JP2006033958A - Switching regulator - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To overcome the problem that the quantity of a slope compensation is not correct since the quantity of the slope compensation outputted from a slope compensating circuit is fixed although an increase rate and a decrease rate of a coil current changes in accordance with changes in an input voltage and an output voltage in a conventional current mode switching regulator requiring the correct quantity of the slope compensation for preventing a subharmonic oscillation. <P>SOLUTION: The current mode switching regulator variably changes the quantity of the slope compensation outputted from the slope compensating circuit in response to the input/output voltages VIN/VOUT, calculates the correct slope compensation from the input/output voltage VIN/VOUT, and always maintains the correct quantity of the slope compensation by changing the quantity of the slope compensation outputted from the slope compensating circuit in proportion to a calculated result even if the input voltage VIN and the output voltage VOUT change. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

Translated fromJapanese

この発明は、入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償の量を変化させる電流モードスイッチングレギュレータに関するものである。  The present invention relates to a current mode switching regulator that changes the amount of slope compensation in accordance with an input voltage and an output voltage.

従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータとしては、図４のブロック図に示されるような回路が知られている。  As a conventional current mode step-up switching regulator, a circuit as shown in the block diagram of FIG. 4 is known.

スイッチ１０７がオンすることにより入力電圧ＶＩＮがコイル１０８に蓄積され、スイッチ１０７がオフすることでコイル１０８に蓄積されたエネルギーがダイオード１０９を介して出力コンデンサ１１２に転送される。  When theswitch 107 is turned on, the input voltage VIN is accumulated in thecoil 108, and when theswitch 107 is turned off, the energy accumulated in thecoil 108 is transferred to theoutput capacitor 112 via thediode 109.

エラーアンプ１０１は、出力電圧ＶＯＵＴを帰還抵抗である抵抗１１０と抵抗１１１で分圧した電圧と、基準電圧源１００から供給される基準電圧ＶＲＥＦとの差を増幅する。スロープ補償回路１０２は発振器１０４の出力信号に同期したこぎり波状の補償ランプ波を発生し、加算器１０３の一方の入力端子に入力される。  Theerror amplifier 101 amplifies the difference between the voltage obtained by dividing the output voltage VOUT by theresistors 110 and 111 as feedback resistors and the reference voltage VREF supplied from thereference voltage source 100. Theslope compensation circuit 102 generates a sawtooth compensation ramp wave that is synchronized with the output signal of theoscillator 104, and is input to one input terminal of theadder 103.

加算器１０３の他方の入力端子にはスイッチ１０７に流れる電流の情報、あるいはコイル１０８に流れる電流の情報を電圧に変換したものが入力される。通常はスイッチ１０７あるいはコイル１０８と直列に接続したセンス抵抗を用いて各素子に流れる電流を検出し、スイッチ１０７あるいはコイル１０８に流れる電流に比例した値が電圧情報として加算器１０３の入力端子に入力される。  Information on the current flowing through theswitch 107 or information obtained by converting the information on the current flowing through thecoil 108 into a voltage is input to the other input terminal of theadder 103. Normally, a current flowing through each element is detected using a sense resistor connected in series with theswitch 107 or thecoil 108, and a value proportional to the current flowing through theswitch 107 or thecoil 108 is input to the input terminal of theadder 103 as voltage information. Is done.

コンパレータ１０５の反転入力端子にはエラーアンプ１０１の出力信号が入力され、非反転入力端子には加算器１０３の出力信号が入力される。出力電圧ＶＯＵＴが低いと、エラーアンプ１０１の出力は上昇するので、コンパレータ１０５の状態がＬからＨに遷移するには、より大きな値をコンパレータ１０５の非反転入力端子に印加する必要がある。すなわち出力電圧ＶＯＵＴが低いと、スイッチ１０７あるいはコイル１０８により多くの電流を流すことでコンパレータ１０５の出力が反転する。コンパレータ１０５の出力はＳＲ−ラッチ１０６のリセット端子Ｒに入力される。  The output signal of theerror amplifier 101 is input to the inverting input terminal of thecomparator 105, and the output signal of theadder 103 is input to the non-inverting input terminal. When the output voltage VOUT is low, the output of theerror amplifier 101 rises. Therefore, in order for the state of thecomparator 105 to transition from L to H, a larger value needs to be applied to the non-inverting input terminal of thecomparator 105. That is, when the output voltage VOUT is low, the output of thecomparator 105 is inverted by passing a large amount of current through theswitch 107 or thecoil 108. The output of thecomparator 105 is input to the reset terminal R of the SR-latch 106.

