JP2004515119A - Apparatus and method for space-time turbo trellis coding - Google Patents

Abstract

Translated fromJapanese

第１及び第２再帰的時空間トレリス符号変調（ＳＴＴＣＭ）符号器は、各々が、連続的なシンボル間隔で、ｂ個の入力ビットの各群から複数のＭ−ＰＳＫシンボルを生成し、ここで、Ｍ＝２^ｂである。ｂビット群は、第１符号器には直接的に与えられ、出力シンボルが逆にデインタリーブされる第２符号器にはインタリーバを介して与えられる。セレクタは、第１符号器からＴ個のシンボルを、デインタリーバからＴ個のシンボルを、送信ダイバーシチを行うためのＴ個のアンテナに関するＴ個の出力経路に、交互に連続的なシンボル間隔で与える。ＳＴＴＣＭ符号器は、高速及び低速フェージングチャネルに対して、異なるＴ，Ｍの値を利用する。First and second recursive space-time trellis code modulation (STTCM) encoders each generate, at successive symbol intervals, a plurality of M-PSK symbols from each group of b input bits, where , M =^2b . The b bits are provided directly to the first encoder and via an interleaver to the second encoder, where the output symbols are deinterleaved in reverse. The selector provides the T symbols from the first encoder and the T symbols from the deinterleaver to T output paths for T antennas for transmit diversity at alternately consecutive symbol intervals. . The STTCM encoder utilizes different T, M values for the fast and slow fading channels.

Description

Translated fromJapanese

【０００１】
［技術分野］
本発明は、いわゆるターボトレリス符号化（ＴＣ：ｔｕｒｂｏ　ｔｒｅｌｌｉｓ　ｃｏｄｉｎｇ）又はトレリス符号変調（ＴＣＭ：ｔｒｅｌｌｉｓ　ｃｏｄｅｄ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）についての空間時間（ＳＴ：ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ）ダイバーシチを行う、例えばセルラ無線通信システムのような通信システムにおける符号化に関連する。
【０００２】
［背景技術］
よく知られているように、無線通信チャネルは時変マルチパスフェージングに委ねられ、マルチパスフェージングチャネルに関する品質を向上させること又は有効誤り率を低減させることは比較的容易ではない。有利であることが見出されている技術の１つに、システムの送信機及び／又は受信機で２つ又はそれ以上のアンテナ（又は偏向した信号（ｓｉｇｎａｌ　ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ））を利用するアンテナダイバーシチがある。
【０００３】
セルラ無線通信システムでは、各基地局は、一般に多数の遠隔装置（固定された又は移動可能な装置）と通信し、その性質（例えば、サイズ及び場所）はアンテナダイバーシチに比較的適しており、遠隔装置におけるアンテナダイバーシチと供に又はそれを伴わずに、少なくとも基地局でアンテナダイバーシチを実行することが望ましい。この場合における少なくとも基地局からの通信に関し、それは送信ダイバーシチを行うこととなり、即ち信号は２つ又はそれ以上の送信アンテナから送信される。
【０００４】
非特許文献１は、時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）を利用する単独の送信ダイバーシチ法を開示する。送信アンテナが２つの場合に、複素シンボルＳ０，−Ｓ１^＊が一方のアンテナから連続的に送信され、複素シンボルＳ１，−Ｓ０^＊が他方のアンテナから連続的に送信され、ここで、＊は複素共役を表す。これら送信されたシンボルは、時空間ブロック（ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ　ｂｌｏｃｋ）と呼ばれるものを構成する。
【０００５】
また、通信能力を強化するために様々な符号化を利用することも知られている。中でも、いわゆるターボ符号化（並列連結式畳み込み符号化（ｐａｒａｌｌｅｌ　ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ　ｃｏｄｉｎｇ））は、反復的なデコードが、ＡＷＧＮ（加法性白色ガウス雑音）通信チャネルに関し、シャノン限界（Ｓｈａｎｎｏｎ　ｌｉｍｉｔ）に近い結果に到達することを可能にすることが、知られている。ターボ符号器は、典型的には理想的な２つの再帰的組織化畳み込み（ＲＳＣ：ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ）要素符号器を利用し、送信される信号は、要素符号器（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　ｃｏｄｅｒ）の一方に直接的に与えられ、要素符号器の他方にはインタリーバを通じて与えられる。従って、ターボ及び時空間符号化を同一の送信機で組み合わせることが望ましい。
【０００６】
非特許文献２は、トレリス（畳み込み）符号化及び時空間符号化の利点を与えるために２つ又はそれ以上の送信アンテナと供に使用され得る様々な畳み込み又はトレリス符号を開示している。これらの符号は、ダイバーシチ利得の最大化に最適であると考えられるが、符号利得（ｃｏｄｉｎｇ　ｇａｉｎ）には必ずしも最適ではない。更に、これらの符号は非再帰的である。これに対して、ターボ符号化の最良の効率は、再帰的符号を利用する場合に達成されることが立証されている。従って、タロー（Ｔａｒｏｋｈ）等による符号は、ターボ符号化装置に使用される場合には、特に適切であるとはいえない。
【０００７】
非特許文献３は、ウンガーボエク（Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ）及び多次元ＴＣＭ要素符号器を利用するターボ符号器を開示しており、そこではインタリーバがｍ個の情報ビットの各群に対して動作する。ｍ個の情報ビット群に対応する各ステップに関し、各要素符号器に付随する信号マッパ（ｍａｐｐｅｒ）がｎシンボルを生成し、ここで、ｎ＝Ｄ／２であり、Ｄは信号集合次元（ｓｉｇｎａｌ　ｓｅｔ　ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌｉｒｙ）である；例えば、Ｄ＝２又は４ならば、ｎ＝１又は２である。ｎシンボルのデインタリーバは、第２の要素符号器からの出力シンボルをデインタリーブし、一連のステップに関してセレクタは第１要素符号器からのシンボル出力及びデインタリーバからのシンボルを交互に選択し、それらを単一の出力経路に与える。この装置は送信ダイバーシチを行わず、この文献は時空間符号化に関するものではない。
【０００８】
非特許文献４は、その出力が時空間ブロック符号器に与えられる、２種類のターボトレリス符号変調（ＴＣＭ）符号器を開示しており、ターボＴＣＭ及びＳＴＢＣ装置が互いに簡潔に連結されるようにする。これら２つのターボＴＣＭ符号器の一方は、既に詳細に参照されている上述のロバートソン（Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ）等による文献に開示されており、ウンガーボエク符号を利用し、マッピング関数部の出力に１つのシンボルを提供するが、そのボーク図（Ｂａｕｃｈ　ｉｌｌｕｓｔｒａｔｉｏｎ）はシンボルデインタリーバを示していない。ボークの文献は、多次元要素符号器を議論していない。
【０００９】
無線通信システムにおける符号化を通じた更なる改善を行うことが必要とされている。
【００１０】
［非特許文献１］
Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ，“Ａ　Ｓｉｍｐｌｅ　Ｔｒａｎｓｍｉｔ　Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ”，ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｎ　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．８，ｐａｇｅｓ　１４５１−１４５８，Ｏｃｔｏｂｅｒ　１９９８
［非特許文献２］
Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ　ｅｔ　ａｌ．，“Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ　Ｃｏｄｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｈｉｇｈ　Ｄａｔａ　Ｒａｔｅ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４４，Ｎｏ．２，ｐａｇｅｓ　７４４−７６５，Ｍａｒｃｈ　１９９８
［非特許文献３］
Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎ　ｅｔ　ａｌ．，“Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ　Ｔｕｒｂｏ　Ｔｒｅｌｌｉｓ−Ｃｏｄｅｄ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　Ｕｓｉｎｇ　Ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ　Ｃｏｍｐｏｎｅｔ　Ｃｏｄｅｓ”，ＩＥＥＥ　Ｊｏｕｒｎａｌ　ｏｎ　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　ｉｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，ｐａｇｅｓ　２０６−２１８，Ｆｅｂｒｕａｒｙ　１９９８
［非特許文献４］
Ｇ．Ｂａｕｃｈ，“Ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ　Ｂｌｏｃｋ　Ｃｏｄｅｓ　ａｎｄ“Ｔｕｒｂｏ”−ＴＣＭ”，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＣＣ’９９，ｐａｇｅｓ　１２０２−１２０６，Ｊｕｎｅ　１９９９
［発明の開示］
本発明の一態様による符号化装置は：第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ（時空間トレリス符号変調）符号器であって、複数の連続的なシンボル間隔の各々において、供給されるｂ個のビットから複数のＴ個のＭ−ＰＳＫ（Ｍ位相シフトキーイング，ここでＭは複数の整数）シンボルを生成するように各々が形成され、ｂは整数であるところの第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ符号器；偶数対偶数及び奇数対奇数、又は偶数対奇数及び奇数対偶数のマッピングを行いながらインタリーブブロック内でｂ個の入力ビットの各群をインタリーブするよう形成されるインタリーバ；第１の符号器及びインタリーバに供給される入力ビット、及びインタリーバから第２の符号器に供給されるインタリーブされたビット；インタリーバによるインタリーブとは逆の手法で、第２のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル群をデインタリーブするように形成されるシンボルデインタリーバ；及びＴ個の出力経路の各々に、第１のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル及びデインタリーバからのＴ個のシンボルを交互のシンボル間隔で供給するように形成されるセレクタ；を有する符号化装置である。
【００１１】
好ましくは、各符号器は、各シンボル間隔で、前記符号器に供給された現在又は１つ若しくはそれ以上過去のｂビット群の線形結合のＴ個のモジュロＭ加算値を生成し、各シンボル間隔で符号器により形成されるＴ個のシンボルを形成する。好都合なことには、各符号器に関し、Ｍ＝２^ｂであり、ｂは少なくとも２でり、例えば、ｂ＝２又は３である。
【００１２】
Ｔ個の出力経路は、一般的には送信機のＴ個のアンテナに至り、ターボ符号化ＴＣＭシンボルに関する時空間ダイバーシチを行い、例えば、Ｔ＝２，３又は４である。
【００１３】
また、本発明が提供する方法は、複数のＴ個のアンテナから送信される情報について時空間ダイバーシチを行うために符号化を行う方法であって：複数の連続的なシンボル間隔の各々において、第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ（時空間トレリス符号変調）符号器の各出力にてＴ個のシンボルを生成するステップであって、偶数対偶数及び奇数対奇数、又は偶数対奇数及び奇数対偶数の位置にマッピングしながら、第１の符号器には入力ビットが直接的に供給され、第２の符号器には、インタリーブブロックにおけるシンボル間隔の間にビット群のインタリーブを行った後に、情報ビットが供給されるところのステップ；インタリーブとは逆の手法で、第２のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル群をデインタリーブするステップ；及びＴ個のアンテナへの経路に供給するために、第１及び第２各自の交互のシンボル間隔で、第１の符号器により生成されたＴ個のシンボル及びデインタリーブするステップによるＴ個のシンボルを選択するステップ；より成る方法である。
【００１４】
当業者に明らかなように、好ましい特徴は適切に組み合わせることが可能であり、本発明の任意の態様と供に組み合わせることが可能である。
【００１５】
［発明を実施するための最良の形態］
本発明は、添付図面を参照しながら行われる以下の説明により更に理解されるであろう。
【００１６】
図を参照するに、図１は、既存の時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）送信機の一部を示す。簡単のため及び明確化のため、この図及び他の図において、従来技術及び本願実施例の理解に必要な部分のみが描かれている。
【００１７】
図１の送信機は、並列直列変換器（Ｓ−Ｐ）１０と、Ｍ−ＰＳＫマッピング関数部１２と、送信ダイバーシチを行う少なくとも２つのアンテナ１６，１８に対して、アップコンバータのような送信機能部により出力を与える時空間ブロック符号器（ＳＴＢＣ）１４を含み、電力増幅器はブロックとして描かれていないが、図１にて波線で示されている。Ｓ−Ｐ変換器１０には、通信される情報入力ビットが与えられ、２つ又はそれ以上の並列線にてＭ−ＰＳＫマッピング関数部１２に出力ビットを与え、それは、等エネルギ信号コンステレーションの並列ビットシーケンスシンボルｘ_１，ｘ_２，．．．から生成される。
【００１８】
例えば、図１に示されるように、マッピング関数部１２は、Ｍ＝４のＱＰＳＫ（直交位相シフトキーイング）信号点配置の各々に対して、Ｓ−Ｐ変換器１０からの各２入力ビットに関するグレイコードマッピングを行う。マッピング関数部１２は、例えばＭ＝２（この場合は、Ｓ−Ｐ変換器１０は不要である。），４又は８のような、所望の任意の位相状態数に関する信号点配置に関する所望のマッピングを行い得ることが、理解されるであろう。
【００１９】
複素数により表現されるＱＰＳＫシンボルｘ_１，ｘ_２，．．．は、ＳＴＢＣ１４に与えられ、それは図１では簡単のため各送信アンテナ１６，１８用に２つの出力を有するように描かれているが、より多くの送信アンテナに対応して２以上の出力を備えることも可能である。図示されているような２アンテナの場合には、ＳＴＢＣ１４は、図１に示されるように、その入力に与えられる一連のシンボルのペアｘ_１，ｘ_２各々からシンボルの時空間ブロックを形成する。
【００２０】
より具体的には、ＳＴＢＣ関数部は、Ｔ×Ｔの直交行列Ｈｘによって表現され、ここで、Ｔは、送信アンテナ数であり、即ちＳＴＢＣ１４のシンボル出力数である。図１に示されるようなＴ＝２の場合には、次のように表現される。
【００２１】
【数１】

