JP2010115056A - Power supply system and vehicle - Google Patents

Abstract

Translated fromJapanese

【課題】蓄電装置の電流の流れる方向が変化する場合に、蓄電装置に対応して設けられるコンバータのスイッチング素子を適切に制御することが可能な電源システム、およびそれを備える車両を提供する。
【解決手段】ＥＣＵ１００は、コンバータ１０の上アーム素子および下アーム素子が同時にオフするデッドタイムが存在するように上アーム素子および下アーム素子のスイッチング動作を制御する。ＥＣＵ１００は、電圧ＶＨが目標電圧より低下した場合には、上アーム素子のデューティ比を低下させることにより電圧ＶＨを上昇させる。ＥＣＵ１００は、蓄電装置Ｂ１に流れる電流ＩＢの向きが、コンバータ１０から蓄電装置Ｂ１への向きである負方向から負方向と逆の正方向に変化した場合には、負方向から正方向への電流ＩＢの向きの変化が生じない通常時に比較して、電圧ＶＨを上昇させるためのデューティ比の低下を制限する。
【選択図】図１A power supply system capable of appropriately controlling a switching element of a converter provided corresponding to a power storage device when the direction of current flow of the power storage device changes, and a vehicle including the same.
An ECU controls a switching operation of an upper arm element and a lower arm element so that a dead time exists in which an upper arm element and a lower arm element of a converter are simultaneously turned off. When voltage VH decreases below the target voltage, ECU 100 increases voltage VH by decreasing the duty ratio of the upper arm element. When the direction of current IB flowing through power storage device B1 changes from the negative direction that is the direction from converter 10 to power storage device B1 to the positive direction opposite to the negative direction, ECU 100 determines the current from the negative direction to the positive direction. Compared to the normal time when no change in the direction of IB occurs, the reduction of the duty ratio for increasing the voltage VH is limited.
[Selection] Figure 1

Description

Translated fromJapanese

本発明は電源システムおよび車両に関し、特に、蓄電装置と、蓄電装置と電力を授受する負荷装置との間に設けられる電圧変換器とを備える電源システムの制御技術に関する。  The present invention relates to a power supply system and a vehicle, and more particularly, to a control technique for a power supply system including a power storage device and a voltage converter provided between the power storage device and a load device that exchanges power.

コンバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）、インバータ（ＡＣ／ＤＣ変換器）等の電力変換器においては、一般に２つのスイッチング素子を正負極間に直列接続した構成が採用される。上下のスイッチング素子が同時にオンすると正負極間が短絡されてしまうため、これを避ける必要がある。そこで上下のスイッチング素子をオンオフ制御する際には、これらがともにオフ状態である期間を設ける必要がある。この期間は一般的に「デッドタイム」と呼ばれる。  In power converters such as converters (DC / AC converters) and inverters (AC / DC converters), generally a configuration in which two switching elements are connected in series between positive and negative electrodes is adopted. If the upper and lower switching elements are turned on at the same time, the positive and negative electrodes are short-circuited. Therefore, when the on / off control of the upper and lower switching elements is performed, it is necessary to provide a period in which both are in the off state. This period is commonly referred to as “dead time”.

デッドタイムに関連する電圧変換器の制御に関する技術がこれまでに提案されている。たとえば特開２００８−４８４７２号公報（特許文献１）は、適切なデッドタイム補償が可能な電力変換回路を開示する。特許文献１によれば、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器は、デッドタイム補償器から供給される信号に応じて、デッドタイムの電流方向から、三角波と比較する指令電圧を補正し、上下２つのスイッチング素子のデューティ比を変更してデッドタイム補償を行なう。
特開２００８−４８４７２号公報特開２００４−２３８１９号公報特開２００７−２２１９２０号公報Techniques relating to control of voltage converters related to dead time have been proposed so far. For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2008-48472 (Patent Document 1) discloses a power conversion circuit capable of appropriate dead time compensation. According to Patent Document 1, a PWM (Pulse Width Modulation) controller corrects a command voltage to be compared with a triangular wave from the current direction of the dead time in accordance with a signal supplied from the dead time compensator and Dead time compensation is performed by changing the duty ratio of the switching element.
JP 2008-48472 A Japanese Patent Laid-Open No. 2004-23819 JP 2007-221920 A

蓄電装置と、その蓄電装置に蓄えられた直流電力を交流電力に変換するインバータと、そのインバータからの交流電力により駆動力を発生するモータとを備えた車両が知られている。このような車両には、たとえばモータに加えて内燃機関を動力源として備えるハイブリッド車両、モータのみを動力源として備える電気自動車などがある。これらの車両においては、減速時にモータを発電機として用いることで、運動エネルギーを電気エネルギーに変換して、蓄電装置に蓄える「回生ブレーキ」が利用できる。  2. Description of the Related Art A vehicle is known that includes a power storage device, an inverter that converts DC power stored in the power storage device into AC power, and a motor that generates driving force using AC power from the inverter. Such vehicles include, for example, hybrid vehicles that include an internal combustion engine as a power source in addition to a motor, and electric vehicles that include only a motor as a power source. In these vehicles, a “regenerative brake” that converts kinetic energy into electrical energy and stores it in a power storage device by using a motor as a generator during deceleration can be used.

さらに、上記車両において蓄電装置の電圧を昇圧してインバータに供給する構成が採用されている。この構成によればモータを高電圧で駆動可能であるので、モータの高出力化を実現できる。モータの回生時には、モータによる発電電力は降圧されて蓄電装置に供給される。  Further, a configuration is adopted in which the voltage of the power storage device is boosted and supplied to the inverter in the vehicle. According to this configuration, since the motor can be driven with a high voltage, high output of the motor can be realized. During motor regeneration, the electric power generated by the motor is stepped down and supplied to the power storage device.

車両駆動用のモータと蓄電装置との間で電力が授受されるため、蓄電装置には電流の入出力が発生する。ここで蓄電装置から電流が出力される場合の電流の向き（すなわち蓄電装置からコンバータへの向き）を正とし、蓄電装置に電流が入力される場合の電流の向き（すなわちコンバータから蓄電装置への向き）を負とする。蓄電装置に流れる電流がゼロクロスする場合においては、コンバータの動作が降圧動作から昇圧動作に切換るため、コンバータに含まれる２つのスイッチング素子のデューティ比を適切に切換える必要が生じると考えられる。  Since electric power is transferred between the motor for driving the vehicle and the power storage device, current input / output occurs in the power storage device. Here, the current direction when current is output from the power storage device (ie, the direction from the power storage device to the converter) is positive, and the current direction when current is input to the power storage device (ie, from the converter to the power storage device). Direction) is negative. When the current flowing through the power storage device crosses zero, the operation of the converter is switched from the step-down operation to the step-up operation, so that it is considered necessary to appropriately switch the duty ratio of the two switching elements included in the converter.

特開２００８−４８４７２号公報には、蓄電装置に流れる電流の方向が正の場合、および負の場合の各々におけるスイッチング素子の制御は示されているものの、電流の方向が変化する場合におけるスイッチング素子の制御については開示されていない。  Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-48472 discloses the control of the switching element when the direction of the current flowing through the power storage device is positive and negative, but the switching element when the direction of the current changes No control is disclosed.

本発明の目的は、蓄電装置の電流の流れる方向が変化する場合に、蓄電装置に対応して設けられるコンバータのスイッチング素子を適切に制御することが可能な電源システム、およびそれを備える車両を提供することである。  An object of the present invention is to provide a power supply system capable of appropriately controlling a switching element of a converter provided corresponding to a power storage device when the direction of current flow of the power storage device changes, and a vehicle including the same It is to be.

本発明は要約すれば、電源システムであって、直流電力を授受可能な負荷装置に接続される正極ラインおよび負極ラインと、正極ラインおよび負極ラインに接続されるコンデンサと、負荷装置に対して直流電力を入出力する蓄電装置と、電圧変換装置と、制御装置とを備える。電圧変換装置は、正極ラインおよび負極ライン間に直列接続された上アーム素子および下アーム素子と、上アーム素子および下アーム素子の接続点と蓄電装置との間の電流経路に介挿接続されるリアクトルとを含む。電圧変換装置は、蓄電装置の第１の電圧と正極ラインおよび負極ライン間の第２の電圧とを相互に変換する。制御装置は、上アーム素子および下アーム素子が同時にオフするデッドタイムが存在するように上アーム素子および下アーム素子のスイッチング動作を制御する。制御装置は、第２の電圧が目標電圧より低下した場合には、上アーム素子のデューティ比を低下させることにより第２の電圧を上昇させる。制御装置は、蓄電装置に流れる電流の向きが、電圧変換装置から蓄電装置への向きである負方向から負方向と逆の正方向に変化した場合には、負方向から正方向への電流の向きの変化が生じない通常時に比較して、第２の電圧を上昇させるためのデューティ比の低下を制限する。  In summary, the present invention is a power supply system, a positive line and a negative line connected to a load device capable of transmitting and receiving DC power, a capacitor connected to a positive line and a negative line, and a direct current to the load device. A power storage device that inputs and outputs power, a voltage conversion device, and a control device are provided. The voltage conversion device is inserted and connected to an upper arm element and a lower arm element connected in series between the positive electrode line and the negative electrode line, and a current path between a connection point of the upper arm element and the lower arm element and the power storage device. Including reactors. The voltage conversion device mutually converts the first voltage of the power storage device and the second voltage between the positive electrode line and the negative electrode line. The control device controls the switching operation of the upper arm element and the lower arm element so that there is a dead time in which the upper arm element and the lower arm element are simultaneously turned off. When the second voltage falls below the target voltage, the control device raises the second voltage by reducing the duty ratio of the upper arm element. When the direction of the current flowing through the power storage device changes from the negative direction, which is the direction from the voltage conversion device to the power storage device, to the positive direction opposite to the negative direction, the control device changes the current from the negative direction to the positive direction. Compared to the normal time when the direction does not change, the reduction of the duty ratio for increasing the second voltage is limited.