ＳＲ−ラッチ１０６のセット端子Ｓには発振器１０４が接続されており、発振器１０４からは図中に示したように一定周期のパルスが出力されている。ＳＲ−ラッチ１０６の出力端子Ｑはスイッチ１０７に接続されており、ＳＲ−ラッチ１０６の出力端子ＱがＨのとき、スイッチ１０７がＯＮする（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１−４１９２４号公報Anoscillator 104 is connected to the set terminal S of the SR-latch 106, and a pulse having a constant period is output from theoscillator 104 as shown in the figure. The output terminal Q of the SR-latch 106 is connected to theswitch 107. When the output terminal Q of the SR-latch 106 is H, theswitch 107 is turned on (see, for example, Patent Document 1).
Japanese Patent Laid-Open No. 11-41924

電流モードスイッチングレギュレータでは、“ピーク電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの特性”、電子通信学会論文誌‘８６／４ Ｖｏｌ．Ｊ６９−Ｃ Ｎｏ．４ ｐｐ４８７−４９４で原田耕介らが指摘しているようにクロックサイクルに対してインダクタ電流が上昇する期間の割合、すなわちデューティーが５０％を越える場合、電流モードスイッチングレギュレータはデューティーが周期的に変化する不安定状態（サブハーモニック発振状態）になる。  In the current mode switching regulator, “Characteristics of DC-DC Converter with Peak Current Control”, IEICE Transactions '86 / 4 Vol. J69-C No. As indicated by Kosuke Harada et al. In 4 pp 487-494, the ratio of the period during which the inductor current rises with respect to the clock cycle, that is, when the duty exceeds 50%, the duty of the current mode switching regulator changes periodically. It becomes unstable (sub harmonic oscillation state).

さらに、サブハーモニック発振を防止するためにはコイル電流の上昇率および減少率に対して、適切な量のスロープ補償を行う必要があることを原田らは指摘している。図３の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータにおいてサブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償値を求める。  Furthermore, Harada et al. Point out that in order to prevent subharmonic oscillation, it is necessary to perform an appropriate amount of slope compensation for the rate of increase and decrease of the coil current. In the current mode step-up switching regulator of FIG. 3, a slope compensation value necessary for preventing subharmonic oscillation is obtained.

すなわち、スイッチ１０７がＯＮしているときのコイル１０８の電流増加率ｍ１はコイル１０８のインダクタンスをＬ、スイッチングレギュレータの入力電圧をＶＩＮとすると
ｍ１＝ＶＩＮ／Ｌ ・・・（１）
となりスイッチ１０７がＯＦＦしている時のコイル１０８の電流減少率ｍ２はダイオード１０９による電圧降下を無視するとおよそ
ｍ２＝（ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／Ｌ ・・・（２）
となる。That is, when theswitch 107 is ON, the current increase rate m1 of thecoil 108 is as follows: m1 = VIN / L (1) where the inductance of thecoil 108 is L and the input voltage of the switching regulator is VIN.
When theswitch 107 is OFF, the current reduction rate m2 of thecoil 108 is approximately m2 = (VOUT−VIN) / L (2) when the voltage drop due to thediode 109 is ignored.
It becomes.