この行列Ｈｘによれば、ＳＴＢＣ１４の入力に与えられるＰＳＫシンボルｘ_１，ｘ_２のペア各々に関し、第１シンボル期間にて、アンテナ１６にシンボルｘ_１が供給され第２アンテナ１８にシンボルｘ_２が供給され、第２シンボル期間では、アンテナ１６にシンボル−ｘ_２^＊が供給され第２アンテナ１８にシンボルｘ_１^＊が供給され、ここで＊は複素共役を表す。従って、空間及び時間ダイバーシチを行うために、各ペアにおける両ＱＰＳＫシンボルは、異なるアンテナから異なる時間に異なる形式で２回送信される。行列Ｈｘの各列は、各アンテナから連続的な時間間隔で送信されるシンボルを示し、各行はそれぞれシンボル送信間隔を表現することが、理解されるであろう。
【００２２】
図２を参照するに、既存のターボ（並列連結畳込）符号器は、ターボ符号器の構成要素又は要素符号器として言及される２つの再帰的システム畳み込み（ＲＳＣ）符号器２０，２２と、インタリーバ２４と、セレクタ２６より成る。入力ビットは一方の符号器２０に供給され、その出力にて、入力ビットと同一の組織ビット（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ　ｂｉｔ）Ｓ１及びパリティビットＰ１の両者を与える。また、入力ビットはインタリーバ２４にも供給されそれによりインタリーブされ、インタリーブされたビットは他の符号器の入力に供給され、他の符号器は、その出力にて、インタリーブされた入力ビットと同一の組織ビットＳ２及びパリティビットの両者を与える。２つの符号器２０，２２の出力はセレクタ２６の入力に与えられるが、典型的には図３に示されるように、この出力におけるインタリーブされたビットはセレクタ２６により選択されていないので、符号器２２の出力ビット系列は接続されない。
【００２３】
セレクタ２６は、総てのビット系列Ｓ１と、符号器２０，２２からのパリティビットＰ１，Ｐ２の全部又は一部をそれぞれ選択し、ターボ符号器の出力に出力ビットとして供給する。パリティビットの選択は、符号器のレートに依存する。例えば、レート１／３（各入力ビットにつき３つの出力ビット）の符号器では、セレクタ２６はパリティビットＰ１及びＰ２全部を選択する。レート１／２（各入力ビットにつき２つの出力ビット）の符号器では、セレクタ２６はパリティビットＰ１，Ｐ２を交互に選択し、パリティビットＰ１の半分及びパリティビットＰ２の半分が出力になるようにすることが可能であり、このプロセスはパンクチャリング（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）と呼ばれる。
【００２４】
背景技術で言及した（ロバートソン等の）ターボＴＣＭ装置では、インタリーバ２４は、ｍビットの各群に対して動作し、それらは、各要素符号器の出力において、その系列及びパリティ情報を結合するＰＳＫシンボルにマッピングされる。第２要素符号器からのシンボルは、デインタリーバによりデインタリーブされ、出力セレクタは、第１要素符号器（及びデインタリーバ）からのシンボル出力を交互に選択する。この場合におけるインタリーバ（及びデインタリーバ）は、偶数対偶数、及び奇数対奇数（又は偶数対奇数、及び奇数対偶数）の位置番号の対応付けを行うこと（ポジションマッピング）が必要がある。
【００２５】
背景技術で言及した連結ＳＢＴＣ及びターボ符号化（ボーク）装置では、本質的には、図３におけるもののようなターボ符号器の出力ビットが、図１におけるもののような時空間ブロック符号器に入力ビットとして供給され、又はロバートソン等によるターボＴＣＭ符号器からの出力シンボルが、図１にて説明されたようなＳＴＢＣ符号器１４に入力シンボルとして供給される。
【００２６】
図３は、本願実施例による、２つの送信アンテナを利用する送信用のターボ時空間トレリス符号変調（ＳＴＴＣＭ）符号化装置の一部を示す。図１の場合と同様に、２つのアンテナが１６，１８で表されており、通信される情報入力ビットは、ｂ個の情報ビットの各群についてｂ個の出力を与えるＳ−Ｐ変換器１０に与えられる。図３の残りの要素は、ターボＳＴＴＣＭ符号化装置を示し、それは、第１，第２再帰的ＳＴＴＣＭ要素符号器３０，３２、インタリーバ３４、シンボルデインタリーバ３６、及び２つのアンテナ１６，１８各々への送信経路に関する２つの出力を有するセレクタ３８を有する。符号器３０，３２及びインタリーバ３４は、各々が、情報ビット群に対してｂ個の入力を有する。
【００２７】
Ｓ−Ｐ変換器１０から供給されるｂビット群（グループ）は、それらのグループ内でインタリーバ３４によりインタリーブされる。符号器３０に供給されるインタリーブされないビット群、及び符号器３２に供給されるインタリーブされたビット群は、符号化され、以下に説明されるような機能部によってシンボルにマッピングされる。図３に示されるような２つの送信アンテナに対応する２つの出力経路がある場合に、各符号器３０，３２は各ビット群に関して２つのＭ−ＰＳＫシンボルを生成し、ここで、Ｍ＝２^ｂである。インタリーブされないビット群から第１符号器３０により各シンボル間隔で生成されるシンボルは、図３にてｘ１_１，ｘ１_２で示される。第２符号器３２により生成されるシンボルは、インタリーバ３４と逆の操作を行うデインタリーバ３６によりデインタリーブされ、図３にてｘ２_１，ｘ２_２で示される各シンボル間隔のシンボルを生成する。ここで、簡単のため及び明確化のため、符号器３０，３２が同一であることを想定しているが、既存のターボ符号器に関してこのことは必須ではなく、符号器３０，３２は互いに異なり得る。
【００２８】
セレクタ３８は、そのビットグループレートにて交互の１及び０の制御信号（１０１０．．．として図示されている）によって制御され、セレクタ３８内のスイッチによって図３に示されるような選択及びパンクチャリング機能を実行する。制御信号の第１状態では、例えば制御信号が２進数の１である場合に、セレクタ３８のスイッチは図３に示される状態を有し、符号器３０からのシンボルｘ１_１，ｘ１_２が、ｘ^１，ｘ^２として送信アンテナ１６，１８への出力経路にそれぞれ供給され、シンボルデインタリーバ３６からのシンボルｘ２_１，ｘ２_２は使用されない。制御信号の第２状態では、例えば制御信号が２進数の０である場合に、セレクタ３８のスイッチは逆の状態を有し、シンボルデインタリーバ３６からのシンボルｘ２_１，ｘ２_２が、ｘ^１，ｘ^２として送信アンテナ１６，１８への出力経路にそれぞれ供給され、符号器３０からのシンボルｘ１_１，ｘ１_２は使用されない。
【００２９】
上述したような符号器３０からのインタリーブされていないシンボル及びデインタリーブ３６からのデインタリーブされたシンボルを交互に選択するセレクタ３８に関し、インタリーバ３４は、その入力における偶数番号の位置（偶数位置）をその出力における偶数位置に、その入力における奇数位置をその出力における奇数位置にマッピングすること（或いは、代替的に、偶数対奇数、及び奇数対偶数のポジションマッピングすること）が、（上述したロバートソン等の文献に説明されているようなデコードに起因して）必要であることは、理解されるであろう。従ってインタリーバ３４はそのようなマッピングを行うように形成され、デインタリーバ３６はその逆のマッピングを行うように形成される。
【００３０】
以下、簡単な具体例と供に図３の符号化装置が更に説明され、そこでは要素符号器３０，３２は、２つの送信アンテナについて２つの出力経路を有する同一の８状態再帰的ＱＰＳＫ（即ち、Ｍ＝４）ＳＴＴＣＭ符号器であり、ｂ＝２ビットの６グループのブロックサイズでインタリーブすることが想定されている。符号器状態は０乃至７で番号付けられ、各ＱＰＳＫシンボルは０乃至３で番号付けられた４状態の内の１つを有する。符号器３０，３２の各々は、以下の表１に従って動作し、そこでは符号器の次の状態及び２つのＱＰＳＫシンボル出力が、符号器の現在状態及び目下のグループのｂ＝２個の入力ビットの現在状態に依存して変化する。これらは表の中でｐ／ｑｒの形式で表現され、ここで、ｐは符号器の次の状態を示し、ｑ及びｒは２つのＱＰＳＫ出力シンボルを示し、例えば符号器３０に関するシンボルｘ１_１，ｘ１_２それぞれである。
【００３１】
表１
【００３２】
【表１】