制御装置は、電流の向きが負方向から正方向に変化した場合には、所定期間、デューティ比の下限値を、通常時におけるデューティ比の下限値よりも高く設定する。  When the current direction changes from the negative direction to the positive direction, the control device sets the lower limit value of the duty ratio to be higher than the lower limit value of the duty ratio in a normal period for a predetermined period.

制御装置は、電流の向きが負方向から正方向に変化した場合には、所定期間、デューティ比の低下率を、通常時におけるデューティ比の低下率に比べて小さく設定する。  When the direction of the current changes from the negative direction to the positive direction, the control device sets the rate of decrease of the duty ratio to be smaller than the rate of decrease of the duty ratio during normal time for a predetermined period.

本発明の他の局面に従うと車両であって、上記のいずれかに記載の電源システムと、電源システムと直流電力を授受する負荷装置とを備える。  According to another aspect of the present invention, a vehicle includes the power supply system according to any one of the above and a load device that exchanges DC power with the power supply system.

本発明によれば、蓄電装置の電流の流れる方向が変化する場合において、コンバータのスイッチング素子を適切に制御することが可能になる。  ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, when the direction through which the electric current of an electrical storage apparatus changes changes, it becomes possible to control the switching element of a converter appropriately.

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中における同一または相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。  Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１による電源システムを搭載した車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図１を参照して、このハイブリッド車両１０００は、エンジン２と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、動力分割機構４と、車輪６とを備える。また、ハイブリッド車両１０００は、蓄電装置Ｂ１と、コンバータ１０と、コンデンサＣと、インバータ２０，２２と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１００とをさらに備える。[Embodiment 1]
FIG. 1 is an overall block diagram of a hybrid vehicle shown as an example of a vehicle equipped with a power supply system according to Embodiment 1 of the present invention. Referring to FIG. 1,hybrid vehicle 1000 includes anengine 2, motor generators MG <b> 1 and MG <b> 2, a power split mechanism 4, and wheels 6.Hybrid vehicle 1000 further includes power storage device B <b> 1,converter 10, capacitor C,inverters 20 and 22, and ECU (Electronic Control Unit) 100.

なお、コンバータ１０は、本発明における「電圧変換装置」に対応する。また、インバータ２０，２２およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、この発明における「負荷装置」を構成する。また、蓄電装置Ｂ１、コンバータ１０、コンデンサＣ、これらに付随するセンサ、制御要素によって、本発明の「電源システム」が構成される。  Converter 10 corresponds to a “voltage conversion device” in the present invention.Inverters 20 and 22 and motor generators MG1 and MG2 constitute a “load device” in the present invention. Further, the “power supply system” of the present invention is configured by the power storage device B1, theconverter 10, the capacitor C, the sensors and control elements associated therewith.

ハイブリッド車両１０００は、エンジン２およびモータジェネレータＭＧ２を動力源として走行する。動力分割機構４は、エンジン２とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とに結合されてこれらの間で動力を分配する。動力分割機構４は、たとえば、サンギヤ、プラネタリキャリヤおよびリングギヤの３つの回転軸を有する遊星歯車機構から成り、この３つの回転軸がエンジン２およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転軸にそれぞれ接続される。なお、モータジェネレータＭＧ１のロータを中空にしてその中心にエンジン２のクランク軸を通すことにより、エンジン２およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を動力分割機構４に機械的に接続することができる。また、モータジェネレータＭＧ２の回転軸は、図示されない減速ギヤや作動ギヤによって車輪６に結合される。  Hybrid vehicle 1000 travels usingengine 2 and motor generator MG2 as power sources. Power split device 4 is coupled toengine 2 and motor generators MG1, MG2 to distribute power between them. Power split device 4 is composed of, for example, a planetary gear mechanism having three rotation shafts of a sun gear, a planetary carrier, and a ring gear, and these three rotation shafts are connected to the rotation shafts ofengine 2 and motor generators MG1 and MG2, respectively. It should be noted thatengine 2 and motor generators MG1, MG2 can be mechanically connected to power split mechanism 4 by hollowing the rotor of motor generator MG1 and passing the crankshaft ofengine 2 through the center thereof. Further, the rotating shaft of motor generator MG2 is coupled to wheel 6 by a reduction gear and an operating gear (not shown).

そして、モータジェネレータＭＧ１は、エンジン２によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン２の始動を行ない得る電動機として動作するものとしてハイブリッド車両１０００に組込まれる。モータジェネレータＭＧ２は、車輪６を駆動する電動機としてハイブリッド車両１０００に組込まれる。  Motor generator MG1 is incorporated inhybrid vehicle 1000 as operating as a generator driven byengine 2 and operating as an electric motor that can startengine 2. Motor generator MG2 is incorporated inhybrid vehicle 1000 as an electric motor that drives wheels 6.

蓄電装置Ｂ１は、充放電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池、大容量のキャパシタ等から成る。蓄電装置Ｂ１は、コンバータ１０へ電力を供給し、また、電力回生時には、コンバータ１０によって充電される。  The power storage device B1 is a DC power source that can be charged and discharged, and includes, for example, a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, a large-capacity capacitor, and the like. Power storage device B1 supplies power to converter 10 and is charged byconverter 10 during power regeneration.

コンバータ１０は、ＥＣＵ１００からの信号ＰＷＣに基づいて蓄電装置Ｂ１からの電圧を昇圧し、その昇圧した電圧を正極ラインＰＬ２へ出力する。また、コンバータ１０は、インバータ２０，２２から正極ラインＰＬ２を介して供給される回生電力を信号ＰＷＣに基づいて蓄電装置Ｂ１の電圧レベルに降圧し、蓄電装置Ｂ１を充電する。  Converter 10 boosts the voltage from power storage device B1 based on signal PWC fromECU 100, and outputs the boosted voltage to positive line PL2. Converter 10 steps down the regenerative power supplied frominverters 20 and 22 via positive line PL2 to the voltage level of power storage device B1 based on signal PWC, and charges power storage device B1.

コンデンサＣは、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬとの間に接続され、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬとの間の電圧変動を平滑化する。正極ラインＰＬ２および負極ラインＮＬの間の直流電圧ＶＨは、蓄電装置Ｂ１およびコンバータ１０によって構成される「電源システム」から、インバータ２０，２２およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２による「負荷装置」への出力電圧に相当する。この直流電圧ＶＨについて、以下では、システム電圧ＶＨとも称する。  Capacitor C is connected between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL, and smoothes voltage fluctuations between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL. DC voltage VH between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL is an output voltage from "power supply system" constituted by power storage device B1 and converter 10 to "load device" byinverters 20, 22 and motor generators MG1, MG2. It corresponds to. Hereinafter, the DC voltage VH is also referred to as a system voltage VH.

インバータ２０は、ＥＣＵ１００からの信号ＰＷＩ１に基づいて正極ラインＰＬ２からの直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力する。また、インバータ２０は、エンジン２の動力を用いてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧を信号ＰＷＩ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を正極ラインＰＬ２へ出力する。  Inverter 20 converts a DC voltage from positive line PL2 into a three-phase AC voltage based on signal PWI1 fromECU 100, and outputs the converted three-phase AC voltage to motor generator MG1.Inverter 20 converts the three-phase AC voltage generated by motor generator MG1 using the power ofengine 2 into a DC voltage based on signal PWI1, and outputs the converted DC voltage to positive line PL2.

インバータ２２は、ＥＣＵ１００からの信号ＰＷＩ２に基づいて正極ラインＰＬ２からの直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力する。また、インバータ２２は、車両の回生制動時、車輪６からの回転力を受けてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧を信号ＰＷＩ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を正極ラインＰＬ２へ出力する。  Inverter 22 converts a DC voltage from positive line PL2 into a three-phase AC voltage based on signal PWI2 fromECU 100, and outputs the converted three-phase AC voltage to motor generator MG2. Further,inverter 22 converts the three-phase AC voltage generated by motor generator MG2 by receiving the rotational force from wheel 6 during regenerative braking of the vehicle into a DC voltage based on signal PWI2, and the converted DC voltage is positive. Output to line PL2.