（１）式（２）式より入力電圧ＶＩＮ、出力電圧ＶＯＵＴにおけるサブハーモニック発振を防止するために必要なスロープ補償値ｍは
ｍ≧（ｍ２−ｍ１）／２＝（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）／（２Ｌ） ・・・（３）
となる。(1) From equation (2), the slope compensation value m required to prevent subharmonic oscillation at the input voltage VIN and output voltage VOUT is m ≧ (m2−m1) / 2 = (VOUT−2VIN) / (2L (3)
It becomes.

しかし、図３の従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータでは、スロープ補償回路から出力されるスロープ補償の量である補償ランプ波の増加率は一定のため、通常、考えられる入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴ範囲で最大のスロープ補償値に設定する必要がある。しかしこの場合、スロープ補償値は通常大きな値となり、大きなスロープ補償値により電流モードによるスイッチングレギュレータの特性が損なわれるという問題点があった。  However, in the conventional current mode step-up switching regulator shown in FIG. 3, since the rate of increase of the compensation ramp wave, which is the amount of slope compensation output from the slope compensation circuit, is constant, the input voltage VIN and the output voltage VOUT are generally considered. It is necessary to set the maximum slope compensation value in the range. However, in this case, the slope compensation value is usually a large value, and there is a problem that the characteristics of the switching regulator in the current mode are impaired by the large slope compensation value.

上記問題点を解決するために、本発明においては入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償回路から出力されるスロープ補償量を変化させる。  In order to solve the above problem, in the present invention, the slope compensation amount output from the slope compensation circuit is changed according to the input voltage and the output voltage.

スロープ補償回路から出力されるスロープ補償の量である補償ランプ波の増加率が入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴの関数に比例するように可変することで、入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴが変化しても常に適切なスロープ補償の量を保った電流モードスイッチングレギュレータを構成できる。By changing the increasing rate of the compensation ramp wave, which is the amount of slope compensation output from the slope compensation circuit, to be proportional to the function of the input voltage VIN and the output voltage VOUT, the input voltage VIN and the output voltage VOUT change. However, it is possible to construct a current mode switching regulator that always maintains an appropriate amount of slope compensation.

以下本発明の実施の形態を実施例の図面に基づいて説明する。  Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings of the embodiments.

図１は本発明の第１の実施例の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。図３に示した従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータに入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴから適切なスロープ補償値を出力する、スロープ補償値演算回路１３０を追加することで、スロープ補償回路１０２はスロープ補償値演算回路１３０の出力に応じた補償ランプ波の増加率に設定される。スロープ補償値演算回路１３０は抵抗１２０、１２１、１２３、１２４とアンプ１２２による加減算回路で構成される。
以下はスロープ補償値演算回路１３０が入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴに応じたスロープ補償値を出力する場合について詳細に説明する。
抵抗１２０、１２１、１２３、１２４の抵抗値をそれぞれＲ１２０、Ｒ１２１、Ｒ１２３、Ｒ１２４とするとアンプ１２２の出力電圧ＶＣは
ＶＣ＝｛（Ｒ１２３）／（Ｒ１２３＋Ｒ１２４）｝×｛（Ｒ１２０＋Ｒ１２１）／
（Ｒ１２０）｝（ＶＯＵＴ）−｛（Ｒ１２４／Ｒ１２０）｝（ＶＩＮ）
・・・（４）
となる。抵抗１２０、１２１、１２３、１２４の抵抗値について
Ｒ１２３＋Ｒ１２４＝Ｒ１２０＋Ｒ１２１ ・・・（５）
Ｒ１２３＝Ｒ１２１／２ ・・・（６）
（５）式（６）式を満たすように設定すると、（４）式は
ＶＣ＝｛（Ｒ１２１）／（２×Ｒ１２０）｝（ＶＯＵＴ）−２（ＶＩＮ）
となり、スロープ補償値演算回路１３０の出力は（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する出力となる。FIG. 1 is a block diagram of a current mode step-up switching regulator according to a first embodiment of the present invention. By adding a slope compensationvalue calculation circuit 130 that outputs an appropriate slope compensation value from the input voltage VIN and the output voltage VOUT to the conventional current mode step-up switching regulator shown in FIG. 3, theslope compensation circuit 102 is made slope compensation. The increase rate of the compensation ramp wave according to the output of thevalue calculation circuit 130 is set. The slope compensationvalue calculation circuit 130 includes an addition / subtractioncircuit including resistors 120, 121, 123, and 124 and anamplifier 122.
Hereinafter, a case where the slope compensationvalue calculation circuit 130 outputs a slope compensation value corresponding to the input voltage VIN and the output voltage VOUT will be described in detail.
When the resistance values of theresistors 120, 121, 123, and 124 are R120, R121, R123, and R124, respectively, the output voltage VC of theamplifier 122 is VC = {(R123) / (R123 + R124)} × {(R120 + R121) /
(R120)} (VOUT)-{(R124 / R120)} (VIN)
... (4)
It becomes. Regarding the resistance values of theresistors 120, 121, 123, and 124, R123 + R124 = R120 + R121 (5)
R123 = R121 / 2 (6)
(5) If it sets so that Formula (6) may be satisfy | filled, Formula (4) will be VC = {(R121) / (2 * R120)} (VOUT) -2 (VIN).
Thus, the output of the slope compensationvalue calculation circuit 130 is an output proportional to (VOUT−2VIN).