例えば、符号化装置に対する入力ビットシーケンスが、ｃ＝（１０，００，１１，１０，０１，０１）であるならば、表１により、状態０から始まって、符号器３０は、次の状態を連続的に４，６，７，７，２，５に変化させながら、シンボル系列（ｘ１_１，ｘ１_２）＝｛（０，２），（１，１），（１，３），（２，１），（０，１），（０，０）｝を生成することが分かる。インタリーバ３４が、シーケンスｃをインタリーブして、インタリーブされたシーケンスｃ_ｉ＝（０１，１０，１０，０１，１１，００）を形成するならば、即ちインタリーバが、インタリーブブロックの０乃至５の位置番号にて各２ビット群を位置２，５，４，１，０，３にそれぞれ移動させるならば、符号器３２は、次の状態を連続的に１，５，３，４，３，５に変化させながら、初期状態０からシンボル系列｛（２，２），（３，２），（０，３），（３，０），（３，１），（１，２）｝を生成する。デインタリーバ３４は、このシーケンスをデインタリーブし、シーケンス（ｘ２_１，ｘ２_２）＝｛（０，３），（１，２），（３，１），（３，２），（２，２），（３，０）｝を生成する。そして、セレクタ３８は、アンテナ１６への出力経路にシンボルシーケンスｘ^１＝（０，１，１，３，０，３）を与え、アンテナ１８への出力経路にシンボルシーケンスｘ^２＝（２，２，３，２，１，０）を与える。
【００３３】
上記の説明により及び図３により、装置３０，３２，３４，３６，３８は時空間トレリス符号変調に関するターボ符号化装置を与え、これら符号化関数部の符号化利得及びダイバーシチ利得の恩恵を結び付け得ることが、理解されるであろう。
【００３４】
上記の簡易な例は、図３の符号化装置及びその動作の充分な理解を支援するために与えられ、使用される具体的なＳＴＴＣＭ符号の選択は、その符号化装置の実効性に大きく影響し得ることが、理解されるであろう。例えば、上述のタロー等の公知文献によるＳＴＴＣＭ符号は、ターボ符号化装置の利点を充分に得るのに重要な再帰的なものではなく、符号化利得には必ずしも最適ではない。ＳＴＴＣＭ符号は、（算出が可能な）体系的な符号探索法により見出されることが可能であり、Ｓ．Ｂａｒｏ　ｅｔ　ａｌ．，“Ｉｍｐｒｏｖｅｄ　Ｃｏｄｅｓ　ｆｏｒ　Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ　Ｔｒｅｌｌｉｓ　Ｃｏｄｅｄ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．４，Ｎｏ．１，ｐａｇｅｓ　２０−２２，Ｊａｎｕａｒｙ　２０００　に述べられているように、理論的に最大のダイバーシチ利得及び改善された符号化利得を与え得る。所望のＳＴＴＣＭ符号（及びＳＴＴＣＭ符号器３０，３２の形式）は、既存の又は今までに設計された他の手法でも決定され得る。以下に説明される特定の符号は、特定の状況で有利な実効性（パフォーマンス）を与えると考えられる再帰的ＳＴＴＣＭ符号の例として与えられる。
【００３５】
図４は、１６状態のＱＰＳＫ再帰的フィードバックＳＴＴＣＭ符号器を示し、これは、上述の図３に関連して説明される符号化装置の要素符号器３０，３２の各々を構築するために使用され得る。
【００３６】
図４を参照するに、再帰的フィードバックＳＴＴＣＭ符号器は、各々が、時刻ｔにおける符号器へのｂ＝２（ＱＰＳＫの場合）個の入力ビットｃ_ｔ^０，ｃ_ｔ^１に対応する遅延Ｔを与える４つの遅延素子４１乃至４４を有し、これにより各遅延素子は２^４＝１６状態の符号器を与える。それに加えて、符号器は、加算要素４５，４６、乗算関数部４７乃至５２、及び加算関数部５３を有し、加算関数部は、乗算関数部４２乃至５２の出力供給を受け、（２つの送信アンテナに対して）時刻ｔにて２つの出力シンボルｘ_ｔ^１，ｘ_ｔ^２を生成し、それらは例えば上述したような符号器３０の出力シンボルｘ１_１，ｘ１_２に対応する。
【００３７】
入力ビットｃ_ｔ^０は、加算要素４５の一方の入力に供給され、遅延素子４１，４２の出力は他の入力に供給され、その（加算要素の）出力は遅延要素４１の入力に供給される。また、遅延要素４１の出力は、遅延要素４２の入力にも供給される。また、加算要素４５の出力及び遅延要素４１，４２の出力は、乗算関数部４７乃至４９の入力にそれぞれ供給され、それらには乗算係数（ａ_０^１，ａ_０^２），（ａ_１^１，ａ_１^２）及び（ａ_２^１，ａ_２^２）が与えられる。
【００３８】
同様に、入力ビットｃ_ｔ^１は、加算要素４６の一方の入力に供給され、遅延素子４３，４４の出力は他の入力に供給され、その（加算要素の）出力は遅延要素４３の入力に供給される。また、遅延要素４３の出力は、遅延要素４４の入力にも供給される。また、加算要素４６の出力及び遅延要素４３，４４の出力は、乗算関数部５０乃至５２の入力にそれぞれ供給され、それらには乗算係数（ｂ_０^１，ｂ_０^２），（ｂ_１^１，ｂ_１^２）及び（ｂ_２^１，ｂ_２^２）が与えられる。
【００３９】
図４の符号器は、現在の及び遅延した２進入力の線形結合のモジュロ４加算（ｍｏｄｕｌｏ−４　ｓｕｍ）を与え、数式的には次式（１）で表現される：
【００４０】
【数２】

