseudo-waveguide type left-hand based on the SIW structure has been used. There was no configuration example of the system transmission line. Although it is conceivable to adopt the short-circuit stub structure disclosed in Non-Patent Documents 2 and 3 for the SIW structure, there is a problem in that the size is increased and the feature of high integration of the SIW line is lost.
また、信号を伝送するための導体の線路を有しない疑似導波管構造からなるＳＩＷ線路は、ストリップ線路に対応する構成を有していないため、非特許文献４の構成をそのままＳＩＷ線路に採用することはできない。 In addition, since the SIW line having a pseudo waveguide structure that does not have a conductor line for transmitting a signal does not have a configuration corresponding to the strip line, the configuration of Non-Patent Document 4 is directly adopted for the SIW line. I can't do it.
上記課題を解決するために、第１の発明の疑似導波管型伝送線路は、
主誘電体層の両面に主接地導体層が積層されてなる主誘電体基板を備え、
該主誘電体基板には、前記主誘電体層を貫通し、両面の前記主接地導体層間を接続する主接地導体ポストが複数列設されてなる主接地導体ポスト列が２列配置されており、
少なくとも一方の前記主接地導体層における前記２列の主接地導体ポスト列の間には、該主接地導体ポスト列の略列幅方向へ延びる略長孔状のスリットが該主接地導体ポスト列の列長方向へ複数列設されており（以下、前記スリットが列設された前記主接地導体層を「スリット付き主接地導体層」という。）、
前記両面の主接地導体層及び前記２列の主接地導体ポスト列で囲まれた部分が、主導波路として構成されている。In order to solve the above problems, the pseudo-waveguide transmission line according to the first invention is:
A main dielectric substrate having a main ground conductor layer laminated on both sides of the main dielectric layer;
The main dielectric substrate is provided with two main ground conductor post rows each including a plurality of main ground conductor posts penetrating the main dielectric layer and connecting the main ground conductor layers on both sides. ,
Between the two main ground conductor post rows in at least one of the main ground conductor layers, a substantially elongated slit extending in the substantially row width direction of the main ground conductor post row is formed between the main ground conductor post rows. A plurality of rows are arranged in the row length direction (hereinafter, the main ground conductor layer in which the slits are arranged is referred to as a “main ground conductor layer with slits”).
A portion surrounded by the main ground conductor layers on both sides and the two main ground conductor post rows is configured as a main waveguide.
前記スリットは、前記疑似導波管型伝送線路が左手系で機能するために必要な直列容量を前記主導波路に付与するように、該スリットの短辺側の幅が狭く形成されたり、蛇行状に形成されたりした態様を例示する。 The slit is formed with a narrow width on the short side or a meandering shape so as to give the main waveguide a series capacitance necessary for the pseudo-waveguide transmission line to function in a left-handed system. The example formed in is illustrated.
この構成によれば、前記複数のスリットで該主導波路に直列容量を付与することにより、主導波路が実効的に負の透磁率になるようにすることができる。そして、遮断領域における導波管が実効的に負の誘電率になることを利用し、左手系伝送線路を実現するようにしている。 According to this configuration, it is possible to effectively make the main waveguide have a negative magnetic permeability by adding a series capacitance to the main waveguide with the plurality of slits. A left-handed transmission line is realized by utilizing the fact that the waveguide in the cutoff region effectively has a negative dielectric constant.
第２の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明において、
前記スリット付き主接地導体層は、その各前記スリットに、該スリット付き主接地導体層に対して電気的に浮遊した浮遊導体がそれぞれ配設された態様を例示する。As the pseudo waveguide transmission line of the second invention, in the first invention,
The main grounding conductor layer with slits exemplifies a mode in which floating conductors that are electrically floating with respect to the main grounding conductor layer with slits are disposed in the respective slits.
この構成によれば、前記複数のスリット及び前記複数の浮遊導体により、前記主導波路に付与する直列容量をさらに増大させることができる。また、前記直列容量は、前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を調節することにより調節できるので、伝送線路の設計が容易になる。 According to this configuration, the series capacitance applied to the main waveguide can be further increased by the plurality of slits and the plurality of floating conductors. In addition, since the series capacitance can be adjusted by adjusting the arrangement, shape, size, etc. of the floating conductor, the transmission line can be easily designed.
第３の発明の疑似導波管型伝送線路としては、前記第１の発明又は第２の発明において、
前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層と遮蔽用接地導体層とが順に積層されてなる遮蔽層部が設けられ、
該遮蔽層部には、前記遮蔽用誘電体層を貫通し、前記スリット付き主接地導体層及び前記遮蔽用接地導体層間を接続する遮蔽用接地導体ポストが複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列が２列配置されており、
２列の該遮蔽用接地導体ポスト列の間には、前記スリット付き主接地導体層における全ての前記スリットが位置しており、
前記スリット付き主接地導体層、前記遮蔽用接地導体層、及び前記２列の遮蔽用接地導体ポスト列で囲まれた部分が、前記主導波路から前記スリットを介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路として構成された態様を例示する。As the pseudo waveguide type transmission line of the third invention, in the first invention or the second invention,
On the anti-main dielectric layer side of the main grounding conductor layer with slits, a shielding layer portion in which a shielding dielectric layer and a shielding grounding conductor layer are sequentially laminated is provided,
A shielding ground conductor in which a plurality of shielding grounding conductor posts that penetrate the shielding dielectric layer and connect the main grounding conductor layer with slits and the shielding grounding conductor layer are provided in the shielding layer portion. Two post rows are arranged,
Between the two rows of shielding ground conductor post rows, all the slits in the slit main ground conductor layer are located,
A portion surrounded by the slit main ground conductor layer, the shielding ground conductor layer, and the two rows of shielding ground conductor post rows shields electromagnetic waves that are about to leak from the main waveguide through the slit. The aspect comprised as the shielding area | region waveguide for shielding is illustrated.