一方、電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのサブハーモニック発振を防止するために必要な最小のスロープ補償値ｍは（３）式より、
ｍ＝（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）／（２Ｌ） ・・・（７）
となり、（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する。従ってスロープ補償値演算回路１３０によってスロープ補償値ｍが（ＶＯＵＴ−２ＶＩＮ）に比例する構成にすることで、いかなる入力電圧ＶＩＮおよび出力電圧ＶＯＵＴに対してもサブハーモニック発振しない最小のスロープ補償を保った、電流モード昇圧型スイッチングレギュレータを構成できる。On the other hand, the minimum slope compensation value m required to prevent subharmonic oscillation of the current mode boost switching regulator is
m = (VOUT−2VIN) / (2L) (7)
And is proportional to (VOUT-2VIN). Therefore, the slope compensationvalue calculation circuit 130 is configured so that the slope compensation value m is proportional to (VOUT−2VIN), thereby maintaining the minimum slope compensation that does not cause subharmonic oscillation for any input voltage VIN and output voltage VOUT. A current mode step-up switching regulator can be configured.

図２は本発明の第２実施例の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。スロープ補償値演算回路１３０の分圧抵抗、抵抗１２３、１２４と帰還抵抗抵抗１１０、１１１を共用することで抵抗の素子数を削減していること以外は第１の実施例と同じである。  FIG. 2 is a block diagram of a current mode step-up switching regulator according to the second embodiment of the present invention. The present embodiment is the same as the first embodiment except that the number of resistance elements is reduced by sharing the voltage dividing resistors,resistors 123 and 124 and thefeedback resistor resistors 110 and 111 of the slope compensationvalue calculation circuit 130.

以上では電流モード昇圧型スイッチングレギュレータに適応させた場合について述べたが電流モード降圧型スイッチングレギュレータに適応する場合、コイルの電流増加率ｍ１および電流減少率ｍ２はそれぞれ
ｍ１＝（ＶＩＮ―ＶＯＵＴ）／Ｌ ・・・（８）
ｍ２＝ＶＯＵＴ／Ｌ ・・・（９）
で与えられるので適切なスロープ補償値ｍは
ｍ＝（ｍ２−ｍ１）／２＝（２ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／（２Ｌ） ・・・（１０）
となる。In the above, the case where the current mode step-up switching regulator is applied has been described. However, when the current mode step-down switching regulator is applied, the current increase rate m1 and the current decrease rate m2 of the coil are m1 = (VIN−VOUT) / L, respectively. ... (8)
m2 = VOUT / L (9)
Therefore, the appropriate slope compensation value m is m = (m2−m1) / 2 = (2VOUT−VIN) / (2L) (10)
It becomes.