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々は、３相交流回転電機であり、たとえば３相交流同期電動発電機から成る。モータジェネレータＭＧ１は、インバータ２０によって回生駆動され、エンジン２の動力を用いて発電した３相交流電圧をインバータ２０へ出力する。また、モータジェネレータＭＧ１は、エンジン２の始動時、インバータ２０によって力行駆動され、エンジン２をクランキングする。モータジェネレータＭＧ２は、インバータ２２によって力行駆動され、車輪６を駆動するための駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ２は、車両の回生制動時、インバータ２２によって回生駆動され、車輪６から受ける回転力を用いて発電した３相交流電圧をインバータ２２へ出力する。  Each of motor generators MG1 and MG2 is a three-phase AC rotating electric machine, for example, a three-phase AC synchronous motor generator. Motor generator MG1 is regeneratively driven byinverter 20, and outputs a three-phase AC voltage generated using the power ofengine 2 toinverter 20. Motor generator MG1 is driven by power byinverter 20 whenengine 2 is started, and cranksengine 2. Motor generator MG <b> 2 is driven by power byinverter 22, and generates a driving force for driving wheels 6. Motor generator MG <b> 2 is regeneratively driven byinverter 22 during regenerative braking of the vehicle, and outputs a three-phase AC voltage generated using the rotational force received from wheels 6 toinverter 22.

上記電源システムには、蓄電装置Ｂ１に対して配置される、電圧センサ４２、電流センサ５２、および温度センサ６２が設けられる。  The power supply system is provided with avoltage sensor 42, acurrent sensor 52, and atemperature sensor 62 that are arranged with respect to the power storage device B1.

電圧センサ４２は、蓄電装置Ｂ１の電圧ＶＢを検出してＥＣＵ１００へ出力する。温度センサ６２は、蓄電装置Ｂ１の温度ＴＢを検出してＥＣＵ１００へ出力する。電流センサ５２は、蓄電装置Ｂ１から正極ラインＰＬ１を介してコンバータ１０へ入出力される電流ＩＢを検出してＥＣＵ１００へ出力する。  Voltage sensor 42 detects voltage VB of power storage device B1 and outputs it toECU 100.Temperature sensor 62 detects temperature TB of power storage device B1 and outputs it toECU 100.Current sensor 52 detects current IB input / output from power storage device B1 toconverter 10 via positive line PL1, and outputs the detected current toECU 100.

さらに、コンデンサＣの端子間電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出するための電圧センサ４６が配置される。電圧センサ４６による検出値は、ＥＣＵ１００へ出力される。  Furthermore, avoltage sensor 46 for detecting a voltage between terminals of the capacitor C, that is, a system voltage VH is arranged. The value detected by thevoltage sensor 46 is output to theECU 100.

ＥＣＵ１００は、コンバータ１０を制御するための信号ＰＷＣを生成してコンバータ１０へ出力する。さらに、ＥＣＵ１００は、インバータ２０，２２をそれぞれ駆動するための信号ＰＷＩ１，ＰＷＩ２を生成し、その生成した信号ＰＷＩ１，ＰＷＩ２をそれぞれインバータ２０，２２へ出力する。  ECU 100 generates a signal PWC for controllingconverter 10 and outputs it toconverter 10. Further,ECU 100 generates signals PWI1 and PWI2 for drivinginverters 20 and 22, respectively, and outputs the generated signals PWI1 and PWI2 toinverters 20 and 22, respectively.

図２は、図１に示したコンバータ１０の構成を示す回路図である。図２を参照して、コンバータ１０は、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、リアクトルＬ１と、駆動回路３１，３２とを含む。  FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration ofconverter 10 shown in FIG. Referring to FIG. 2,converter 10 includes power semiconductor switching elements Q1, Q2, diodes D1, D2, a reactor L1, and drivecircuits 31, 32.

本実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用されるものとするが、制御信号によってオン・オフを制御可能であれば任意のスイッチング素子を適用可能である。たとえば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタ等についても用いることができる。なお、これらの半導体スイッチング素子の制御電極を、以下では「ゲート」と総称することにする。  In the present embodiment, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) is applied as a power semiconductor switching element (hereinafter also simply referred to as “switching element”), but can be controlled on / off by a control signal. Any switching element can be applied. For example, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) or a bipolar transistor can be used. Hereinafter, the control electrodes of these semiconductor switching elements will be collectively referred to as “gates”.

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、正極ラインＰＬ２と負極ラインＮＬとの間に直列に接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。リアクトルＬ１の一方端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードに接続され、その他方端は、正極ラインＰＬ１に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ「上アーム素子」および「下アーム素子」に対応する。  Switching elements Q1, Q2 are connected in series between positive electrode line PL2 and negative electrode line NL. Diodes D1 and D2 are connected in antiparallel to switching elements Q1 and Q2, respectively. Reactor L1 has one end connected to a connection node of switching elements Q1 and Q2, and the other end connected to positive line PL1. Switching elements Q1, Q2 correspond to "upper arm element" and "lower arm element", respectively.

駆動回路３１，３２はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート電極にそれぞれ接続される。駆動回路３１，３２はＥＣＵ１００からの信号ＰＷＣに従って、対応するスイッチング素子のゲート電極にゲート信号Ｇ１，Ｇ２をそれぞれ供給する。これによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンオフされる。  Drivecircuits 31 and 32 are connected to the gate electrodes of switching elements Q1 and Q2, respectively. Drivecircuits 31 and 32 supply gate signals G1 and G2 to the gate electrodes of the corresponding switching elements, respectively, in accordance with signal PWC fromECU 100. Thereby, switching elements Q1, Q2 are turned on and off.

また、蓄電装置Ｂ１の充放電時には電流ＩＢが流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作により、電流ＩＢの方向は正方向（蓄電装置Ｂ１からコンバータ１０への方向）および負方向（コンバータ１０から蓄電装置Ｂ１への方向）の間で周期的に変化するものの、巨視的には、電流ＩＢは、蓄電装置Ｂ１の放電時に正方向に流れ、蓄電装置Ｂ１の充電時に負方向に流れる。以下では特に説明しない限り、「電流ＩＢの方向」とは、周期的な方向の変化を考慮しない状態での電流ＩＢの方向を意味するものとする。  Further, current IB flows during charging / discharging of power storage device B1. Although the direction of current IB changes periodically between the positive direction (direction from power storage device B1 to converter 10) and the negative direction (direction fromconverter 10 to power storage device B1) by the operation of switching elements Q1 and Q2. Macroscopically, the current IB flows in the positive direction when the power storage device B1 is discharged, and flows in the negative direction when the power storage device B1 is charged. In the following description, unless otherwise specified, the “direction of current IB” means the direction of current IB in a state where periodic change in direction is not taken into consideration.

図３は、コンバータ１０の制御に用いられる信号ＰＷＣ，Ｇ１，Ｇ２の波形図である。
図３を参照して、信号ＰＷＣの立上がりに応じてゲート信号Ｇ１が立上がるとともにゲート信号Ｇ２が立下がる。一方、信号ＰＷＣの立下がりに応じてゲート信号Ｇ１が立下がるとともにゲート信号Ｇ２が立上がる。本実施の形態ではゲート信号Ｇ１（Ｇ２）の電位レベルがＨ（論理ハイ）レベルである期間にスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）がオン状態となり、ゲート信号Ｇ１（Ｇ２）の電位レベルがＬ（論理ロー）レベルである期間にスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）がオフ状態となるものとする。FIG. 3 is a waveform diagram of signals PWC, G1, and G2 used for controllingconverter 10.
Referring to FIG. 3, gate signal G1 rises and gate signal G2 falls in response to the rise of signal PWC. On the other hand, the gate signal G1 falls and the gate signal G2 rises in response to the fall of the signal PWC. In this embodiment, the switching element Q1 (Q2) is turned on while the potential level of the gate signal G1 (G2) is H (logic high) level, and the potential level of the gate signal G1 (G2) is L (logic low). ) It is assumed that the switching element Q1 (Q2) is turned off during the period of level.

ここでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンすると、正極ラインＰＬ１と負極ラインＮＬとが短絡される。この問題を防ぐためにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がともにオフ状態である期間が必要となる。この期間は一般的に「デッドタイム」と呼ばれる。図３に示した期間ｄ１，ｄ２がデッドタイムに対応する。  Here, when switching elements Q1, Q2 are simultaneously turned on, positive electrode line PL1 and negative electrode line NL are short-circuited. In order to prevent this problem, a period in which both switching elements Q1 and Q2 are in the off state is required. This period is commonly referred to as “dead time”. The periods d1 and d2 shown in FIG. 3 correspond to the dead time.