ここで、「前記スリット付き主接地導体層の反主誘電体層側」とは、前記スリット付き主接地導体層における主誘電体層側でない側を意味しており、前記スリット付き主接地導体層が前記浮遊導体を備えている場合（前記第２の発明の場合）、該浮遊導体を備えたスリット付き主接地導体層の反主誘電体側を意味している。 Here, “the anti-main dielectric layer side of the main grounding conductor layer with slit” means the side of the main grounding conductor layer with slit that is not on the main dielectric layer side, and the main grounding conductor layer with slit Is provided with the floating conductor (in the case of the second invention), it means the anti-main dielectric side of the slit-attached main ground conductor layer with the floating conductor.
この構成によれば、前記主導波路からのエネルギーの漏れを防止することができる。 According to this configuration, leakage of energy from the main waveguide can be prevented.
第４の発明のアンテナは、
前記第１の発明又は第２の発明の疑似導波管型伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、前記スリットからのエネルギーの放射方向を制御するようにしている。The antenna of the fourth invention is
The radiation direction of energy from the slit is controlled by controlling the frequency of the input signal to the pseudo-waveguide transmission line of the first invention or the second invention.
この構成によれば、前記スリットや前記浮遊導体の配置、形状、サイズ等を適宜設計することによりエネルギーの放射量を制御することができ、前記入力信号の周波数を制御することによりエネルギーの放射方向を制御することができる。 According to this configuration, the amount of energy emission can be controlled by appropriately designing the arrangement, shape, size, etc. of the slit and the floating conductor, and the direction of energy emission can be controlled by controlling the frequency of the input signal. Can be controlled.
本発明に係る疑似導波管型伝送線路によれば、ミリ波でも有効な平面構造の左手系伝送線路を簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。
また、本発明に係る疑似導波管型伝送線路を用いたアンテナによれば、疑似導波管型伝送線路の特徴である低コスト性、低損失性、高集積性を備えるとともに、ミリ波でも有効な平面構造のアンテナを簡単な構造で実現できるという優れた効果を奏する。The pseudo-waveguide transmission line according to the present invention has an excellent effect that a left-handed transmission line having a planar structure effective even for millimeter waves can be realized with a simple structure.
In addition, according to the antenna using the pseudo-waveguide transmission line according to the present invention, the low-cost property, the low loss property, and the high integration characteristic of the pseudo-waveguide transmission line are provided. It has an excellent effect that an effective planar antenna can be realized with a simple structure.
図１〜図９は本発明を具体化した第一実施形態の伝送線路１を示している。この伝送線路１は、図１及び図２に示すように、主誘電体層３の両面に主接地導体層４，５が積層されてなる主誘電体基板２を備えている。主誘電体基板２には、主誘電体層３を貫通し、両面の主接地導体層４，５の間を接続する主接地導体ポスト７が複数列設されてなる主接地導体ポスト列６が２列配置されている。上側の主接地導体層４における２列の主接地導体ポスト列６の間には、該主接地導体ポスト列６の略列幅方向（ｙ方向）へ延びる略長孔状のスリット８が該主接地導体ポスト列６の列長方向（ｚ方向）へ複数列設されている。このスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されている。この伝送線路１は、上下両面の主接地導体層４，５及び２列の主接地導体ポスト列６で囲まれた部分が主導波路１０として構成されている。 FIGS. 1-9 has shown the transmission line 1 of 1st embodiment which actualized this invention. As shown in FIGS. 1 and 2, the transmission line 1 includes a main dielectric substrate 2 in which main ground conductor layers 4 and 5 are laminated on both surfaces of a main dielectric layer 3. The main dielectric substrate 2 has a main ground conductor post row 6 in which a plurality of main ground conductor posts 7 that pass through the main dielectric layer 3 and connect the main ground conductor layers 4 and 5 on both sides are provided. Two rows are arranged. Between the two main ground conductor post rows 6 in the upper main ground conductor layer 4, a substantially elongated slit 8 extending in the substantially row width direction (y direction) of the main ground conductor post row 6 is provided. A plurality of ground conductor post rows 6 are provided in the row length direction (z direction). The main grounding conductor layer 4 with slits is provided with floating conductors 9 that are electrically floating with respect to the main grounding conductor layer 4 with slits in the respective slits 8. In this transmission line 1, a portion surrounded by the main ground conductor layers 4, 5 on both the upper and lower surfaces and two rows of main ground conductor post rows 6 is configured as a main waveguide 10.