同様に電流モード反転型スイッチングレギュレータに適応する場合、ｍ１、ｍ２およびｍは
ｍ１＝ＶＩＮ／Ｌ ・・・（１１）
ｍ２＝ＶＯＵＴ／Ｌ ・・・（１２）
ｍ＝（ｍ２−ｍ１）／２＝（ＶＯＵＴ−ＶＩＮ）／（２Ｌ） ・・・（１３）
で与えられる。Similarly, when applied to a current mode inversion switching regulator, m1, m2 and m are: m1 = VIN / L (11)
m2 = VOUT / L (12)
m = (m2-m1) / 2 = (VOUT-VIN) / (2L) (13)
Given in.

従って、スロープ補償値演算回路１３０の分圧抵抗、抵抗１２３、１２４と帰還抵抗抵抗１１０、１１１の抵抗値を適切に設定することで電流モード降圧型スイッチングレギュレータおよび電流モード反転型スイッチングレギュレータにも同様に適応できることは明白である。  Therefore, the same applies to the current mode step-down switching regulator and the current mode inversion switching regulator by appropriately setting the resistance values of the voltage dividing resistor,resistors 123 and 124 and thefeedback resistor resistors 110 and 111 of the slope compensationvalue calculation circuit 130. It is clear that can be adapted to.

図１においてスロープ補償回路１０２と加算器１０３によって電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧ＶＣに傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号をコンパレータ１０５の非反転電圧入力端子に入力する必要がある。  In FIG. 1, a signal obtained by adding a voltage ramp wave whose slope is proportional to the coil current signal or switch current signal converted into a voltage signal by theslope compensation circuit 102 and theadder 103 and the input voltage VC of the slope compensation circuit is not applied to thecomparator 105. It is necessary to input to the inverted voltage input terminal.

図３に電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧ＶＣに傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号を発生させる回路の１つの例を示す。  FIG. 3 shows an example of a circuit for generating a signal obtained by adding a coil ramp signal or a switch current signal converted into a voltage signal and a voltage ramp wave having a slope proportional to the input voltage VC of the slope compensation circuit.

ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１５０、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１５２、定電流源１５１および抵抗１５３で構成される電圧―電流変換回路によって入力信号ＶＣに比例する電流を発生させ、この出力電流をＰチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１５４、１５５で構成されるカレントミラーを介して容量１５７に注入することで容量１５７の両端に傾きが入力信号ＶＣに比例する電圧ランプ波を発生させる。Ｎチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１５６は発振器の発振周期に従って前記電圧ランプ波をリセットする。また、前記電圧ランプ波はｐｎｐ型バイポーラトランジスタ１５８、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ１６０、定電流源１５９および抵抗１６１で構成される電圧―電流変換回路によって電流変換され、この電流はＰチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ１６２、１６３で構成されるカレントミラーを介して抵抗１６５に注入することで再度、電圧変換される。一方、電流センス抵抗等により電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号は抵抗１６４を介して抵抗１６５に加算される。従って図２の回路で電圧信号に変換されたコイル電流信号またはスイッチ電流信号と傾きが入力信号ＶＣに比例した電圧ランプ波を加算した信号が得られることは明白である。他の回路構成でも本発明の図３の回路構成と同等の結果を得ることは可能であり、本発明は図３の回路構成に言及したものではない。  A voltage-current conversion circuit comprising a pnpbipolar transistor 150, an npnbipolar transistor 152, a constantcurrent source 151 and aresistor 153 generates a current proportional to the input signal VC, and this output current is converted into a P-channel enhancement type MOS. By injecting into thecapacitor 157 through a current mirror composed of thetransistors 154 and 155, voltage ramp waves whose slopes are proportional to the input signal VC are generated at both ends of thecapacitor 157. The N channel enhancementtype MOS transistor 156 resets the voltage ramp wave according to the oscillation period of the oscillator. The voltage ramp wave is converted into a current by a voltage-current conversion circuit including a pnpbipolar transistor 158, an npnbipolar transistor 160, a constantcurrent source 159 and aresistor 161, and this current is converted into a P channel enhancement type MOS transistor. The voltage is converted again by injection into the resistor 165 through a current mirror composed of 162 and 163. On the other hand, the coil current signal or the switch current signal converted into a voltage signal by a current sense resistor or the like is added to the resistor 165 via theresistor 164. Therefore, it is apparent that a signal obtained by adding the coil current signal or the switch current signal converted into the voltage signal by the circuit of FIG. 2 and the voltage ramp wave whose slope is proportional to the input signal VC is obtained. It is possible to obtain results equivalent to the circuit configuration of FIG. 3 of the present invention with other circuit configurations, and the present invention does not refer to the circuit configuration of FIG.