また、本実施の形態では、信号ＰＷＣのデューティ比Ｄ（オンデューティ比）をＴｈ／Ｔと定義する。Ｔは信号ＰＷＣの周期を表わし、Ｔｈは、信号ＰＷＣの電位レベルがＨレベルである期間を表わす。コンバータ１０は、このデューティ比Ｄに応じて昇圧比および降圧比を変化させる。  In the present embodiment, the duty ratio D (on-duty ratio) of the signal PWC is defined as Th / T. T represents the period of the signal PWC, and Th represents the period during which the potential level of the signal PWC is at the H level.Converter 10 changes the step-up ratio and the step-down ratio in accordance with duty ratio D.

なおデューティ比Ｄが小さくなると、Ｔｈが短くなるのでゲート信号Ｇ１のデューティ比（オンデューティ比）が小さくなり、ゲート信号Ｇ２のデューティ比（オンデューティ）が大きくなる。逆にデューティ比Ｄが大きくなると、Ｔｈが長くなるのでゲート信号Ｇ１のデューティ比（オンデューティ比）が大きくなり、ゲート信号Ｇ２のデューティ比（オンデューティ）が小さくなる。  When the duty ratio D decreases, Th becomes shorter, so the duty ratio (on duty ratio) of the gate signal G1 decreases and the duty ratio (on duty) of the gate signal G2 increases. Conversely, when the duty ratio D increases, Th increases, so the duty ratio (on duty ratio) of the gate signal G1 increases and the duty ratio (on duty) of the gate signal G2 decreases.

図２に戻り、コンバータ１０は、チョッパ回路から成る。そして、コンバータ１０は、信号ＰＷＣに基づいて、正極ラインＰＬ１の電圧をリアクトルＬ１を用いて昇圧し、その昇圧した電圧を正極ラインＰＬ２へ出力する。具体的には、上記デューティ比Ｄを制御することにより、蓄電装置Ｂ１からの出力電圧の昇圧比を制御できる。  Returning to FIG. 2,converter 10 includes a chopper circuit.Converter 10 boosts the voltage of positive line PL1 using reactor L1 based on signal PWC, and outputs the boosted voltage to positive line PL2. Specifically, by controlling the duty ratio D, the step-up ratio of the output voltage from the power storage device B1 can be controlled.

一方、コンバータ１０は、信号ＰＷＣに基づいて、正極ラインＰＬ２の電圧を降圧し、その降圧した電圧を正極ラインＰＬ１へ出力することもできる。具体的には、上記デューティ比Ｄを制御することによって、正極ラインＰＬ２の電圧の降圧比を制御できる。  On the other hand,converter 10 can step down the voltage of positive line PL2 based on signal PWC and output the stepped down voltage to positive line PL1. Specifically, by controlling the duty ratio D, the voltage step-down ratio of the positive line PL2 can be controlled.

次にコンバータ１０の昇圧動作および降圧動作についての概要を説明する。ただし以下の説明では、理解を容易にするために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方がオフし、他方がオンオフするものとする。  Next, an outline of the step-up operation and the step-down operation ofconverter 10 will be described. However, in the following description, in order to facilitate understanding, it is assumed that one of the switching elements Q1 and Q2 is turned off and the other is turned on and off.

スイッチング素子Ｑ１がオフの状態でスイッチング素子Ｑ２をオン／オフさせたとする。スイッチング素子Ｑ２のオン期間においては、蓄電装置Ｂ１から正極ラインＰＬ１、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１を順に介して放電電流が正極ラインＰＬ２へ流れる。同時に、蓄電装置Ｂ１から正極ラインＰＬ１、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２、および負極ラインＮＬを順に介してポンプ電流が流れる。リアクトルＬ１は、このポンプ電流により電磁エネルギーを蓄積する。そしてスイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に遷移すると、リアクトルＬ１は蓄積した電磁エネルギーを放電電流に重畳する。その結果、コンバータ１０から正極ラインＰＬ２および負極ラインＮＬへ供給される直流電力の平均電圧は、リアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギーに相当する電圧だけ昇圧される。  It is assumed that the switching element Q2 is turned on / off in a state where the switching element Q1 is off. In the ON period of switching element Q2, a discharge current flows from power storage device B1 to positive line PL2 through positive line PL1, reactor L1, and diode D1 in this order. At the same time, a pump current flows from power storage device B1 through positive electrode line PL1, reactor L1, switching element Q2, and negative electrode line NL in this order. Reactor L1 accumulates electromagnetic energy by this pump current. When switching element Q2 transitions from the on state to the off state, reactor L1 superimposes the accumulated electromagnetic energy on the discharge current. As a result, the average voltage of the DC power supplied fromconverter 10 to positive line PL2 and negative line NL is boosted by a voltage corresponding to the electromagnetic energy accumulated in reactor L1.

一方、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせ、かつ、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に維持したとする。スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、正極ラインＰＬ２から、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ１、および正極ラインＰＬ１を順に介して、充電電流が蓄電装置Ｂ１へ流れる。そして、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に遷移すると、リアクトルＬ１が電流変化を妨げるように磁束を発生するので、充電電流はダイオードＤ２、リアクトルＬ１、および正極ラインＰＬ１を順に介して流れ続ける。一方で、電気エネルギー的にみると、正極ラインＰＬ２および負極ラインＮＬから直流電力が供給されるのはスイッチング素子Ｑ１のオン期間だけであるので、充電電流が一定に保たれるとすると（リアクトルＬ１のインダクタンスが十分に大きいとすると）、コンバータ１０から蓄電装置Ｂ１へ供給される直流電力の平均電圧は、正極ラインＰＬ２および負極ラインＮＬ間の直流電圧にスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を乗じた値となる。  On the other hand, it is assumed that switching element Q1 is turned on / off and switching element Q2 is maintained in the off state. In the ON period of switching element Q1, a charging current flows from positive line PL2 to power storage device B1 through switching element Q1, reactor L1, and positive line PL1 in this order. Then, when switching element Q1 transitions from the on state to the off state, magnetic flux is generated so that reactor L1 prevents the current change, so that the charging current continues to flow through diode D2, reactor L1, and positive line PL1 in this order. On the other hand, in terms of electrical energy, DC power is supplied from the positive electrode line PL2 and the negative electrode line NL only during the ON period of the switching element Q1, so that the charging current is kept constant (reactor L1 The average voltage of the DC power supplied from theconverter 10 to the power storage device B1 is obtained by multiplying the DC voltage between the positive electrode line PL2 and the negative electrode line NL by the duty ratio of the switching element Q1. Become.

したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くする（オフ期間を長くする）ほど、コンバータ１０の動作としては昇圧動作となり、その昇圧比も高くなることになる。つまりデューティ比Ｄを小さくするほど昇圧比が高くなることになる。  Therefore, the shorter the ON period of switching element Q1 (the longer the OFF period), the more theconverter 10 operates as a boost operation, and the boost ratio becomes higher. That is, the step-up ratio increases as the duty ratio D decreases.

図４は、図１に示したＥＣＵ１００の機能ブロック図である。図４を参照して、ＥＣＵ１００は、コンバータ制御部２００と、インバータ制御部１１０，１２０とを含む。  FIG. 4 is a functional block diagram ofECU 100 shown in FIG. Referring to FIG. 4,ECU 100 includes aconverter control unit 200 andinverter control units 110 and 120.

コンバータ制御部２００は、電圧センサ４２によって検出された電圧ＶＢ、電圧センサ４６によって検出された電圧ＶＨ、および電流センサ５２によって検出された電流ＩＢに基づいて、コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフするためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号ＰＷＣを生成する。  Converter control unit 200 turns on switching elements Q1 and Q2 ofconverter 10 based on voltage VB detected byvoltage sensor 42, voltage VH detected byvoltage sensor 46, and current IB detected bycurrent sensor 52. Generate a PWM (Pulse Width Modulation) signal PWC to turn off.

コンバータ制御部２００は、さらに、蓄電装置Ｂ１の残存容量（State of Charge；充電状態とも呼ばれる）を示す残存容量値ＳＯＣを受ける。この値は、たとえば蓄電装置が満充電状態であるときに１００％であると定義され、蓄電装置が完全に放電した状態であるときに０％であると定義される。残存容量値ＳＯＣは、電圧ＶＢ、電流ＩＢ、温度ＴＢなどを用いて、種々の公知の手法により算出することができる。  Converter control unit 200 further receives a remaining capacity value SOC indicating a remaining capacity (state of charge; also referred to as a charged state) of power storage device B1. For example, this value is defined as 100% when the power storage device is fully charged, and is defined as 0% when the power storage device is completely discharged. The remaining capacity value SOC can be calculated by various known methods using voltage VB, current IB, temperature TB, and the like.

インバータ制御部１１０は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１およびロータ回転角θ１、ならびに電圧ＶＨに基づいて、インバータ２０に含まれるパワートランジスタをオン／オフするためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩ１としてインバータ２０へ出力する。  Inverter control unit 110 generates a PWM signal for turning on / off a power transistor included ininverter 20 based on torque command value TR1 of motor generator MG1, motor current MCRT1 and rotor rotation angle θ1, and voltage VH. The generated PWM signal is output to theinverter 20 as a signal PWI1.