ここで、
【００４１】
【数３】

は２つの出力シンボルを区別するものであり、符号器のメモリ次数（ｏｒｄｅｒ）ｖは、ｖ＝ｖ_０＋ｖ_１により与えられ、ＱＰＳＫに関して
【００４２】
【数４】

であり、この場合において
【００４３】
【数５】

であり、変数
【００４４】
【外１】

は、
【００４５】
【数６】

により表現される。
【００４６】
高速フェージングチャネル（あるシンボル期間から次への間にフェージング係数が変化するようなチャネル）におけるＳＴＴＣＭ符号化の実効性（パフォーマンス）は、最小シンボルハミング距離δ_Ｈｍｉｎ及び最小プロダクト距離（ｐｒｏｄｕｃｔ　ｄｉｓｔａｎｃｅ）ｐｄ_ｍｉｎにより決定される。表２は、メモリ次数の様々な値ｖに関する乗算係数で表現された再帰的ＱＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号を列挙し、それらは、各基準を最も良好に満たすように見出され、従って上述した図４により例示される形態を利用して与え等得ることが望ましい（各メモリ次数に適切であるならば縮小又は拡張される）。
【００４７】
表２
【００４８】
【表２】

同様に、２つの送信アンテナを有する送信機における８ＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号器は、高速フェージングチャネルに対して、時刻ｔにおける現在の及び遅延した２進入力ｃ_ｔ^０，ｃ_ｔ^１，ｃ_ｔ^２の線形結合のモジュロ８加算を与え、数式的には次式（２）により表現され得る。
【００４９】
【数７】

ここで、
【００５０】
【数８】

は２つの出力シンボルを区別するためのものであり、符号器のメモリ次数ｖは、ｖ＝ｖ_０＋ｖ_１＋ｖ_２　により与えられ、８ＰＳＫについては、
【００５１】
【数９】

であり、変数
【００５２】
【外２】

は、
【００５３】
【数１０】

として定められる。上記の表２と同様の形式を有する表３は、現在の８ＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号に対する乗算係数を列挙する。
【００５４】
表３
【００５５】
【表３】

低速フェージングチャネル（インタリーブブロックのシンボルの間にフェージング係数が一定であるチャネル）では、再帰的フィードバックＳＴＴＣＭ符号は、トレリスの出力の順序を並べ替えることによって、フィードフォワード符号から導出され得る。以下の表４は、フィードフォワード符号及び導出される再帰的フィードバック符号に関し、上述の表１と同様の形式で、符号器の次の状態、及び２つの送信アンテナに対する符号化装置の４状態ＱＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号器の２つの出力シンボルを表現する。
【００５６】
表４
【００５７】
【表４】

同様に、以下の表５は、フィードフォワード符号及び導出される再帰的フィードバック符号に関し、符号器の次の状態、及び２つの送信アンテナに対する符号化装置の８状態ＱＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号器の２つの出力シンボルを表現する。
【００５８】
表５
【００５９】
【表５】

同様に、以下の表６は、導出される再帰的フィードバック符号のみに関し、符号器の次の状態、及び２つの送信アンテナに対する符号化装置の８状態ＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号器の２つの出力シンボルを表現する。
【００６０】
表６
【００６１】
【表６】

表４，５，６にて規定される再帰的フィードバックＳＴＴＣＭ符号は、低速フェージングチャネルに関し、２つの送信アンテナを有する送信機に有利に使用され得る。
【００６２】
上記の各例は、図３のターボ符号化装置の２つの要素符号器３０，３２から交互に２つのアンテナに供給するために、ｂ個の入力ビットの各群につき２つの出力シンボルを与える再帰的ＳＴＴＣＭ符号に関連する。ｂ個の入力ビットの各群に対してより多くの出力シンボルを与える再帰的ＳＴＴＣＭ要素符号器を利用することで、より多くの送信アンテナを利用する符号化装置に応用され得ることが、理解されるであろう。一般に、送信機が複数のＴ個の送信アンテナを有するならば、２つの要素符号器の各々は、ｂ個の入力ビットの各群に対してＴ個の出力シンボルを与える再帰的ＳＴＴＣＭ符号器であるよう選択され、セレクタは、２つの要素符号器からのＴ個のシンボルを交互に選択し、Ｔ個の送信アンテナに対するＴ個の出力経路に供給する。
【００６３】
例として、以下の表７は、表２と同様に、様々なメモリ次数値ｖに関し、３つの出力シンボル、即ち３つの送信アンテナについての再帰的ＱＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号に関する乗算係数を列挙する。
【００６４】
表７
【００６５】
【表７】

高速フェージングに関する、３つの送信アンテナを利用するＱＰＳＫシンボルに関し、再帰的ＳＴＴＣＭ符号器は、上述したような数式（１）により表現されるが、３つの出力経路に対応して、ｎは、
【００６６】
【数１１】

である。
【００６７】
更なる例として、以下の表８は、上述した例と同様に、様々なメモリ次数値ｖに関し、４つの出力シンボル、即ち４つの送信アンテナについての再帰的８−ＰＳＫ　ＳＴＴＣＭ符号に関する乗算係数を列挙する。
【００６８】
表８
【００６９】
【表８】

高速フェージングチャネルに関する４つの送信アンテナの８−ＰＳＫシンボルでは、再帰的ＳＴＴＣＭ符号器は上記の数式（２）により表現されるが、４つの出力経路に対応して、ｎは、
【００７０】
【数１２】

である。Ｍ−ＰＳＫシンボル及び多数の送信アンテナに関する他の組み合わせについてのＳＴＴＣＭ符号の形式は、これらの具体例から理解され得るであろう。
【００７１】
図５は、図３を参照しながら説明したような符号化装置を利用する送信機からの信号を受信するために、受信機で使用されるデコード装置を示す。受信機（図示せず）は、単独の受信アンテナ並びにダウンコンバータ、信号増幅器及びサンプラのような関連する回路を備え、以下に説明されるようなデコード装置の入力に供給される受信シンボルを与えることが可能であり、又は２つ又はそれ以上の受信アンテナを備え、それに応じて修正されるデコード装置に供給される信号を与えることが可能である。
【００７２】
デコード装置は、デパンクチャリング（ｄｅ−ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）セレクタ６０、２つのソフト出力トレリス符号デコーダ６１，６２、シンボルインタリーバ６３，６４、及びシンボルデインタリーバ６５，６６を有する。デインタリーバ６５，６６は、図３のターボ符号化装置のデインタリーバ３６と同様なシンボルに基づくデインタリーブを行い、インタリーバ６３，６４、ターボ符号化装置のビット群インタリーバ３４のインタリーブと逆の操作を行う。
【００７３】
図５のデコード装置は、上述したロバートソン等の公知文献に示されるシンボル毎のログマップ（帰納的最大（ｍａｘｉｍｕｍ　ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ））デコーダであり、その文献にはそのようなデコーダの詳細が記載されている。よく知られているように、図３のターボ符号化装置の要素符号器３０，３２各々と相補的であるデコーダ６１，６２は、ターボ符号化利得を利用して反復的に動作する。デコーダ６１は、インタリーブされていない又はデインタリーブされた情報を操作（処理）し、デコーダ６２はインタリーブされた情報を操作し、インタリーバ６３，６４及びデインタリーバ６５は、これらのデコーダの間に接続され、情報のシンボル毎のインタリーブ及びデインタリーブを行う。所望の繰り返し数の後に、デインタリーバ６６を通じてデコーダ６２から出力判定が導出される。
【００７４】
従って、セレクタ６０に供給される交互の１及びゼロ（１０１０．．．）による制御信号によって決定される交互のシンボル期間にて、受信シンボルｒはデコーダ６１に与えられ、及びインタリーバ６３によってインタリーブされ、デコーダ６２に供給されるインタリーブされた受信シンボル
【００７５】
【外３】

を生成する。デコード装置の第１の反復では、デコーダ６１は、外部（ｅｘｔｒｉｎｓｉｃ）及び組織（ｓｙｓｔｅｍａｔｉｃ）情報
【００７６】
【外４】

を決定し（ロバートソン等の文献で説明されているように、シンボル毎のデコード装置では不可分である）、各受信シンボルに対するログ最尤率（ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｒａｔｉｏｓ）を形成し、これらはインタリーバ６４によってインタリーブされ、インタリーブされた外部及び組織情報
【００７７】
【外５】

を生成する。このインタリーブされた外部及び組織情報はデコーダ６２に供給され、そのデコーダはそれを経験的情報として利用し、インタリーブされた受信シンボル
【００７８】
【外６】