主誘電体層３は、比誘電率εr1の誘電体からなり、厚さｄ1に形成されている。主接地導体ポスト７は、半径ｒの接地された金属ポストからなっており、間隔ｓで配置され、主接地導体ポスト列６をなしている。２列の主接地導体ポスト列６は、間隔ａfをおいて平行に配置されている。主誘電体基板２の両面の主接地導体層４，５は、接地された金属膜からなっており、上面の主接地導体層４のスリット８は、幅ｌg，長さａeに形成されており、周期ｓで配置されている。上面の主接地導体層４の上部には、比誘電率εr2の誘電体からなり、厚さｄ2に形成された誘電体フィルム１１が積層されており、該誘電体フィルム１１の上部であって、各スリット８の真上には、幅ｌp，長さａeの金属膜からなる浮遊導体９がそれぞれ配設されている。主接地導体ポスト７の周期は必ずしもスリット８の周期に一致させる必要は無いが、ここではこれらを一致させることにより、伝送線路１が周期ｓの単位セル１ａにより構成されるようにしている。スリット８及び浮遊導体９と主接地導体ポスト７とは、互いに半周期ずらして配置されている。The main dielectric layer 3 is made of a dielectric having a relative dielectric constant εr1 and has a thickness d1 . The main grounding conductor posts 7 are grounded metal posts having a radius r and are arranged at intervals s to form a main grounding conductor post row 6. Main ground conductor posts column 6 of two rows are parallel spaced af. The main ground conductor layers 4 and 5 on both surfaces of the main dielectric substrate 2 are made of a grounded metal film, and the slits 8 of the main ground conductor layer 4 on the upper surface are formed to have a width lg and a length ae. Are arranged with a period s. A dielectric film 11 made of a dielectric material having a relative dielectric constant εr2 and having a thickness d2 is laminated on the upper portion of the main ground conductor layer 4 on the upper surface. A floating conductor 9 made of a metal film having a width lp and a length ae is disposed immediately above each slit 8. The period of the main grounding conductor post 7 does not necessarily coincide with the period of the slit 8, but here, the transmission line 1 is configured by the unit cell 1a having the period s by matching them. The slit 8 and the floating conductor 9 and the main grounding conductor post 7 are arranged so as to be shifted from each other by a half cycle.
本発明の伝送線路１が左手系伝送線路として機能する理由を説明する。ＳＩＷは、接地導体ポストの径と配置間隔を調節することで、ある等価幅を持つ擬似Ｈ面導波管として機能する。この導波管を伝わる電磁波の基本モードであるＴＥ10モードは図３(a)の等価回路で表せる。ここで、ＬR＝μ［Ｈ／ｍ］、ＣR＝ε［Ｆ／ｍ］、ＬL＝μ（ａ／π）2［Ｈ／ｍ］、μは導波管内の媒質の透磁率、εは導波管内の媒質の誘電率、ａは導波管の幅である。The reason why the transmission line 1 of the present invention functions as a left-handed transmission line will be described. The SIW functions as a pseudo H-plane waveguide having a certain equivalent width by adjusting the diameter and arrangement interval of the ground conductor posts. The TE10 mode, which is the fundamental mode of electromagnetic waves transmitted through this waveguide, can be expressed by the equivalent circuit of FIG. Here, LR = μ [H / m], CR = ε [F / m], LL = μ (a / π)2 [H / m], μ is the magnetic permeability of the medium in the waveguide, ε is the dielectric constant of the medium in the waveguide, and a is the width of the waveguide.
並列アドミタンス（あるいは線間アドミタンス）Ｙ＝ｊ（ωε−（π／ａ）2／（ωμ））はＣRとＬLの並列共振周波数ωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2以上で容量性(正のサセプタンス)、以下で誘導性(負のサセプタンス)となる。Parallel admittance (or the line admittance) Y = j (ωε- (π / a) 2 / (ωμ)) is C parallel resonance frequency of theR andL L ω c = (π / a) / (εμ) 1/2 The above is capacitive (positive susceptance), and the following is inductive (negative susceptance).
直列インピーダンスＺ＝ｊωＬRは(常に）誘導性(正のリアクタンス)なので、この線路に波が伝搬しうるためにはＹは容量性(正のサセプタンス)でなければならない。The series impedance Z = jωLR is (always) inductive (positive reactance), so Y must be capacitive (positive susceptance) in order for waves to propagate through this line.
ωc以下ではＹは誘導性(負のサセプタンス)となり線路には波は伝搬しないので、ωcは遮断周波数と呼ばれる。Below ωc , Y is inductive (negative susceptance) and no wave propagates through the line, so ωc is called the cutoff frequency.
Ｙをωc＝（π／ａ）／（εμ）1/2を用いて書き直すと、Ｙ＝ｊωε0εr（ω2−ωc2）／ω2＝ｊωε0εeffとなる。ここで、εeff＝εr（ω2−ωc2）／ω2は実効比誘電率でありω＜ωcでは負となる（εrは導波管内の媒質の比誘電率）。When Y is rewritten using ωc = (π / a) / (εμ)1/2 , Y = jωε0 εr (ω2 −ωc2 ) / ω2 = jωε0 εeff . Here, εeff = εr (ω2 −ωc2 ) / ω2 is an effective relative dielectric constant and becomes negative when ω <ωc (εr is a relative dielectric constant of a medium in the waveguide).