インバータ制御部１２０は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２、モータ電流ＭＣＲＴ２およびロータ回転角θ２、ならびに電圧ＶＨに基づいて、インバータ２２に含まれるパワートランジスタをオン・オフするためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＩ２としてインバータ２２へ出力する。  Inverter control unit 120 generates a PWM signal for turning on / off a power transistor included ininverter 22 based on torque command value TR2 of motor generator MG2, motor current MCRT2 and rotor rotation angle θ2, and voltage VH. The generated PWM signal is output to theinverter 22 as the signal PWI2.

なお、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２は、たとえば、アクセル開度やブレーキ踏込量、車両速度などに基づいて、図示されない車両ＥＣＵによって算出される。また、モータ電流ＭＣＲＴ１，ＭＣＲＴ２およびロータ回転角θ１，θ２の各々は、図示されないセンサによって検出される。  Torque command values TR1 and TR2 are calculated by a vehicle ECU (not shown) based on, for example, the accelerator opening, the brake depression amount, the vehicle speed, and the like. Motor currents MCRT1 and MCRT2 and rotor rotation angles θ1 and θ2 are detected by sensors (not shown).

次に、コンバータ１０の制御について詳細に説明する。図５は、コンバータ１０の制御を説明する機能ブロック図である。図５を参照して、コンバータ制御部２００（図３）は、目標値設定部２１０と、電圧制御部２１５とを含む。  Next, the control ofconverter 10 will be described in detail. FIG. 5 is a functional block diagram illustrating control ofconverter 10. Referring to FIG. 5, converter control unit 200 (FIG. 3) includes a targetvalue setting unit 210 and avoltage control unit 215.

目標値設定部２１０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク（代表的には、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２）および回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２（指令値あるいは、回転角θ１，θ２の検出に基づく検出値）、ならびに蓄電装置Ｂ１の残存容量値ＳＯＣに基づいて、電圧ＶＨの目標値（目標電圧ＶＲ）を生成する。  Targetvalue setting unit 210 includes torques of motor generators MG1 and MG2 (typically torque command values TR1 and TR2) and rotation speeds MRN1 and MRN2 (command values or detection values based on detection of rotation angles θ1 and θ2). And a target value (target voltage VR) of voltage VH based on remaining capacity value SOC of power storage device B1.

たとえば、目標値設定部２１０は、モータジェネレータＭＧ１および／またはＭＧ２の力行動作時および回生制動時においては、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２および回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２に応じて、システム電圧ＶＨが適切なレベルとなるように目標電圧ＶＲを設定する。たとえば、目標値設定部２１０は、回転速度ＭＲＮ（ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を総括的に示すもの、以下同じ）およびトルク指令値ＴＲ（ＴＲ１，ＴＲ２を総括的に示すもの、以下同じ）の組合わせによって示されるモータ動作点毎に目標電圧ＶＲが設定されたマップを参照することによって、目標電圧ＶＲを設定する。これにより、回転速度ＭＲＮおよびトルク（トルク指令値ＴＲ）に基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に応じた適切な目標電圧ＶＲを設定できる。  For example, targetvalue setting unit 210 performs a system according to torque command values TR1 and TR2 and rotational speeds MRN1 and MRN2 of motor generators MG1 and MG2 during the power running operation and regenerative braking of motor generators MG1 and / or MG2. The target voltage VR is set so that the voltage VH becomes an appropriate level. For example, targetvalue setting unit 210 is indicated by a combination of rotational speed MRN (generically indicating MRN1 and MRN2, hereinafter the same) and torque command value TR (generically indicating TR1 and TR2, hereinafter the same). The target voltage VR is set by referring to a map in which the target voltage VR is set for each motor operating point. Thus, an appropriate target voltage VR corresponding to motor generators MG1, MG2 can be set based on rotational speed MRN and torque (torque command value TR).

基本的には、モータジェネレータＭＧ（ＭＧ１，ＭＧ２）を総括的に示すもの、以下同じ）による誘起電圧よりも高い電圧にシステム電圧ＶＨを設定して、モータ電流の制御が可能となるように、目標電圧ＶＲが設定される。また、システム電圧ＶＨに応じて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での損失（銅損、鉄損）、インバータ２０，２２での損失（オン損失、スイッチング損失）、コンバータ１０での損失（オン損失、スイッチング損失）、リアクトルＬ１での損失（銅損、鉄損）等が変化するので、これらの損失特性についても考慮した上で、各モータ動作点でのマップ値（目標電圧ＶＲ）を設定することが好ましい。  Basically, the system voltage VH is set to a voltage higher than the induced voltage by the motor generator MG (MG1, MG2), which is generally shown below, so that the motor current can be controlled. A target voltage VR is set. Further, depending on the system voltage VH, losses in motor generators MG1 and MG2 (copper loss, iron loss), losses ininverters 20 and 22 (on loss, switching loss), and losses in converter 10 (on loss, switching loss) Loss), loss at the reactor L1 (copper loss, iron loss), and the like change, and the map value (target voltage VR) at each motor operating point can be set in consideration of these loss characteristics. preferable.

具体的には、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれに対して上述したマップが設定される。また、各モータジェネレータに対応するマップ、および、回転速度ＭＲＮ１，ＭＲＮ２およびトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２に基づいて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれに対応する目標電圧が求められる。それらの目標電圧の最大値が電源システム全体での目標電圧ＶＲに設定される。  Specifically, the map described above is set for each of motor generators MG1 and MG2. In addition, target voltages corresponding to motor generators MG1 and MG2 are determined based on maps corresponding to the motor generators, rotation speeds MRN1 and MRN2, and torque command values TR1 and TR2. The maximum value of these target voltages is set to the target voltage VR in the entire power supply system.

なお、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２の算出は、ユーザによるペダル操作を反映したハイブリッド車両１０００全体での要求パワーに基づいて実行される。特に、ハイブリッド自動車では、エンジンの出力パワーとモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の発生パワーとの配分が最適なものとなるように、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２が算出される。また、一般的に、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２は、蓄電装置Ｂ１の入出力可能電力の制限値や、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２あるいはインバータ２０，２２等の温度上昇度合を反映して、必要に応じて制限される。  The calculation of the torque command values TR1 and TR2 is executed based on the required power in theentire hybrid vehicle 1000 reflecting the pedal operation by the user. In particular, in the hybrid vehicle, torque command values TR1 and TR2 are calculated so that the distribution between the output power of the engine and the generated power of motor generators MG1 and MG2 is optimal. Generally, torque command values TR1 and TR2 reflect the limit value of the input / output power of power storage device B1 and the temperature rise degree of motor generators MG1 and MG2 orinverters 20 and 22 as necessary. Limited.

再び図５を参照して、電圧制御部２１５は、減算部２２２，２２６と、ＰＩ制御部２２４と、制限部２２７と、変調部２２８とを含む。減算部２２２は、目標電圧ＶＲからシステム電圧ＶＨを減算し、その演算結果をＰＩ制御部２２４へ出力する。ＰＩ制御部２２４は、目標電圧ＶＲとシステム電圧ＶＨとの偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を減算部２２６へ出力する。  Referring to FIG. 5 again,voltage control unit 215 includessubtraction units 222 and 226,PI control unit 224, limitingunit 227, andmodulation unit 228.Subtraction unit 222 subtracts system voltage VH from target voltage VR and outputs the calculation result toPI control unit 224. ThePI control unit 224 performs a proportional integration calculation with the deviation between the target voltage VR and the system voltage VH as an input, and outputs the calculation result to thesubtraction unit 226.

減算部２２６は、電圧ＶＢ／目標電圧ＶＲで示されるコンバータ１０の理論昇圧比の逆数からＰＩ制御部２２４の出力を減算し、その演算結果をデューティ指令Ｔｏｎとして出力する。  Subtraction unit 226 subtracts the output ofPI control unit 224 from the inverse of the theoretical boost ratio ofconverter 10 indicated by voltage VB / target voltage VR, and outputs the calculation result as duty command Ton.

制限部２２７は、電流ＩＢの方向が負から正に変化したこと（すなわち電流ＩＢがゼロクロスしたこと）を検出すると、一定期間、デューティ指令Ｔｏｎが示すデューティ比Ｄの低下を抑制するための制限処理を実行する。なお、上記の一定期間が経過すると、制限部２２７は、デューティ比Ｄの低下を抑制する制限処理を解除する。変調部２２８は、デューティ指令Ｔｏｎと図示しない発振部により生成される搬送波（キャリア波）とに基づいてＰＷＭ信号ＰＷＣを生成する。  When thelimit unit 227 detects that the direction of the current IB has changed from negative to positive (that is, that the current IB has crossed zero), a limit process for suppressing a decrease in the duty ratio D indicated by the duty command Ton for a certain period of time. Execute. Note that when the above-described fixed period has elapsed, the limitingunit 227 cancels the limiting process for suppressing the decrease in the duty ratio D. Themodulation unit 228 generates the PWM signal PWC based on the duty command Ton and a carrier wave (carrier wave) generated by an oscillation unit (not shown).