をデコードする。デコーダ６２は、インタリーブされた外部及び組織情報
【００７９】
【外７】

及び受信シンボルを表現するインタリーブされた情報
【００８０】
【外８】

を連続的に生成する。インタリーブされた外部及び組織情報
【００８１】
【外９】

は、デインタリーバ６５によりデインタリーブされ、デコード装置の第２の反復にて経験情報として使用するために、デコーダ６１に与えられる外部及び組織情報
【００８２】
【外１０】

を生成する。各シンボルについての出力判定を行うために、デコーダ６２により生成された情報
【００８３】
【外１１】

が、デインタリーバ６６によりデインタリーブされた後に、このプロセスは、所望の反復数にわたって反復される。
【００８４】
ロバートソン等の文献に説明されているように、デコーダ６１，６２は、各反復にて１度以上同じ組織情報を利用することを回避するように形成され得る。
【００８５】
以上本発明の特定の実施例が詳細に説明されたが、特許請求の範囲に規定される本発明の範囲内で様々な修正、変形及び応用がなされ得ることは、理解されるであろう。特に、上記以外の、再帰的ＳＴＴＣＭ要素符号器、ビット群のサイズ、Ｍ−ＰＳＫシンボル、及び出力経路数又は送信アンテナ数が使用され得ることが、理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】
既存の時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ）送信機の一部を示す図である。
【図２】
既存のターボ符号器を示す図である。
【図３】
本願実施例による、２つの送信アンテナを利用する送信機用のターボ時空間トレリス符号変調（ＳＴＴＣＭ）符号化装置の一部を示す図である。
【図４】
図３の装置に使用され得る１６状態再帰的トレリス符号器を示す図である。
【図５】
図３の符号化装置に使用するデコード装置を示す図である。[0001]
[Technical field]
The present invention provides space-time (ST) diversity for so-called turbo trellis coding (TC) or trellis coded modulation (TCM), such as a cellular radio communication system. Related to coding in communication systems.
[0002]
[Background Art]
As is well known, wireless communication channels are subject to time-varying multipath fading, and it is relatively difficult to improve the quality or reduce the effective error rate for a multipath fading channel. One technique that has been found to be advantageous is antenna diversity, which utilizes two or more antennas (or signal-polarizations) at the transmitter and / or receiver of the system. .
[0003]
In a cellular wireless communication system, each base station typically communicates with a number of remote devices (stationary or mobile devices), the nature (eg, size and location) of which is relatively suitable for antenna diversity, and It is desirable to perform antenna diversity at least at the base station with or without antenna diversity in the device. At least for communication from the base station in this case, it will result in transmit diversity, ie, signals are transmitted from two or more transmit antennas.
[0004]
Non-Patent Document 1 discloses a single transmission diversity method using space-time block coding (STBC). When there are two transmitting antennas, complex symbols S0, -S1^*Are continuously transmitted from one antenna, and the complex symbols S1, -S0^*Are continuously transmitted from the other antenna, where * represents a complex conjugate. These transmitted symbols constitute what is referred to as a space-time block.
[0005]
It is also known to use various codings to enhance communication capabilities. Above all, so-called turbo coding (parallel concatenated convolutional coding) is a method in which iterative decoding is performed on an AWGN (additive white Gaussian noise) communication channel with a result close to the Shannon limit. It is known to be able to reach. Turbo encoders typically utilize an ideal recursive systematic convolutional (RSC) elementary encoder, where the transmitted signal is directly applied to one of the component encoders. And the other of the component encoders is provided through an interleaver. Therefore, it is desirable to combine turbo and space-time coding with the same transmitter.
[0006]
Non-PatentDocument 2 discloses various convolutional or trellis codes that can be used with two or more transmit antennas to provide the advantages of trellis (convolution) coding and space-time coding. Although these codes are considered optimal for maximizing diversity gain, they are not necessarily optimal for code gain. Furthermore, these codes are non-recursive. In contrast, the best efficiency of turbo coding has been demonstrated to be achieved when utilizing recursive codes. Therefore, codes based on Tarokh or the like are not particularly suitable when used in turbo coding devices.
[0007]
Non-Patent Document 3 discloses a turbo coder that utilizes an Ungerboeck and a multidimensional TCM elementary coder, where an interleaver operates on each group of m information bits. For each step corresponding to the m information bits, the signal mapper associated with each element encoder generates n symbols, where n = D / 2, and D is the signal set dimension (signal) set dimensionally); for example, if D = 2 or 4, then n = 1 or 2. The n-symbol deinterleaver deinterleaves the output symbols from the second component encoder, and for a series of steps, the selector alternately selects the symbol output from the first component encoder and the symbol from the deinterleaver. To a single output path. This device does not provide transmit diversity, and this document is not related to space-time coding.
[0008]
Non-Patent Document 4 discloses two types of turbo trellis code modulation (TCM) encoders, the outputs of which are provided to a space-time block encoder, such that the turbo TCM and STBC devices are simply coupled together. I do. One of these two turbo TCM encoders is disclosed in the above-mentioned document by Robertson et al., Which has already been referred to in detail, and utilizes an Ungerboeck code and outputs one symbol to the output of the mapping function unit. Although provided, the Balk diagram does not show a symbol deinterleaver. Bourke's document does not discuss multidimensional element encoders.
[0009]
There is a need to make further improvements through coding in wireless communication systems.
[0010]
[Non-Patent Document 1]
S. M. Alamouti, "A Simple Transmit Diversity Technology for Wireless Communications," IEEE Journal on Selected, Areas in Communications, Vol. 16, No. 8, pages 1451-1458, October 1998
[Non-Patent Document 2]
V. Tarokh et al. , "Space-Time Coders for High Data Data Wireless Communication", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 44, no. 2, pages 744-765, March 1998
[Non-Patent Document 3]
P. Robertson et al. , "Bandwidth-Efficient Turbo Trellis-Coded Modulation Using Punctured Component Codes", IEEE Journal on on Selected Areas in Communications, Vol. 16, No. 2, pages 206-218, February 1998
[Non-Patent Document 4]
G. FIG. Bauch, “Concatenation of Space-Time Block of Codes and“ Turbo ”-TCM”, Proceedings of the International, Conference on Communications, ICC'99, pages 120-1206, Jun.
[Disclosure of the Invention]
An encoding device according to one aspect of the present invention is: a first and a second recursive STTCM (space-time trellis code modulation) encoder, wherein b supplied at each of a plurality of consecutive symbol intervals. First and second recursive where each is formed to generate a plurality of T M-PSK (M phase shift keying, where M is a plurality of integers) symbols from the bits, where b is an integer. STTCM encoder; interleaver configured to interleave each group of b input bits in an interleaved block while performing even-even and odd-odd or even-odd and odd-even mapping; first code Input bits provided to an encoder and an interleaver and interleaved bits provided from the interleaver to a second encoder; interleaving by the interleaver Is a symbol deinterleaver configured to deinterleave the T symbols generated by the second STTCM encoder in the reverse manner; and a first STTCM encoder for each of the T output paths. And a selector configured to supply the T symbols generated from the deinterleaver and the T symbols generated by the deinterleaver at alternate symbol intervals.
[0011]
Preferably, each encoder generates, at each symbol interval, T modulo M additions of a linear combination of the current or one or more previous b bits supplied to the encoder, and each symbol interval Form T symbols formed by the encoder. Advantageously, for each encoder, M = 2^bWhere b is at least 2, for example, b = 2 or 3.
[0012]
The T output paths typically lead to the transmitter's T antennas and provide space-time diversity for turbo-coded TCM symbols, for example, T = 2, 3, or 4.
[0013]
Also, a method provided by the present invention is a method of performing encoding for performing space-time diversity on information transmitted from a plurality of T antennas, wherein: Generating T symbols at each output of a first and a second recursive STTCM (space-time trellis code modulation) encoder, wherein the symbols are even-even and odd-odd or even-odd and odd-even. , While the first encoder is supplied directly with the input bits, and the second encoder interleaves the bits during the symbol interval in the interleaved block, after which the information bits Where T is provided; deinterleaving the group of T symbols generated by the second STTCM encoder in the reverse manner to interleaving. And T symbols generated by the first encoder and T interleaving steps at the first and second respective alternate symbol intervals to provide a path to the T antennas. Selecting a symbol;
[0014]
As will be apparent to those skilled in the art, the preferred features can be combined as appropriate and combined with any of the aspects of the invention.
[0015]
[Best Mode for Carrying Out the Invention]
The invention will be better understood from the following description made with reference to the accompanying drawings.
[0016]
Referring to the figures, FIG. 1 shows a portion of an existing space-time block coding (STBC) transmitter. For simplicity and clarity, this and the other figures show only those parts that are necessary for understanding the prior art and the embodiments of the present application.
[0017]
The transmitter shown in FIG. 1 includes a parallel-to-serial converter (SP) 10, an M-PSKmapping function unit 12, and at least twoantennas 16 and 18 that perform transmission diversity. It includes a space-time block coder (STBC) 14, which provides output by the unit, and the power amplifier is not depicted as a block, but is shown in dashed lines in FIG. TheSP converter 10 is provided with information input bits to be communicated and provides output bits to the M-PSKmapping function unit 12 on two or more parallel lines, which are used for the equal energy signal constellation. Parallel bit sequence symbol x₁, X₂,. . . Generated from
[0018]
For example, as shown in FIG. 1, for each of the M = 4 QPSK (quadrature phase shift keying) signal point constellations, themapping function unit 12 generates a gray scale for each two input bits from theSP converter 10. Perform code mapping. Themapping function unit 12 performs a desired mapping on a signal point constellation for a desired arbitrary number of phase states, for example, M = 2 (in this case, theSP converter 10 is unnecessary), 4 or 8, Will be understood.
[0019]
QPSK symbol x represented by a complex number₁, X₂,. . . Is provided to the STBC 14, which is depicted in FIG. 1 as having two outputs for each transmitantenna 16, 18 for simplicity, but with more than two outputs corresponding to more transmit antennas. It is also possible. In the case of two antennas as shown, the STBC 14 generates a series of symbol pairs x applied to its input, as shown in FIG.₁, X₂A spatio-temporal block of symbols is formed from each.
[0020]
More specifically, the STBC function part is represented by a T × T orthogonal matrix Hx, where T is the number of transmitting antennas, that is, the number of symbol outputs of the STBC 14. When T = 2 as shown in FIG. 1, it is expressed as follows.
[0021]
(Equation 1)