このＳＩＷに対して、図３（ｂ）のように直列容量ＣLを装荷すると直列インピーダンスはＺ＝ｊ（ωＬR−１／（ωＣL））となり、ωse＝１／（ＬRＣL）1/2以下で容量性(負のリアクタンス)となる。ＣLを挿入することで、Ｚは容量性(負のリアクタンス)かつＹは誘導性(負のサセプタンス)、すなわち等価的にμ＜０かつε＜０の帯域が出現しこの帯域内において左手系の伝搬が可能となる。When a series capacitor CL is loaded on this SIW as shown in FIG. 3B, the series impedance becomes Z = j (ωLR −1 / (ωCL )), and ωse = 1 / (LR CL ) Capacitive (negative reactance) at1/2 or less. By inserting CL , Z is capacitive (negative reactance) and Y is inductive (negative susceptance). That is, a band of μ <0 and ε <0 appears equivalently, and a left-handed system in this band Can be propagated.
そこで、本発明では、図４に示すように、主接地導体層４に列設したスリット８と、該スリット８の真上に配置された浮遊導体９とにより、ＳＩＷに直列にキャパシタンスＣLを装荷するようにした。このとき、ｄ1が大きく、ｄ2が小さい程キャパシタンスを大きくできると考えられる。Therefore, in the present invention, as shown in FIG. 4, a capacitance CL is formed in series with SIW by a slit 8 arranged in the main ground conductor layer 4 and a floating conductor 9 arranged immediately above the slit 8. I tried to load it. At this time, it is considered that the capacitance can be increased as d1 is larger and d2 is smaller.
本発明の伝送線路１における図２の単位セル１ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳ（High Frequency Structure Simulator、アンソフト社製）を用いて数値解析した。右手系（以下、「ＲＨ」という。）モードと左手系（以下、「ＬＨ」という。）モードの間の遮断帯域が無くなるように、スリット８および浮遊導体９の寸法を調整し図５に示す分散曲線を得た。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１として、それぞれεr1＝２．２，ｄ1＝０．５０８ｍｍ（ＤｉＣｌａｄ８８０）とεr2＝１０．２，ｄ2＝０．０６１ｍｍ（ＡＤ１０）の誘電体部材を想定した。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝０．８ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６ｍｍ，０．２ｍｍである。主導波路１０の遮断周波数ｆcである１６ＧＨｚを境にして、低周波数側では、周波数の増加に従い位相定数βが減少する左手系線路の特性が現れ、高周波数側では、通常のＳＩＷの分散特性が見られる。このように伝送線路１の遷移周波数ｆ0は１６ＧＨｚになっている。次に、この単位セル１ａを１２セル接続して構成した右手／左手系複合伝送線路（以下、「ＣＲＬＨ−ＴＬ」という。）の散乱パラメータ（Ｓパラメータ）として、反射係数Ｓ11及び透過係数Ｓ21の周波数特性を数値解析した結果を図６に示す。解析においては実験で用いる測定系を考慮して入出力端子にはマイクロストリップ線路１５を用いＣＲＬＨ−ＴＬとは図７に示すテーパ１６を介して接続している。このテーパ１６は、マイクロストリップ線路１５の幅ｗsを特性インピーダンスが５０Ωとなるように１．５３ｍｍとするとともに、１３ＧＨｚでの反射が少なくなるように、ｌy＝１ｍｍ，ｌz＝３．５ｍｍと設計した。The dispersion characteristics of the unit cell 1a in FIG. 2 in the transmission line 1 of the present invention were numerically analyzed using an electromagnetic field simulator HFSS (High Frequency Structure Simulator, manufactured by Ansoft). The dimensions of the slit 8 and the floating conductor 9 are adjusted so as to eliminate a cutoff band between the right-handed system (hereinafter referred to as “RH”) mode and the left-handed system (hereinafter referred to as “LH”) mode, as shown in FIG. A dispersion curve was obtained. The parameters at this time are as follows. Dielectric members of εr1 = 2.2, d1 = 0.508 mm (DiClad 880) and εr2 = 10.2, d2 = 0.061 mm (AD10) are used as the main dielectric substrate 2 and the dielectric film 11, respectively. Was assumed. SIW is a main ground conductor posts 7 of radius r = 0.2 mm breadth af = 6.6 mm, constituted by arranging in a cycle s = 0.8 mm, chose 16GHz the cutoff frequency fc. The waveguide width ae equivalent to SIW at this time is 6.32 mm. In this example, I chose the width of the floating conductor 9 and the slits 8 in ae. lp and lg are 0.6 mm and 0.2 mm, respectively. The left-handed line characteristic in which the phase constant β decreases as the frequency increases on the low frequency side with the cutoff frequency fc of 16 GHz as the boundary of the main waveguide 10 appears, and the normal SIW dispersion characteristic on the high frequency side Is seen. Thus, the transition frequency f0 of the transmission line 1 is 16 GHz. Next, the unit cell 1a 12 cells connected to configure the right / left-handed composite transmission line (hereinafter, referred to as. "CRLH-TL") as a scattering parameter in the (S parameter), the reflection coefficient S11 and transmission coefficient SThe result of numerical analysis of21 frequency characteristics is shown in FIG. In the analysis, in consideration of the measurement system used in the experiment, a microstrip line 15 is used as an input / output terminal, and the CRLH-TL is connected via a taper 16 shown in FIG. The taper 16 has a width ws of the microstrip line 15 of 1.53 mm so that the characteristic impedance is 50Ω, and ly = 1 mm and lz = 3.5 mm so that reflection at 13 GHz is reduced. And designed.