図５に示した制御構成によって、本実施の形態の電源システムでは、力行動作時には、蓄電装置Ｂ１から放電された電力を、負荷装置の入力電圧としてのシステム電圧ＶＨに変換して、電力線（正極ラインＰＬ２）に出力するように電力変換動作が実行される。一方、回生制動動作時には、電力線（正極ラインＰＬ２）上の充電電力により、蓄電装置Ｂ１を充電するように電力変換動作が実行される。  With the control configuration shown in FIG. 5, in the power supply system of the present embodiment, during powering operation, the power discharged from the power storage device B1 is converted into the system voltage VH as the input voltage of the load device, and the power line (positive electrode) The power conversion operation is executed so as to output to the line PL2). On the other hand, during the regenerative braking operation, the power conversion operation is performed so as to charge power storage device B1 with the charging power on the power line (positive line PL2).

図６は、電流ＩＢが負側から正側に変化する場合の電流ＩＢの波形図である。図６を参照して、電流ＩＢは、周期的に増減を繰返しながら、負側から正側に変化する。たとえばアクセルオフ時には、車両を減速させるためにモータジェネレータＭＧ２が発電する（回生制動を行なう）とともに、生成された電力が蓄電装置Ｂ１に蓄えられる。この場合には電流ＩＢは負領域にある。次にユーザがアクセルペダルを踏み込んだ場合（アクセルオン時）にはモータジェネレータＭＧ２から駆動力を発生させるために、蓄電装置Ｂ１からモータジェネレータＭＧ２に電力が供給される。したがって電流ＩＢは負から正に変化する。  FIG. 6 is a waveform diagram of the current IB when the current IB changes from the negative side to the positive side. Referring to FIG. 6, current IB changes from the negative side to the positive side while periodically increasing and decreasing. For example, when the accelerator is off, motor generator MG2 generates power (performs regenerative braking) to decelerate the vehicle, and the generated power is stored in power storage device B1. In this case, the current IB is in the negative region. Next, when the user depresses the accelerator pedal (when the accelerator is on), electric power is supplied from power storage device B1 to motor generator MG2 to generate driving force from motor generator MG2. Therefore, the current IB changes from negative to positive.

理想的には、電流ＩＢは直線的に変化し、０である状態が瞬間的にしか発生しない。しかしながら、実際にはデッドタイムの影響によって、電流ＩＢの値が０付近に張り付く現象が発生する。図６は実際の電流ＩＢの変化を模式的に示しているが、たとえば図６に示すように、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間においては、電流ＩＢの上限ピークが０を上回ることができなかったり、下限ピークが０を下回ることができなかったりする。さらに、電流ＩＢの値がなかなか上昇しなくなる。この結果、理想的な電流ＩＢに比べて実際の電流ＩＢが低くなる。  Ideally, the current IB varies linearly, and a zero state occurs only momentarily. However, in practice, a phenomenon occurs in which the value of the current IB sticks to near 0 due to the influence of the dead time. FIG. 6 schematically shows a change in the actual current IB. However, as shown in FIG. 6, for example, during the period from time t1 to time t2, the upper limit peak of the current IB cannot exceed 0. Or the lower limit peak cannot fall below zero. Furthermore, the value of the current IB does not increase easily. As a result, the actual current IB is lower than the ideal current IB.

このような状態では、理想的な電流ＩＢと実際の電流ＩＢとの差はコンデンサＣからの放電電流によって補われる。しかしコンデンサＣが放電することによって電圧ＶＨが低下する。このため、次に説明する課題が発生する。  In such a state, the difference between the ideal current IB and the actual current IB is compensated by the discharge current from the capacitor C. However, when the capacitor C is discharged, the voltage VH decreases. For this reason, the subject demonstrated below generate | occur | produces.

図７は、電圧ＶＨの低下時に生じうる課題を説明するための図である。
図７を参照して、電流ＩＢが０付近で停滞すると電圧ＶＨが目標電圧ＶＲよりも低下する。この場合、電圧制御部２１５（図５）は、フィードバック制御を実行することにより、電圧ＶＨが上昇するようデューティ指令Ｔｏｎを生成する。デューティ比Ｄが低下すれば昇圧比が大きくなるので、電圧ＶＨを上昇させることが可能になる。したがって電圧制御部２５０はデューティ比Ｄを低下させるためのデューティ指令Ｔｏｎを生成する。FIG. 7 is a diagram for explaining a problem that may occur when the voltage VH decreases.
Referring to FIG. 7, when current IB stagnates around 0, voltage VH is lower than target voltage VR. In this case, the voltage control unit 215 (FIG. 5) generates a duty command Ton so that the voltage VH increases by executing feedback control. If the duty ratio D decreases, the step-up ratio increases, so that the voltage VH can be increased. Therefore, the voltage controller 250 generates a duty command Ton for reducing the duty ratio D.

しかしながらデッドタイムの影響により電流ＩＢは０付近で停滞する。上述したように、リアクトルＬ１がポンプ電流により蓄積された電磁エネルギーを放電電流に重畳することで電圧ＶＨが上昇する。しかしながら電流ＩＢが０付近の状態では、このような作用を発現させることは困難であるので、デューティ比Ｄを小さくしても昇圧への効果が生じにくい。一方、電圧制御部２５０は、電圧ＶＨに基づくフィードバック制御を行なっているので、電圧ＶＨが低下するほどデューティ比Ｄを小さくする。  However, the current IB stagnates around 0 due to the influence of the dead time. As described above, the voltage LH rises when reactor L1 superimposes the electromagnetic energy accumulated by the pump current on the discharge current. However, in the state where the current IB is close to 0, it is difficult to achieve such an effect, so that even if the duty ratio D is reduced, the effect on boosting is unlikely to occur. On the other hand, since voltage control unit 250 performs feedback control based on voltage VH, duty ratio D decreases as voltage VH decreases.

この結果、電流ＩＢが０付近で停滞した状態が終わったときにはデューティ比Ｄが低すぎることとなる。その一方で、コンバータ１０は通常の昇圧動作が可能な状態となる。この結果、電圧ＶＨが目標電圧ＶＲに戻るとともに電流ＩＢが急激に上昇する。したがって破線の丸囲みで示されるような電流ＩＢのサージが発生する。サージ成分が過大になると、コンバータ１０への損傷の影響が生じる可能性がある。  As a result, the duty ratio D is too low when the state where the current IB stagnates near 0 ends. On the other hand,converter 10 is in a state capable of normal boosting operation. As a result, the voltage VH returns to the target voltage VR, and the current IB increases rapidly. Therefore, a surge of the current IB is generated as indicated by the dashed circle. If the surge component becomes excessive, theconverter 10 may be damaged.

本実施の形態では、以下のようにデューティ比Ｄを制御することによってサージ電流を抑制する。  In the present embodiment, the surge current is suppressed by controlling the duty ratio D as follows.

図８は、実施の形態１によるデューティ比Ｄの制御を説明する図である。図８を参照して、時刻ｔ１１において、コンバータ制御部２００（図５）は電流ＩＢの０クロスを判定する。電流ＩＢのゼロクロスを判定する方法としては、電流センサ５２の検出値を用いる方法を採用できる。ただし、既に説明したように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作に伴って電流ＩＢが周期的に増減するので電流ＩＢも変化する。したがって、たとえば所定周期で電流ＩＢの値をサンプリングする。これにより電流ＩＢの短時間での変動（周期的変動）を抑制できるので、電流ＩＢのゼロクロスを検出できる。  FIG. 8 is a diagram for explaining control of the duty ratio D according to the first embodiment. Referring to FIG. 8, at time t11, converter control unit 200 (FIG. 5) determines zero crossing of current IB. As a method for determining the zero crossing of the current IB, a method using the detection value of thecurrent sensor 52 can be adopted. However, as already described, since the current IB periodically increases and decreases with the switching operation of the switching elements Q1 and Q2, the current IB also changes. Therefore, for example, the value of the current IB is sampled at a predetermined period. As a result, the fluctuation (periodic fluctuation) of the current IB in a short time can be suppressed, so that the zero crossing of the current IB can be detected.

また、蓄電装置の電流を検出するための方法としては、負荷装置のパワー（モータジェネレータＭＧ１のパワーと損失、モータジェネレータＭＧ２のパワーと損失との合計）を算出し、その算出されたパワーから蓄電装置の電流を算出する方法も採用できる。  As a method for detecting the current of the power storage device, the power of the load device (the sum of the power and loss of the motor generator MG1 and the power and loss of the motor generator MG2) is calculated, and the power is stored from the calculated power. A method for calculating the current of the apparatus can also be adopted.