According to this matrix Hx, the PSK symbol x given to the input of STBC 14₁, X₂, During the first symbol period, a symbol x₁Is supplied to thesecond antenna 18 and the symbol x₂Is supplied to theantenna 16 in the second symbol period.₂^*Is supplied to thesecond antenna 18 and the symbol x₁^*Where * represents a complex conjugate. Thus, to achieve spatial and temporal diversity, both QPSK symbols in each pair are transmitted twice from different antennas at different times and in different formats. It will be appreciated that each column of the matrix Hx indicates a symbol transmitted at a continuous time interval from each antenna and each row represents a respective symbol transmission interval.
[0022]
Referring to FIG. 2, an existing turbo (parallel concatenated convolutional) encoder comprises two recursive system convolutional (RSC)encoders 20, 22, referred to as turbo encoder components or component encoders. It comprises aninterleaver 24 and aselector 26. The input bits are supplied to one of theencoders 20 and at the output thereof provide both the same systematic bits S1 and the parity bits P1 as the input bits. The input bits are also provided to and interleaved by theinterleaver 24, and the interleaved bits are provided to the inputs of another encoder, which outputs at its output the same as the interleaved input bits. Provide both the systematic bit S2 and the parity bit. The outputs of the twoencoders 20, 22 are provided to the input of aselector 26, but typically the interleaved bits at this output have not been selected by theselector 26, as shown in FIG. The 22 output bit sequences are not connected.
[0023]
Theselector 26 selects all the bit sequences S1 and all or some of the parity bits P1 and P2 from theencoders 20 and 22, respectively, and supplies them as output bits to the output of the turbo encoder. The choice of parity bits depends on the rate of the encoder. For example, in an encoder with a rate of 1/3 (three output bits for each input bit),selector 26 selects all parity bits P1 and P2. In a coder with a rate of 1/2 (two output bits for each input bit), theselector 26 alternately selects the parity bits P1, P2 so that half of the parity bits P1 and half of the parity bits P2 are output. And this process is called puncturing.
[0024]
In the Turbo TCM devices mentioned in the background (such as Robertson), theinterleaver 24 operates on each group of m bits, which combine the sequence and parity information at the output of each elementary encoder. Maps to a PSK symbol. The symbols from the second component encoder are deinterleaved by the deinterleaver, and the output selector alternately selects the symbol output from the first component encoder (and the deinterleaver). In this case, the interleaver (and the deinterleaver) needs to associate the position numbers of the even number with the even number and the odd number with the odd number (or the even number with the odd number and the odd number with the even number) (position mapping).
[0025]
In the concatenated SBTC and Turbo coding (Balk) device mentioned in the background, the output bits of the Turbo coder, such as in FIG. 3, are essentially the input bits to the space-time block coder, such as in FIG. Or output symbols from a turbo TCM encoder by Robertson et al. Are supplied as input symbols to an STBC encoder 14 as described in FIG.
[0026]
FIG. 3 shows a part of a turbo space-time trellis code modulation (STTCM) coding apparatus for transmission using two transmission antennas according to an embodiment of the present application. As in the case of FIG. 1, the two antennas are represented by 16, 18 and the information input bits to be communicated areSP converters 10 giving b outputs for each group of b information bits. Given to. The remaining elements of FIG. 3 show a turbo STTCM encoder, which includes a first and a second recursiveSTTCM element encoder 30, 32, aninterleaver 34, asymbol deinterleaver 36, and twoantennas 16, 18, respectively.Selector 38 having two outputs for the transmission path ofEncoders 30, 32 andinterleaver 34 each have b inputs for information bits.
[0027]
The b-bit groups (groups) supplied from theSP converter 10 are interleaved by theinterleaver 34 in those groups. The non-interleaved bits supplied to theencoder 30 and the interleaved bits supplied to theencoder 32 are encoded and mapped to symbols by functional units as described below. If there are two output paths corresponding to the two transmit antennas as shown in FIG. 3, eachencoder 30, 32 generates two M-PSK symbols for each group of bits, where M = 2^bIt is. A symbol generated from the non-interleaved bit group by thefirst encoder 30 at each symbol interval is x1 in FIG.₁, X1₂Indicated by The symbols generated by thesecond encoder 32 are deinterleaved by adeinterleaver 36 that performs the reverse operation of theinterleaver 34, and x2 in FIG.₁, X2₂The symbol of each symbol interval shown by is generated. Here, for simplicity and clarity, it is assumed that theencoders 30, 32 are identical, but this is not essential for existing turbo encoders, and theencoders 30, 32 are different from each other. obtain.
[0028]
Selector 38 is controlled at its bit group rate by alternating 1 and 0 control signals (illustrated as 1010 ...), and selection and puncturing as shown in FIG. Perform a function. In the first state of the control signal, for example, when the control signal is a binary one, the switch of theselector 38 has the state shown in FIG.₁, X1₂Is x¹, X²Are supplied to the output paths to thetransmission antennas 16 and 18 respectively, and the symbol x2 from thesymbol deinterleaver 36₁, X2₂Is not used. In the second state of the control signal, for example, when the control signal is a binary 0, the switch of theselector 38 has the opposite state and the symbol x2 from thesymbol deinterleaver 36₁, X2₂Is x¹, X²Are supplied to the output paths to the transmittingantennas 16 and 18 respectively, and the symbol x1 from theencoder 30 is₁, X1₂Is not used.
[0029]
For aselector 38 that alternately selects non-interleaved symbols fromencoder 30 and de-interleaved symbols from de-interleave 36 as described above,interleaver 34 determines the even-numbered position (even position) at its input. Mapping the odd positions at the input to the odd positions at the output to the even positions at the output (or, alternatively, the even-odd and odd-even position mappings) is accomplished by the above-described Robertson It will be appreciated that this is necessary (due to the decoding as described in such documents). Thus,interleaver 34 is configured to perform such a mapping, anddeinterleaver 36 is configured to perform the reverse mapping.
[0030]
In the following, the encoding device of FIG. 3 will be further described with a simple embodiment, in which theelementary encoders 30, 32 have the same eight-state recursive QPSK (ie. , M = 4) STTCM encoder, and is assumed to be interleaved with a block size of 6 groups of b = 2 bits. The encoder states are numbered 0-7, and each QPSK symbol has one of four states numbered 0-3. Each of theencoders 30, 32 operates according to Table 1 below, where the next state of the encoder and the two QPSK symbol outputs are the current state of the encoder and b = 2 input bits of the current group. Will vary depending on the current state of. These are represented in the table in the form p / qr, where p indicates the next state of the encoder, q and r indicate the two QPSK output symbols, for example the symbol x1 for theencoder 30₁, X1₂Each.
[0031]
Table 1
[0032]
[Table 1]