図８に試作したＳＩＷと浮遊導体９によるＣＲＬＨ−ＴＬを示す。端子には２．４ｍｍのコネクタを用いており、全長は約５０ｍｍである。構造パラメータは数値解析で示したものと同じである。散乱パラメータの測定結果を図９に示す。１１．２ＧＨｚから１５ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られる。しかしながら、測定結果のＬＨモードは数値解析結果に比べ中心周波数が１．１ＧＨｚ高く、帯域幅は４８％に狭くなっている。また、１８ＧＨｚ付近に遮断帯域が現われている。これらは回路作成上、主誘電体基板２と浮遊導体９を装荷した誘電体フィルム１１の間の密着が不完全であり、直列容量が設計値に満たなかったためであると考える。 FIG. 8 shows a CRLH-TL using the prototyped SIW and the floating conductor 9. A 2.4 mm connector is used for the terminal, and the total length is about 50 mm. The structural parameters are the same as those shown by numerical analysis. The measurement result of the scattering parameter is shown in FIG. A transmission band showing the characteristics of the LH mode in which the phase change increases as the frequency decreases from 11.2 GHz to 15 GHz can be seen. However, in the LH mode of the measurement result, the center frequency is 1.1 GHz higher than the numerical analysis result, and the bandwidth is narrowed to 48%. Further, a cutoff band appears in the vicinity of 18 GHz. These are considered to be due to incomplete adhesion between the main dielectric substrate 2 and the dielectric film 11 loaded with the floating conductor 9 in circuit formation, and the series capacitance did not satisfy the design value.
以上のように、本発明の伝送線路１は左手系伝送線路として使用でき、平面基板で実現できるため構造が簡単である。 As described above, the transmission line 1 of the present invention can be used as a left-handed transmission line and can be realized with a flat substrate, so that the structure is simple.
次に、図１０〜図１１は本発明を具体化した第二実施形態を示している。この伝送線路２０は、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。従って、同実施形態と共通する部分については、同一符号を付することにより重複説明を省く（以下、他の実施形態についても同様とする。）。 Next, FIGS. 10 to 11 show a second embodiment in which the present invention is embodied. The transmission line 20 is mainly different from the first embodiment in the following points. Accordingly, parts that are the same as those in the embodiment are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted (hereinafter, the same applies to other embodiments).
第一実施形態のスリット付き主接地導体層４は、その各スリット８に、該スリット付き主接地導体層４に対して電気的に浮遊した浮遊導体９がそれぞれ配設されているが、図１０に示すように、本例の伝送線路２０は、浮遊導体９が設けられていない点が相違している。各スリット８の真上に、誘電体フィルム１１を介して浮遊導体９を設けた方が伝送線路２０に装荷する直列容量が増大し、設計が容易であるが、本例のように浮遊導体９を省いても左手系伝送線路の実現は可能である。但し、伝送線路２０に十分な直列容量が装荷されるように、スリット８の幅を小さくしたり、スリット８の実効的な長さを大きくしたり（図１１（ｂ）参照）、スリット８内を誘電体で満たしたり、スリット８上に第一実施形態と同様に誘電体フィルム１１（ＡＤ１０）を積層したりすることが好ましい。 In the main grounding conductor layer 4 with slits of the first embodiment, floating conductors 9 that are electrically floating with respect to the main grounding conductor layer 4 with slits are disposed in the respective slits 8. As shown, the transmission line 20 of this example is different in that the floating conductor 9 is not provided. If the floating conductor 9 is provided directly above each slit 8 via the dielectric film 11, the series capacitance loaded on the transmission line 20 is increased and the design is easy. However, as in this example, the floating conductor 9 Even if is omitted, a left-handed transmission line can be realized. However, the width of the slit 8 is reduced, or the effective length of the slit 8 is increased (see FIG. 11B) so that a sufficient series capacity is loaded on the transmission line 20. Is preferably filled with a dielectric, or the dielectric film 11 (AD10) is laminated on the slit 8 in the same manner as in the first embodiment.
本例の伝送線路２０における単位セル２０ａについての分散特性を、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて解析した。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、スリット８の横幅をａeに選んだ。ｌgは、０．２ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。なお、表１及び表２の解析結果中、「ＬＨ伝搬が見られた」とは、周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなるＬＨモードの特徴を示す伝送帯域が見られたことを意味している。The dispersion characteristics of the unit cell 20a in the transmission line 20 of this example were analyzed using an electromagnetic field simulator HFSS. The parameters at this time are as follows. The main dielectric substrate 2 and the dielectric film 11 are the same as those in the first embodiment. SIW is constituted by arranging the main ground conductor posts 7 of radius r = 0.2 mm in width af = 6.6 mm, chose 16GHz the cutoff frequency fc. The waveguide width ae equivalent to SIW at this time is 6.32 mm. In this example, I chose the width of the slit 8 to ae. lg is 0.2 mm. The input / output circuit uses the same microstrip line 15 and taper 16 as in the first embodiment. In the analysis results of Tables 1 and 2, “LH propagation was observed” means that a transmission band showing the characteristics of the LH mode in which the phase change increased as the frequency decreased was observed. ing.