コンバータ制御部２００（より具体的には制限部２２７）は、電流ＩＢのゼロクロス、（負方向から正方向への電流ＩＢの変化）を検知すると、一定時間、デューティ比Ｄの下限値が通常時の下限値よりも高くなるようにデューティ指令Ｔｏｎに対する制限処理を実行する。なお「通常時」とは、負方向から正方向への電流ＩＢの向きの変化が生じない場合を意味する。したがって、通常時とは、電流ＩＢの向きが負方向の場合、正方向の場合、および正方向から負方向に変化する場合を含む。  When converter control unit 200 (more specifically, limiting unit 227) detects a zero cross of current IB (change in current IB from the negative direction to the positive direction), the lower limit value of duty ratio D is normal for a certain period of time. Limit processing for the duty command Ton is executed so as to be higher than the lower limit value. “Normal time” means a case where the direction of the current IB does not change from the negative direction to the positive direction. Therefore, the normal time includes the case where the direction of the current IB is the negative direction, the positive direction, and the case where the current IB changes from the positive direction to the negative direction.

通常時のデューティ比の下限値は、たとえば蓄電装置Ｂ１から取り出し可能な電力に基づき定められる。制限処理の実行時におけるデューティ比Ｄの下限値は特に限定されるものではないが、一つの実施形態を示すと、通常時のデューティ比の下限値の１．２倍の値に設定される。  The lower limit value of the duty ratio at normal time is determined based on, for example, electric power that can be taken out from power storage device B1. The lower limit value of the duty ratio D at the time of executing the limiting process is not particularly limited, but in one embodiment, it is set to a value that is 1.2 times the lower limit value of the normal duty ratio.

また、制限処理を実行する時間は、たとえば電圧ＶＨが低下し始めてから元の値に復帰するまでの期間として、実験、あるいはシミュレーションなどによって求められた値を採用できる。  As the time for executing the limiting process, for example, a value obtained by experiment or simulation can be adopted as a period from when the voltage VH starts to decrease until it returns to the original value.

上記の制限処理を実行することによって、電流ＩＢが０付近に張り付いた状態が終了した直後に電流ＩＢが急上昇するのを抑制できる。したがって電流ＩＢのサージを抑制できる。時刻ｔ１２において、制限部２２７は上記の制限処理を終了させる。これによりデューティ比Ｄの下限値が通常時の下限値となる。  By executing the above limiting process, it is possible to suppress the current IB from rapidly increasing immediately after the state where the current IB is stuck near 0 is completed. Therefore, the surge of the current IB can be suppressed. At time t12, therestriction unit 227 ends the restriction process. As a result, the lower limit value of the duty ratio D becomes the lower limit value at the normal time.

以上のように、実施の形態１によれば、蓄電装置に流れる電流（リアクトルに流れる電流）のゼロクロスを検知すると、一定期間、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比の下限値の低下を制限する。具体的には、蓄電装置に流れる電流が負から正に変化する場合には、蓄電装置に流れる電流の方向が変化しない場合に比較してデューティ比の下限値を高くする。これによって、蓄電装置に流れる電流が負側から正側に増加した場合に、サージ成分が生じることを回避できる。  As described above, according to the first embodiment, when the zero crossing of the current flowing through the power storage device (current flowing through the reactor) is detected, the lowering of the lower limit value of the duty ratio of switching elements Q1, Q2 is limited for a certain period. Specifically, when the current flowing through the power storage device changes from negative to positive, the lower limit value of the duty ratio is set higher than when the direction of the current flowing through the power storage device does not change. Thus, it is possible to avoid the occurrence of a surge component when the current flowing through the power storage device increases from the negative side to the positive side.

［実施の形態２］
実施の形態２に従うハイブリッド車両の構成は図１に示すハイブリッド車両１０００の構成と同様であるので以後の説明は繰返さない。実施の形態２におけるコンバータ制御部２００の構成は、図５に示す構成と同様である。ただし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比の下限値の低下を制限する方法において、実施の形態２は実施の形態１と異なる。[Embodiment 2]
Since the configuration of the hybrid vehicle according to the second embodiment is similar to the configuration ofhybrid vehicle 1000 shown in FIG. 1, the following description will not be repeated. The configuration ofconverter control unit 200 in the second embodiment is the same as the configuration shown in FIG. However, the second embodiment is different from the first embodiment in the method of limiting the lowering of the lower limit value of the duty ratio of the switching elements Q1, Q2.

図９は、実施の形態２によるデューティ比Ｄの制御を説明する図である。図９を参照して、時刻ｔ１１において、コンバータ制御部２００（図５）は電流ＩＢのゼロクロスを検出する。この検出方法は実施の形態１と同様の方法を適用できる。次にコンバータ制御部２００（より具体的には制限部２２７）は、一定の時間変化率に従ってデューティ比Ｄを低下させる。この時間変化率は、通常時のデューティ比Ｄの時間変化率よりも小さい値として定められる。すなわち、電流ＩＢのゼロクロスが検出された場合には、デューティ比Ｄは通常時に比べて緩やかに低下する。  FIG. 9 is a diagram for explaining control of the duty ratio D according to the second embodiment. Referring to FIG. 9, at time t <b> 11, converter control unit 200 (FIG. 5) detects a zero cross of current IB. As this detection method, the same method as in the first embodiment can be applied. Next, converter control unit 200 (more specifically, limiting unit 227) reduces duty ratio D according to a constant time change rate. This time change rate is determined as a value smaller than the time change rate of the duty ratio D in the normal state. That is, when the zero cross of the current IB is detected, the duty ratio D gradually decreases compared to the normal time.

デューティ比Ｄの低下率の制限は、一定期間にわたり継続される。この「一定期間」は、実施の形態１と同様に、電圧ＶＨが低下し始めてから元の値に復帰するまでの期間として、実験、シミュレーションなどによって求められた値を採用できる。時刻ｔ１２において、制限部２２７は上記の制限処理を終了させる。これによりデューティ比Ｄの下限値が通常時の下限値となる。  The limitation on the reduction rate of the duty ratio D is continued for a certain period. As this “fixed period”, as in the first embodiment, a value obtained by experiment, simulation, or the like can be adopted as a period from when the voltage VH starts to decrease until it returns to the original value. At time t12, therestriction unit 227 ends the restriction process. As a result, the lower limit value of the duty ratio D becomes the lower limit value at the normal time.

このように実施の形態２ではデューティ比Ｄの低下率を制限する。これにより電流ＩＢが負から正に変化する場合においてデューティ比Ｄが下がりすぎるのを抑制できる。したがって、実施の形態１と同様に、蓄電装置に流れる電流が負側から正側に増加した場合に、サージ成分が生じることを回避できる。  As described above, in the second embodiment, the decreasing rate of the duty ratio D is limited. As a result, when the current IB changes from negative to positive, it is possible to suppress the duty ratio D from being lowered excessively. Therefore, as in the first embodiment, it is possible to avoid the occurrence of a surge component when the current flowing through the power storage device increases from the negative side to the positive side.

（電源システムの変形例）
図１０は、電源システムの構成の変形例を示す図である。図１０を参照して、ハイブリッド車両１０００Ａは、蓄電装置およびコンバータの組を複数備える点においてハイブリッド車両１０００と異なる。すなわち、ハイブリッド車両１０００Ａは、蓄電装置Ｂ２、コンバータ１２、電圧センサ４４をさらに備える点において、ハイブリッド車両１０００Ａと異なる。コンバータ１２の構成はコンバータ１０の構成と同様である。また、蓄電装置Ｂ２に対応して電圧センサ４４、電流センサ５４および温度センサ６４が設けられる。(Modification of power supply system)
FIG. 10 is a diagram illustrating a modification of the configuration of the power supply system. Referring to FIG. 10,hybrid vehicle 1000A is different fromhybrid vehicle 1000 in that it includes a plurality of sets of power storage devices and converters. That is,hybrid vehicle 1000A differs fromhybrid vehicle 1000A in that it further includes power storage device B2,converter 12, andvoltage sensor 44. The configuration of theconverter 12 is the same as that of theconverter 10. Avoltage sensor 44, acurrent sensor 54, and a temperature sensor 64 are provided corresponding to the power storage device B2.

蓄電装置Ｂ１に対応して設けられた各種センサからは、電圧ＶＢ１、温度Ｔ１および電流Ｉ１の検出値がＥＣＵ１００に送られる。同様に蓄電装置Ｂ２に対応して設けられた各種センサからは、電圧ＶＢ２、温度Ｔ２および電流Ｉ２の検出値がＥＣＵ１００に送られる。ＥＣＵ１００は、これらの検出値に基づいて、コンバータ１０，１２をそれぞれ制御するための信号ＰＷＣ１，ＰＷＣ２を生成する。  Detection values of voltage VB1, temperature T1, and current I1 are sent toECU 100 from various sensors provided corresponding to power storage device B1. Similarly, detected values of voltage VB2, temperature T2, and current I2 are sent toECU 100 from various sensors provided corresponding to power storage device B2.ECU 100 generates signals PWC1 and PWC2 for controllingconverters 10 and 12, respectively, based on these detected values.