本発明の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータの第１の実施例のブロック図である。1 is a block diagram of a first embodiment of a current mode step-up switching regulator according to the present invention. FIG.本発明の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータの第２の実施例のブロック図である。It is a block diagram of 2nd Example of the current mode step-up type switching regulator of this invention.コイル電流信号またはスイッチ電流信号とスロープ補償回路の入力電圧に傾きが比例した電圧ランプ波を加算した信号を発生させる回路である。This is a circuit for generating a signal obtained by adding a coil ramp signal or a switch current signal and a voltage ramp wave whose slope is proportional to the input voltage of the slope compensation circuit.従来の電流モード昇圧型スイッチングレギュレータのブロック図である。It is a block diagram of the conventional current mode step-up switching regulator.

符号の説明Explanation of symbols

１００ 基準電圧源
１０１ エラーアンプ
１０２ スロープ補償回路
１０３ 加算器
１０４ 発振器
１０５ コンパレータ
１０６ ＳＲ−ラッチ
１０７ スイッチ
１０８ コイル
１０９ ダイオード
１１０、１１１、１２０、１２１、１２３，１２４ 抵抗
１２２ オペアンプ
１３０ スロープ補償値演算回路
１５０、１５８ ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
１５２、１６０ ｎｐｎ型バイポーラトランジスタ
１５６ Ｎチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１５４、１５５ Ｐチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１６２，１６３ Ｐチャネル・エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ
１５１、１５９ 定電流源
１５７ コンデンサ
１５３、１６１、１６４，１６５ 抵抗100Reference voltage source 101Error amplifier 102Slope compensation circuit 103Adder 104Oscillator 105Comparator 106 SR-latch 107Switch 108Coil 109Diode 110, 111, 120, 121, 123, 124Resistor 122Operational amplifier 130 Slope compensationvalue calculation circuit 150, 158 pnp typebipolar transistor 152, 160 npn type bipolar transistor 156 N channel enhancementtype MOS transistor 154, 155 P channel enhancementtype MOS transistor 162, 163 P channel enhancementtype MOS transistor 151, 159 constantcurrent source 157capacitor 153, 161, 164, 165 resistance

Claims (4)

Translated fromJapanese

入力電圧および出力電圧に応じてスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モードのスイッチングレギュレータ。  A current mode switching regulator characterized by varying the amount of slope compensation in accordance with an input voltage and an output voltage. 入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード昇圧型スイッチングレギュレータにおいて、（VOUT−２VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード昇圧型のスイッチングレギュレータ。  A current mode step-up switching regulator which operates with an input voltage VIN and an output voltage VOUT, wherein the amount of slope compensation is varied in proportion to (VOUT-2VIN). 入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード降圧型スイッチングレギュレータにおいて、（２VOUT−VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード降圧型のスイッチングレギュレータ。  A current mode step-down switching regulator that operates with an input voltage VIN and an output voltage VOUT, wherein the amount of slope compensation is varied in proportion to (2VOUT−VIN). 入力電圧VIN、出力電圧VOUTで動作する電流モード反転型スイッチングレギュレータにおいて、（VOUT−VIN）に比例してスロープ補償の量を可変することを特徴とする電流モード反転型のスイッチングレギュレータ。  A current mode inversion switching regulator that operates with an input voltage VIN and an output voltage VOUT, wherein the amount of slope compensation is varied in proportion to (VOUT−VIN).

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