図１０及び図１１（ａ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表１に示す。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層した場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。 Table 1 shows the analysis results in the case of the slit 8 having the form shown in FIGS. When the dielectric film 11 is laminated on the slit 8, it is considered that a sufficient series capacitance is loaded on the transmission line and LH propagation appears.
また、図１１（ｂ）に示す形態のスリット８の場合の解析結果を表２に示す。このときｓ＝０．８ｍｍとした。スリット８上に誘電体フィルム１１を積層したり、スリット８の幅等（図１１（ｂ）におけるａ〜ｃ）を小さく設定したりした場合に、伝送線路に十分な直列容量が装荷され、ＬＨ伝搬が現れたと考える。 Table 2 shows the analysis results for the slit 8 having the configuration shown in FIG. At this time, s = 0.8 mm. When the dielectric film 11 is laminated on the slit 8 or when the width of the slit 8 or the like (ac in FIG. 11B) is set small, a sufficient series capacity is loaded on the transmission line, and the LH Consider propagation.
次に、図１２〜図１４は本発明を具体化した第三実施形態を示している。第一実施形態の構造では浮遊導体９が露出しているため外部への放射が起こるが、本例の伝送線路３０は、浮遊導体９の上部を遮蔽した構造としており、以下に示す点において、主に第一実施形態と相違している。 Next, FIGS. 12 to 14 show a third embodiment in which the present invention is embodied. In the structure of the first embodiment, since the floating conductor 9 is exposed, radiation to the outside occurs. However, the transmission line 30 of the present example has a structure in which the upper portion of the floating conductor 9 is shielded. This is mainly different from the first embodiment.
本例の伝送線路３０は、第一実施形態の伝送線路１に、次の構成が付加されている。すなわち、図１２に示すように、スリット付き主接地導体層４の反主誘電体層側には、遮蔽用誘電体層３２と遮蔽用接地導体層３３とが順に積層されてなる遮蔽層部３１が設けられている。該遮蔽層部３１には、遮蔽用誘電体層３２を貫通し、スリット付き主接地導体層４及び遮蔽用接地導体層３３の間を接続する遮蔽用接地導体ポスト３５が複数列設されてなる遮蔽用接地導体ポスト列３４が２列配置されており、２列の該遮蔽用接地導体ポスト列３４の間には、スリット付き主接地導体層４における全てのスリット８が位置している。この伝送線路３０は、スリット付き主接地導体層４、遮蔽用接地導体層３３、及び２列の遮蔽用接地導体ポスト列３４で囲まれた部分が、主導波路１０からスリット８を介して漏れようとする電磁波を遮断する遮蔽用遮断領域導波路（以下、「遮蔽用導波路」という。）３６として構成されている。 The transmission line 30 of this example has the following configuration added to the transmission line 1 of the first embodiment. That is, as shown in FIG. 12, the shielding dielectric layer 32 and the shielding grounding conductor layer 33 are sequentially laminated on the side of the main grounding conductor layer 4 with slits on the side opposite to the main dielectric layer. Is provided. In the shielding layer portion 31, a plurality of shielding ground conductor posts 35 that pass through the shielding dielectric layer 32 and connect between the main grounding conductor layer 4 with slits and the shielding ground conductor layer 33 are provided. Two rows of shielding ground conductor post rows 34 are arranged, and all the slits 8 in the main ground conductor layer 4 with slits are located between the two rows of shielding ground conductor post rows 34. In the transmission line 30, a portion surrounded by the main grounding conductor layer 4 with the slit, the shielding grounding conductor layer 33, and the two rows of shielding grounding conductor posts 34 will leak from the main waveguide 10 through the slit 8. It is configured as a shielding blocking region waveguide (hereinafter referred to as a “shielding waveguide”) 36 that shields electromagnetic waves.
具体的には、同図に示すように第一実施形態の構造の上部に比誘電率εr3，厚さｄ3の遮蔽用誘電体層３２を置き、その上部に遮蔽用接地導体層３３を置いている。さらに、下層の主接地導体ポスト７を延長し、この延長部分を遮蔽用接地導体ポスト３５とし、最上部の遮蔽用接地導体層３３と接続している。Specifically, as shown in the figure, a shielding dielectric layer 32 having a relative dielectric constant εr3 and a thickness d3 is placed on the upper part of the structure of the first embodiment, and a shielding ground conductor layer 33 is placed on the shielding dielectric layer 33. I put it. Further, the lower main grounding conductor post 7 is extended, and this extended portion is used as a shielding grounding conductor post 35, which is connected to the uppermost shielding grounding conductor layer 33.