ＥＣＵ１００は、たとえば電圧ＶＨが目標電圧ＶＲとなるようにコンバータ１０を電圧制御するための信号ＰＷＣ１を生成してコンバータ１０に出力し、蓄電装置Ｂ２に流れる電流Ｉ２が目標電流となるようにコンバータ１２を電流制御するための信号ＰＷＣ２を生成してコンバータ１２に出力する。コンバータ１２を電流制御する場合においても、コンバータ１２に含まれる２つのスイッチング素子のオン・オフ期間の比（デューティ比）が制御される。したがって、図１０に示した構成においても、本発明を適用できる。  ECU 100 generates signal PWC1 for controlling voltage ofconverter 10 so that voltage VH becomes target voltage VR, for example, and outputs the signal toconverter 10, andconverter 12 so that current I2 flowing through power storage device B2 becomes the target current. Is generated and output to theconverter 12. Even when the current of theconverter 12 is controlled, the ratio (duty ratio) of the on / off periods of the two switching elements included in theconverter 12 is controlled. Therefore, the present invention can also be applied to the configuration shown in FIG.

なお、蓄電装置および対応のコンバータの組が３以上の複数個並列接続された構成の電源システムにおいても、本発明を適用できることを確認的に記載する。  It should be noted that the present invention can also be applied to a power supply system having a configuration in which three or more sets of power storage devices and corresponding converters are connected in parallel.

また、蓄電装置、コンバータ（電圧変換装置）、および、蓄電装置と電力を授受する負荷を備える車両であれば、本発明を適用できる。したがって、ハイブリッド車両以外にも、電気自動車、燃料電池車等にも本発明を適用できる。また、負荷装置を車両駆動力発生用の電動機（モータジェネレータ）に限定することなく、その他の負荷装置に適用される電源システムについても、蓄電装置およびコンバータ（電力変換装置）を備え、なおかつ負荷装置と蓄電装置との間で電力を授受する構成であれば、本発明の適用が可能である。  Further, the present invention can be applied to any vehicle provided with a power storage device, a converter (voltage conversion device), and a load that exchanges power with the power storage device. Therefore, the present invention can be applied to electric vehicles, fuel cell vehicles, and the like in addition to hybrid vehicles. In addition, the load device is not limited to an electric motor (motor generator) for generating vehicle driving force, and a power supply system applied to other load devices also includes a power storage device and a converter (power converter), and the load device. The present invention can be applied as long as power is transferred between the power storage device and the power storage device.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。  The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

本発明の実施の形態１による電源システムを搭載した車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。1 is an overall block diagram of a hybrid vehicle shown as an example of a vehicle equipped with a power supply system according to Embodiment 1 of the present invention.図１に示したコンバータ１０の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of theconverter 10 shown in FIG.コンバータ１０の制御に用いられる信号ＰＷＣ，Ｇ１，Ｇ２の波形図である。4 is a waveform diagram of signals PWC, G1, G2 used for control ofconverter 10. FIG.図１に示したＥＣＵ１００の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of ECU100 shown in FIG.コンバータ１０の制御を説明する機能ブロック図である。3 is a functional block diagram illustrating control ofconverter 10. FIG.電流ＩＢが負側から正側に変化する場合の電流ＩＢの波形図である。It is a wave form diagram of current IB when current IB changes from the negative side to the positive side.電圧ＶＨの低下時に生じうる課題を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the subject which may arise when the voltage VH falls.実施の形態１によるデューティ比Ｄの制御を説明する図である。6 is a diagram for explaining control of a duty ratio D according to Embodiment 1. FIG.実施の形態２によるデューティ比Ｄの制御を説明する図である。FIG. 10 is a diagram for explaining control of a duty ratio D according to the second embodiment.電源システムの構成の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of a structure of a power supply system.

符号の説明Explanation of symbols

２ エンジン、４ 動力分割機構、６ 車輪、１０，１２ コンバータ、２０，２２ インバータ、３１，３２ 駆動回路、４２，４４，４６ 電圧センサ、５２，５４ 電流センサ、６２，６４ 温度センサ、１００ ＥＣＵ、１１０，１２０ インバータ制御部、２００ コンバータ制御部、２１０ 目標値設定部、２１５ 電圧制御部、２２２，２２６ 減算部、２２４ ＰＩ制御部、２２７ 制限部、２２８ 変調部、１０００，１０００Ａ ハイブリッド車両、Ｂ１，Ｂ２ 蓄電装置、Ｃ コンデンサ、Ｄ デューティ比、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＮＬ 負極ライン、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極ライン、Ｑ１，Ｑ２ 電力用半導体スイッチング素子。  2 engine, 4 power split mechanism, 6 wheels, 10, 12 converter, 20, 22 inverter, 31, 32 drive circuit, 42, 44, 46 voltage sensor, 52, 54 current sensor, 62, 64 temperature sensor, 100 ECU, 110, 120 Inverter control unit, 200 Converter control unit, 210 Target value setting unit, 215 Voltage control unit, 222, 226 Subtraction unit, 224 PI control unit, 227 Limiting unit, 228 Modulation unit, 1000, 1000A Hybrid vehicle, B1, B2 power storage device, C capacitor, D duty ratio, D1, D2 diode, L1 reactor, MG1, MG2 motor generator, NL negative line, PL1, PL2 positive line, Q1, Q2 Power semiconductor switching element.

Claims (4)

Translated fromJapanese

直流電力を授受可能な負荷装置に接続される正極ラインおよび負極ラインと、
前記正極ラインおよび前記負極ラインに接続されるコンデンサと、
前記負荷装置に対して前記直流電力を入出力する蓄電装置と、
前記正極ラインおよび前記負極ライン間に直列接続された上アーム素子および下アーム素子と、前記上アーム素子および前記下アーム素子の接続点と前記蓄電装置との間の電流経路に介挿接続されるリアクトルとを含み、前記蓄電装置の第１の電圧と前記正極ラインおよび前記負極ライン間の第２の電圧とを相互に変換する電圧変換装置と、
前記上アーム素子および前記下アーム素子が同時にオフするデッドタイムが存在するように前記上アーム素子および前記下アーム素子のスイッチング動作を制御し、かつ前記第２の電圧が目標電圧より低下した場合には、前記上アーム素子のデューティ比を低下させることにより前記第２の電圧を上昇させる制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記蓄電装置に流れる電流の向きが、前記電圧変換装置から前記蓄電装置への向きである負方向から前記負方向と逆の正方向に変化した場合には、前記負方向から前記正方向への前記電流の向きの変化が生じない通常時に比較して、前記第２の電圧を上昇させるための前記デューティ比の低下を制限する、電源システム。A positive electrode line and a negative electrode line connected to a load device capable of transmitting and receiving DC power;
A capacitor connected to the positive line and the negative line;
A power storage device that inputs and outputs the DC power to and from the load device;
An upper arm element and a lower arm element connected in series between the positive electrode line and the negative electrode line, and an electric current path between a connection point of the upper arm element and the lower arm element and the power storage device A voltage converter that mutually converts a first voltage of the power storage device and a second voltage between the positive line and the negative line;
When the switching operation of the upper arm element and the lower arm element is controlled so that there is a dead time in which the upper arm element and the lower arm element are simultaneously turned off, and the second voltage is lower than the target voltage Comprises a control device for raising the second voltage by lowering the duty ratio of the upper arm element,
When the direction of the current flowing through the power storage device changes from the negative direction, which is the direction from the voltage conversion device to the power storage device, in the positive direction opposite to the negative direction, the control device starts from the negative direction. The power supply system which restrict | limits the fall of the said duty ratio for raising the said 2nd voltage compared with the normal time when the change of the direction of the said current to the said positive direction does not arise. 前記制御装置は、前記電流の向きが前記負方向から前記正方向に変化した場合には、所定期間、前記デューティ比の下限値を、前記通常時における前記デューティ比の下限値よりも高く設定する、請求項１に記載の電源システム。  When the direction of the current changes from the negative direction to the positive direction, the control device sets the lower limit value of the duty ratio higher than the lower limit value of the duty ratio in the normal time for a predetermined period. The power supply system according to claim 1. 前記制御装置は、前記電流の向きが前記負方向から前記正方向に変化した場合には、所定期間、前記デューティ比の低下率を、前記通常時における前記デューティ比の低下率に比べて小さく設定する、請求項１に記載の電源システム。  When the current direction changes from the negative direction to the positive direction, the control device sets the rate of decrease of the duty ratio to be smaller than the rate of decrease of the duty ratio during the normal period for a predetermined period. The power supply system according to claim 1. 請求項１から３のいずれか１項に記載の電源システムと、
前記電源システムと直流電力を授受する負荷装置とを備える、車両。The power supply system according to any one of claims 1 to 3,
A vehicle comprising the power supply system and a load device that exchanges DC power.

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