For example, if the input bit sequence to the encoder is c = (10,00,11,10,01,01), then from Table 1, starting from state 0, theencoder 30 will switch to the next state. While continuously changing to 4, 6, 7, 7, 2, and 5, the symbol sequence (x1₁, X1₂) = {(0, 2), (1, 1), (1, 3), (2, 1), (0, 1), (0, 0)}.Interleaver 34 interleaves sequence c to form interleaved sequence c_i= (01,10,10,01,11,00), that is, the interleaver assigns each 2-bit group to thepositions 2, 5, 4, 1, 0 with position numbers 0 to 5 of the interleaved block. , 3 respectively, theencoder 32 continuously changes the next state to 1, 5, 3, 4, 3, 5 from the initial state 0 to the symbol sequence {(2, 2), (3, 2), (0, 3), (3, 0), (3, 1), (1, 2)}. Thedeinterleaver 34 deinterleaves this sequence and outputs the sequence (x2₁, X2₂) = {(0, 3), (1, 2), (3, 1), (3, 2), (2, 2), (3, 0)}. Then, theselector 38 outputs the symbol sequence x to the output path to the antenna 16.¹= (0,1,1,3,0,3) and the symbol sequence x on the output path to theantenna 18²= (2,2,3,2,1,0).
[0033]
According to the above description and according to FIG. 3, thedevices 30, 32, 34, 36, 38 provide a turbo coding device for space-time trellis code modulation and may combine the benefits of the coding and diversity gains of these coding functions. It will be appreciated.
[0034]
The above simple example is provided to assist in a thorough understanding of the encoder of FIG. 3 and its operation, and the choice of the specific STTCM code used has a significant effect on the effectiveness of the encoder. It will be appreciated that this can be done. For example, the STTCM code according to the known document such as the above-mentioned Taro is not a recursive one that is important for sufficiently obtaining the advantages of the turbo coding device, and is not always optimal for the coding gain. The STTCM code can be found by a (computable) systematic code search method. Baro et al. , "Improved Codes for Space-Time-Trellis Coded Modulation", IEEE Communication Letters, Vol. 4, No. 1, pages {20-22, January {2000}, can theoretically provide maximum diversity gain and improved coding gain. The desired STTCM code (and type ofSTTCM encoder 30, 32) may also be determined by other existing or previously designed techniques. The specific codes described below are provided as examples of recursive STTCM codes that are believed to provide advantageous performance in certain situations.
[0035]
FIG. 4 shows a 16-state QPSK recursive feedback STTCM encoder, which is used to construct each of theencoder component encoders 30, 32 described above in connection with FIG. obtain.
[0036]
Referring to FIG. 4, the recursive feedback STTCM encoder each has b = 2 (for QPSK) input bits c to the encoder at time t._t⁰, C_t¹Have four delay elements 41 to 44 that provide a delay T corresponding to⁴= 16 state encoder. In addition, the encoder has addition elements 45 and 46, multiplication function units 47 to 52, and an addition function unit 53. The addition function unit receives the output supply of the multiplication function units 42 to 52, Two output symbols x at time t (for the transmitting antenna)_t¹, X_t²Which are, for example, output symbols x1 of theencoder 30 as described above.₁, X1₂Corresponding to
[0037]
Input bit c_t⁰Is supplied to one input of the summing element 45, the outputs of the delay elements 41, 42 are fed to the other input, and the output (of the summing element) is fed to the input of the delay element 41. The output of the delay element 41 is also supplied to the input of the delay element 42. The output of the addition element 45 and the output of the delay elements 41 and 42 are supplied to the inputs of the multiplication function units 47 to 49, respectively.₀¹, A₀²), (A₁¹, A₁²) And (a)₂¹, A₂²) Is given.
[0038]
Similarly, input bit c_t¹Is supplied to one input of the summing element 46, the outputs of the delay elements 43 and 44 are fed to the other input, and the output (of the summing element) is fed to the input of the delay element 43. The output of the delay element 43 is also supplied to the input of the delay element 44. The output of the addition element 46 and the output of the delay elements 43 and 44 are supplied to the inputs of the multiplication function units 50 to 52, respectively.₀¹, B₀²), (B₁¹, B₁²) And (b)₂¹, B₂²) Is given.
[0039]
The encoder of FIG. 4 provides a modulo-4 addition of a linear combination of the current and delayed binary inputs (modulo-4 @ sum) and is mathematically represented by the following equation (1):
[0040]
(Equation 2)

here,
[0041]
(Equation 3)

Distinguishes the two output symbols, and the memory order v of the encoder is v = v₀+ V₁Given by QPSK
[0042]
(Equation 4)

And in this case
[0043]
(Equation 5)

And the variable
[0044]
[Outside 1]

Is
[0045]
(Equation 6)

Is represented by
[0046]
The effectiveness of STTCM coding in a fast fading channel (a channel whose fading coefficient changes from one symbol period to the next) is determined by the minimum symbol Hamming distance δ_HminAnd minimum product distance (product @ distance) pd_minIs determined by Table 2 lists the recursive QPSK STTCM codes expressed in multiplication factors for various values v of the memory order, which were found to best meet each criterion, and thus are illustrated by FIG. 4 above. It is desirable to be able to give and so on using the form to be performed (reduced or expanded if appropriate for each memory order).
[0047]
Table 2
[0048]
[Table 2]

Similarly, the 8PSK @ STTCM encoder in a transmitter with two transmit antennas provides the current and delayed binary input c at time t for a fast fading channel._t⁰, C_t¹, C_t²And a modulo-8 addition of a linear combination of
[0049]
(Equation 7)

here,
[0050]
(Equation 8)

Is for distinguishing two output symbols, and the memory order v of the encoder is v = v₀+ V₁+ V₂８, and for 8PSK,
[0051]
(Equation 9)

And the variable
[0052]
[Outside 2]

Is
[0053]
(Equation 10)

Is defined as Table 3, having a format similar to Table 2 above, lists the multiplication coefficients for the current 8PSK @ STTCM code.
[0054]
Table 3
[0055]
[Table 3]

In a slow fading channel (a channel in which the fading coefficient is constant between the symbols of the interleaved block), the recursive feedback STTCM code may be derived from the feedforward code by reordering the trellis output. Table 4 below shows the feed-forward code and the derived recursive feedback code, in the same manner as in Table 1 above, the next state of the encoder and the 4-state QPSK @ STTCM of the encoder for the two transmit antennas. Represents the two output symbols of the encoder.
[0056]
Table 4
[0057]
[Table 4]

Similarly, Table 5 below shows the feed-forward code and the derived recursive feedback code, the next state of the encoder, and the two output symbols of the encoder's 8-state QPSK STTCM encoder for the two transmit antennas. To express.
[0058]
Table 5
[0059]
[Table 5]

Similarly, Table 6 below represents the next state of the encoder and the two output symbols of the encoder's 8-state PSK STTCM encoder for two transmit antennas, with respect to the derived recursive feedback code only. .
[0060]
Table 6
[0061]
[Table 6]

The recursive feedback STTCM codes defined in Tables 4, 5, and 6 can be advantageously used for transmitters with two transmit antennas for slow fading channels.
[0062]
Each of the above examples recursively provides two output symbols for each group of b input bits to alternately feed two antennas from the twocomponent encoders 30, 32 of the turbo encoder of FIG. Related to the generic STTCM code. It will be appreciated that by utilizing a recursive STTCM elementary encoder that provides more output symbols for each group of b input bits, it can be applied to encoders that utilize more transmit antennas. Will be. In general, if the transmitter has multiple T transmit antennas, each of the two component encoders is a recursive STTCM encoder that provides T output symbols for each group of b input bits. Selected as such, the selector alternately selects the T symbols from the two component encoders and provides them to the T output paths for the T transmit antennas.
[0063]
By way of example, Table 7 below, similar to Table 2, lists the multiplication factors for three output symbols, ie, a recursive QPSKＱSTTCM code for three transmit antennas, for various memory order values v.
[0064]
Table 7
[0065]
[Table 7]

For fast fading, for a QPSK symbol utilizing three transmit antennas, the recursive STTCM encoder is represented by equation (1) as described above, but for three output paths, n is
[0066]
(Equation 11)

It is.
[0067]
As a further example, Table 8 below lists the multiplication factors for the four output symbols, ie, the recursive 8-PSK STTCM code for four transmit antennas, for various memory order values v, similar to the example described above. I do.
[0068]
Table 8
[0069]
[Table 8]

For an 8-PSK symbol of four transmit antennas for a fast fading channel, the recursive STTCM encoder is described by equation (2) above, but for four output paths, n is
[0070]
(Equation 12)

It is. The format of STTCM codes for M-PSK symbols and other combinations for multiple transmit antennas may be understood from these examples.
[0071]
FIG. 5 shows a decoding device used in a receiver to receive a signal from a transmitter using an encoding device as described with reference to FIG. The receiver (not shown) comprises a single receive antenna and associated circuits such as a downconverter, a signal amplifier and a sampler to provide received symbols which are supplied to the input of a decoding device as described below. It is possible to provide a signal to be provided to a decoding device comprising two or more receiving antennas and modified accordingly.
[0072]
The decoding device includes ade-puncturing selector 60, two soft outputtrellis code decoders 61 and 62, symbol interleavers 63 and 64, and symbol deinterleavers 65 and 66. Thedeinterleavers 65 and 66 perform deinterleaving based on the same symbols as thedeinterleaver 36 of the turbo encoder shown in FIG. 3, and perform operations reverse to the interleaving of theinterleavers 63 and 64 and thebit group interleaver 34 of the turbo encoder. Do.
[0073]
The decoding device in FIG. 5 is a symbol-by-symbol log map (recursive maximum (maximum @ a @ posteriori)) decoder shown in the above-mentioned known document such as Robertson, and the document describes details of such a decoder. ing. As is well known, thedecoders 61 and 62, which are complementary to therespective component encoders 30 and 32 of the turbo encoder of FIG. 3, operate repetitively using the turbo encoding gain. Thedecoder 61 operates (processes) the non-interleaved or deinterleaved information, thedecoder 62 operates the interleaved information, and theinterleavers 63, 64 and thedeinterleaver 65 are connected between these decoders. , Perform interleaving and deinterleaving for each symbol of information. After the desired number of iterations, an output decision is derived from thedecoder 62 through thedeinterleaver 66.
[0074]
Thus, in alternate symbol periods determined by the alternate 1 and zero (1010 ...) control signals provided to theselector 60, the received symbols r are provided to thedecoder 61 and interleaved by theinterleaver 63; Interleaved received symbols provided todecoder 62
[0075]
[Outside 3]