第一実施形態の構造と比較するために主導波路１０である下層のＳＩＷのパラメータは不変として、上層の遮蔽用誘電体層３２の厚さｄ3、スリット８および浮遊導体９の寸法ａe，ｌgを調整しＨＦＳＳを用いた数値計算設計によってパラメータを決定した。すなわち、εr3＝２．２，ｄ3＝１．０ｍｍ，ａe＝５．２ｍｍ，ｌg＝０．１ｍｍとした。このときの分散曲線を図１３に示す。同図よりＬＨモードの帯域は１０ＧＨｚから１６ＧＨｚであり、第一実施形態よりもＬＨモードの遮断周波数が２ＧＨｚ高域に移動している。これは、主接地導体ポスト７及び遮蔽用接地導体ポスト３５に干渉しないように浮遊導体９の長さａeを短縮し、直列容量が減少したためである。次に、この単位セル３０ａを１２セル接続して構成したＣＲＬＨ−ＴＬの散乱パラメータの数値解析結果を図１４に示す。入出力回路は第一実施形態のものと同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を用いているので整合は良くないが、同図から１０ＧＨｚから１６ＧＨｚに周波数が低くなるに従って位相の変化が大きくなる図１３のＬＨモードの分散特性を良く反映した伝送特性がみられる。数値計算は無損失を仮定しているが、第一実施形態（図６）の場合、｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＜１となっており、外部への放射が無視できないことを示している。一方、図１４の場合｜Ｓ11｜2＋｜Ｓ21｜2＝１となっており、外部への放射が抑制されていることがわかる。In order to compare with the structure of the first embodiment, the SIW parameter of the lower layer which is the main waveguide 10 is unchanged, the thickness d3 of the upper shielding dielectric layer 32, the dimensions ae of the slit 8 and the floating conductor 9, It was determined parameters by numerical design using the adjusted HFSS the lg. That is, εr3 = 2.2, d3 = 1.0 mm, ae = 5.2 mm, and lg = 0.1 mm. The dispersion curve at this time is shown in FIG. As shown in the figure, the band of the LH mode is 10 GHz to 16 GHz, and the cutoff frequency of the LH mode is shifted to a higher 2 GHz range than the first embodiment. This is because the length ae of the floating conductor 9 is shortened so as not to interfere with the main ground conductor post 7 and the shielding ground conductor post 35, and the series capacitance is reduced. Next, FIG. 14 shows the numerical analysis results of the scattering parameters of CRLH-TL constructed by connecting 12 unit cells 30a. Since the input / output circuit uses the same microstrip line 15 and taper 16 as those in the first embodiment, the matching is not good, but the phase change increases as the frequency decreases from 10 GHz to 16 GHz from FIG. The transmission characteristics well reflect the dispersion characteristics of the LH mode. The numerical calculation assumes no loss, but in the case of the first embodiment (FIG. 6), | S11 |2 + | S21 |2 <1, and that radiation to the outside cannot be ignored. Show. On the other hand, in the case of FIG. 14, | S11 |2 + | S21 |2 = 1, which indicates that radiation to the outside is suppressed.
なお、本例ではｄ1≠ｄ3の場合について数値解析を行ったが、構造が簡単になるように、ｄ1＝ｄ3＝０．５０８ｍｍとした場合の数値解析でも同様の結果が得られている。また、本例の計算では、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔は、簡単のために主接地導体ポスト７の間隔と同じに選んでいるが、この場合、主導波路１０の遮断周波数ｆc以上の周波数では遮蔽用導波路３６も遮断領域とはならず、電磁波を伝搬してしまい不要な共振の原因となる。このため、主導波路１０で使用する周波数帯域全体に渡って、遮蔽用導波路３６が遮断領域となるように、遮蔽用接地導体ポスト３５の間隔を主接地導体ポスト７の間隔よりも狭くする等の最適化が必要である。In this example, numerical analysis was performed for d1 ≠ d3 , but the same result was obtained by numerical analysis when d1 = d3 = 0.508 mm so as to simplify the structure. ing. Further, in the calculation of the present embodiment, the spacing of the shielding ground conductor posts 35, for simplicity, but are choosing the same as the interval of the main ground conductor posts 7, in this case, above the cutoff frequency fc of the main waveguide 10 At the frequency, the shielding waveguide 36 does not become a blocking region, but propagates an electromagnetic wave and causes unnecessary resonance. For this reason, the interval between the shielding ground conductor posts 35 is made smaller than the interval between the main ground conductor posts 7 so that the shielding waveguide 36 becomes a cutoff region over the entire frequency band used in the main waveguide 10. Optimization is required.
本例の伝送線路では、第一実施形態の線路に対し、放射を抑制するために浮遊導体９の上部に遮蔽のための層を設けたが、この場合も平面基板を積層して構成できる。 In the transmission line of this example, a layer for shielding is provided on the floating conductor 9 in order to suppress radiation with respect to the line of the first embodiment, but in this case as well, a planar substrate can be laminated.
次に、図１５〜図１７は本発明を具体化した第四実施形態を示している。このアンテナ４０は、第一実施形態と同様に構成された伝送線路に対する入力信号の周波数を制御することにより、スリット８からのエネルギーの放射方向を制御するようにしたものである。 Next, FIGS. 15 to 17 show a fourth embodiment in which the present invention is embodied. This antenna 40 controls the radiation direction of energy from the slit 8 by controlling the frequency of the input signal to the transmission line configured in the same manner as in the first embodiment.
本例のアンテナ４０における図１５の単位セル４０ａについて、電磁界シミュレータＨＦＳＳを用いて数値解析を行った。このときのパラメータは、次の通りである。主誘電体基板２及び誘電体フィルム１１は第一実施形態と同一のものとした。ＳＩＷは、半径ｒ＝０．２ｍｍの主接地導体ポスト７を横幅ａf＝６．６ｍｍ，周期ｓ＝１．０ｍｍで並べて構成し、１６ＧＨｚを遮断周波数ｆcに選んだ。このときのＳＩＷと等価となる導波管幅ａeは、６．３２ｍｍである。本例では、浮遊導体９およびスリット８の横幅をａeに選んだ。ｌp，ｌgは、０．６３７ｍｍ，０．３６３ｍｍである。入出力回路は第一実施形態と同じマイクロストリップ線路１５及びテーパ１６を使用した。本解析によって求めた分散曲線を図１６に示す。主導波路１０の遮断周波数ｆcを境に高域に右手系（ＲＨ）、低域に左手系（ＬＨ）のモードをもつＣＲＬＨ−ＴＬの分散特性が見られる。図１７は２０個の単位セル４０ａで構成された線路からのｘ−ｚ面内の放射特性（それぞれの最大値で正規化）を示している。同図より漏洩波領域内（β2＜ω2μ0ε0）のＬＨモード（ｆL＝１３．５ＧＨｚ）の場合は後方へ、遷移周波数（β＝０）付近（ｆT＝１５．７ＧＨｚ）では垂直に、ＲＨモード（ｆR＝２０．５ＧＨｚ）の場合は前方に放射していることがわかる。The unit cell 40a of FIG. 15 in the antenna 40 of this example was subjected to numerical analysis using the electromagnetic field simulator HFSS. The parameters at this time are as follows. The main dielectric substrate 2 and the dielectric film 11 are the same as those in the first embodiment. SIW is a main ground conductor posts 7 of radius r = 0.2 mm breadth af = 6.6 mm, constituted by arranging in a cycle s = 1.0 mm, chose 16GHz the cutoff frequency fc. The waveguide width ae equivalent to SIW at this time is 6.32 mm. In this example, I chose the width of the floating conductor 9 and the slits 8 in ae. lp and lg are 0.637 mm and 0.363 mm. The input / output circuit uses the same microstrip line 15 and taper 16 as in the first embodiment. The dispersion curve obtained by this analysis is shown in FIG. Right-handed in the high band to the boundary of the cutoff frequency fc of the main waveguide 10 (RH), the dispersion characteristic of the CRLH-TL with the mode of the left-handed (LH) to low frequency is observed. FIG. 17 shows radiation characteristics in the xz plane (normalized by respective maximum values) from a line composed of 20 unit cells 40a. From the same figure, in the case of the LH mode (fL = 13.5 GHz) in the leaky wave region (β2 <ω2 μ0 ε0 ), backward, near the transition frequency (β = 0) (fT = 15.7 GHz) ) In the vertical direction, it can be seen that in the RH mode (fR = 20.5 GHz), the light is emitted forward.
本例では、主導波管に設けられたスリット８を塞ぐように浮遊導体９が配置されているが、これらの配置形状を最適化したり、これらを省いた構成としたりすることで放射特性の向上が期待できる。 In this example, the floating conductors 9 are arranged so as to close the slits 8 provided in the main waveguide. However, the radiation characteristics can be improved by optimizing the arrangement shape or omitting these arrangements. Can be expected.
なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。
（１）各実施形態において、上下を逆に構成すること。
（２）各実施形態において、主接地導体層５にもスリット８や誘電体フィルム１１及び浮遊導体９を設けること。
（３）第二実施形態の伝送線路を、第四実施形態と同様にアンテナとして使用すること。In addition, this invention is not limited to the said embodiment, For example, it can also be suitably changed and embodied as follows, for example in the range which does not deviate from the meaning of invention.
(1) In each embodiment, it is configured upside down.
(2) In each embodiment, the main grounding conductor layer 5 is also provided with the slit 8, the dielectric film 11, and the floating conductor 9.
(3) The transmission line of the second embodiment is used as an antenna as in the fourth embodiment.
１ 伝送線路
２ 主誘電体基板
３ 主誘電体層
４ スリット付き主接地導体層
５ 主接地導体層
６ 主接地導体ポスト列
７ 主接地導体ポスト
８ スリット
９ 浮遊導体
１０ 主導波路
１１ 誘電体フィルム
１５ マイクロストリップ線路
１６ テーパ
２０ 伝送線路
３０ 伝送線路
３１ 遮蔽層部
３２ 遮蔽用誘電体層
３３ 遮蔽用接地導体層
３４ 遮蔽用接地導体ポスト列
３５ 遮蔽用接地導体ポスト
３６ 遮蔽用遮断領域導波路
４０ アンテナ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmission line 2 Main dielectric substrate 3 Main dielectric layer 4 Main ground conductor layer with slit 5 Main ground conductor layer 6 Main ground conductor post row 7 Main ground conductor post 8 Slit 9 Floating conductor 10 Main waveguide 11 Dielectric film 15 Micro Strip line 16 Taper 20 Transmission line 30 Transmission line 31 Shielding layer portion 32 Shielding dielectric layer 33 Shielding ground conductor layer 34 Shielding ground conductor post row 35 Shielding ground conductor post 36 Shielding blocking region waveguide 40 Antenna
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