Generate In the first iteration of the decoding device, thedecoder 61 provides extrinsic and systematic information.
[0076]
[Outside 4]

(Which is inseparable with a symbol-by-symbol decoder, as described in Robertson et al.) And forms a log-likelihood ratio for each received symbol, which are interleavers 64. External and organizational information interleaved by
[0077]
[Outside 5]

Generate This interleaved external and organizational information is provided to adecoder 62, which uses it as empirical information and uses the interleaved received symbol
[0078]
[Outside 6]

To decode.Decoder 62 provides interleaved external and organizational information.
[0079]
[Outside 7]

And interleaved information representing received symbols
[0080]
[Outside 8]

Is generated continuously. External and organizational information interleaved
[0081]
[Outside 9]

Are deinterleaved by adeinterleaver 65 and provided to adecoder 61 for use as empirical information in a second iteration of the decoding device.
[0082]
[Outside 10]

Generate The information generated by thedecoder 62 to make an output decision for each symbol
[0083]
[Outside 11]

Is deinterleaved bydeinterleaver 66, the process is repeated for the desired number of iterations.
[0084]
As described in Robertson et al., Thedecoders 61, 62 can be configured to avoid using the same tissue information more than once in each iteration.
[0085]
While a particular embodiment of the invention has been described in detail, it will be understood that various modifications, variations and applications may be made within the scope of the invention as defined by the appended claims. In particular, it will be appreciated that other than the above, recursive STTCM elementary encoders, bit group sizes, M-PSK symbols, and the number of output paths or transmit antennas may be used.
[Brief description of the drawings]
FIG.
FIG. 2 is a diagram illustrating a part of an existing space-time block code (STBC) transmitter.
FIG. 2
FIG. 2 is a diagram illustrating an existing turbo encoder.
FIG. 3
FIG. 2 is a diagram illustrating a part of a turbo space-time trellis code modulation (STTCM) coding apparatus for a transmitter using two transmission antennas according to an embodiment of the present application.
FIG. 4
FIG. 4 illustrates a 16-state recursive trellis encoder that may be used in the apparatus of FIG.
FIG. 5
FIG. 4 is a diagram illustrating a decoding device used in the encoding device of FIG. 3.

Claims (11)

Translated fromJapanese

第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ（時空間トレリス符号変調）符号器（３０，３２）であって、複数の連続的なシンボル間隔の各々において、供給されるｂ個のビットから複数のＴ個のＭ−ＰＳＫ（Ｍ位相シフトキーイング，ここでＭは複数の整数）シンボルを生成するように各々が形成され、ｂは整数であるところの第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ符号器；
偶数対偶数及び奇数対奇数、又は偶数対奇数及び奇数対偶数のマッピングを行いながらインタリーブブロック内でｂ個の入力ビットの各群をインタリーブするよう形成されるインタリーバ（３４）；
第１の符号器及びインタリーバに供給される入力ビット、及びインタリーバから第２の符号器に供給されるインタリーブされたビット；
インタリーバによるインタリーブとは逆の手法で、第２のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル群をデインタリーブするように形成されるシンボルデインタリーバ（３６）；及び
Ｔ個の出力経路の各々に、第１のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル及びデインタリーバからのＴ個のシンボルを交互のシンボル間隔で供給するように形成されるセレクタ（３８）；
を有することを特徴とする符号化装置。A first and a second recursive STTCM (space-time trellis code modulation) encoder (30, 32), wherein in each of a plurality of consecutive symbol intervals, a plurality of T bits are provided from b bits supplied. A first and second recursive STTCM encoder, each formed to generate M-PSK (M phase shift keying, where M is a plurality of integers) symbols, where b is an integer;
An interleaver (34) configured to interleave each group of b input bits within the interleaving block while performing even-even and odd-odd or even-odd and odd-even mapping;
Input bits provided to a first encoder and an interleaver, and interleaved bits provided from the interleaver to a second encoder;
A symbol deinterleaver (36) formed to deinterleave the T symbols generated by the second STTCM encoder in a manner opposite to the interleaving by the interleaver; and in each of the T output paths A selector (38) configured to provide the T symbols generated by the first STTCM encoder and the T symbols from the deinterleaver at alternating symbol intervals;
An encoding device comprising:各符号器が、各シンボル間隔で、前記符号器に供給された現在又は１つ若しくはそれ以上過去のｂビット群の線形結合のＴ個のモジュロＭ加算値を生成し、各シンボル間隔で符号器により形成されるＴ個のシンボルを形成するように形成されることを特徴とする請求項１記載の符号化装置。Each encoder generates, at each symbol interval, T modulo M additions of a linear combination of the current or one or more past b bits supplied to the encoder, and at each symbol interval the encoder 2. The encoding apparatus according to claim 1, wherein the encoding apparatus is formed so as to form T symbols formed by:各符号器に関し、Ｍ＝２^ｂであり、ｂは少なくとも２であることを特徴とする請求項１又は２に記載の符号化装置。For each encoder, M = a 2^b, b is the coding apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that at least two.ｂ＝２又はｂ＝３であることを特徴とする請求項３記載の符号化装置。4. The encoding apparatus according to claim 3, wherein b = 2 or b = 3.Ｔ＝２、Ｔ＝３又はＴ＝４であることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の符号化装置。The encoding device according to any one of claims 1 to 4, wherein T = 2, T = 3, or T = 4.複数のＴ個のアンテナから送信される情報について時空間ダイバーシチを行うために符号化を行う方法であって：
複数の連続的なシンボル間隔の各々において、第１及び第２の再帰的ＳＴＴＣＭ（時空間トレリス符号変調）符号器（３０，３２）の各出力にてＴ個のシンボルを生成するステップであって、偶数対偶数及び奇数対奇数、又は偶数対奇数及び奇数対偶数の位置にマッピングしながら、第１の符号器（３０）には入力ビットが直接的に供給され、第２の符号器（３２）には、インタリーブブロックにおけるシンボル間隔の間にビット群のインタリーブを行った後に、情報ビットが供給されるところのステップ；
インタリーブとは逆の手法で、第２のＳＴＴＣＭ符号器により生成されたＴ個のシンボル群をデインタリーブするステップ；及び
Ｔ個のアンテナへの経路に供給するために、第１及び第２各自の交互のシンボル間隔で、第１の符号器により生成されたＴ個のシンボル及びデインタリーブするステップによるＴ個のシンボルを選択するステップ（３８）；
より成ることを特徴とする方法。A method for encoding information transmitted from a plurality of T antennas for space-time diversity, comprising:
Generating T symbols at each output of the first and second recursive STTCM (space-time trellis code modulation) encoders (30, 32) at each of a plurality of consecutive symbol intervals. The input bits are supplied directly to the first encoder (30), mapping to the even-to-even and odd-to-odd or even-to-odd and odd-to-even positions, while the second encoder (32 ) Includes interleaving the bits during the symbol interval in the interleaved block before the information bits are provided;
Deinterleaving the T symbols generated by the second STTCM encoder in a manner reverse to interleaving; and providing the first and second respective ones to provide a path to the T antennas. Selecting, at alternating symbol intervals, the T symbols generated by the first encoder and the T symbols by deinterleaving (38);
A method comprising:各シンボル間隔で、再帰的ＳＴＴＣＭ符号器の各々が、Ｔ個のシンボルを、各シンボル間隔で符号器に供給される現在の又は１つ若しくはそれ以上過去のｂビット群の線形結合をモジュロＭ加算することで形成されるＭ−ＰＳＫ（Ｍ位相シフトキーイング）シンボルとして生成することを特徴とする請求項６記載の方法。At each symbol interval, each of the recursive STTCM encoders modulo M adds T symbols to a linear combination of the current or one or more previous b bits supplied to the encoder at each symbol interval. 7. The method according to claim 6, wherein the symbol is generated as an M-PSK (M phase shift keying) symbol formed by performing the following.各符号器に関し、Ｍ＝２^ｂであり、ｂが少なくとも２であることを特徴とする請求項６又は７に記載の方法。The method according to claim 6 or 7, wherein for each encoder, M =^2b , and b is at least 2.ｂ＝２又はｂ＝３であることを特徴とする請求項８記載の方法。9. The method according to claim 8, wherein b = 2 or b = 3.Ｔ＝２，Ｔ＝３又はＴ＝４であることを特徴とする請求項６乃至８の何れか１項に記載の方法。9. The method according to claim 6, wherein T = 2, T = 3 or T = 4.各シンボル間隔で、再帰的ＳＴＴＣＭ符号器の各々が、Ｔ個のシンボルを、各シンボル間隔で符号器に供給される現在の又は１つ若しくはそれ以上過去のｂビット群からのＭ−ＰＳＫ（Ｍ位相シフトキーイング）シンボルとして生成し、Ｍ＝２^ｂであることを特徴とする請求項６乃至１０の何れか１項に記載の方法。At each symbol interval, each of the recursive STTCM encoders converts T symbols to M-PSK (M-PSK (M-PSK) from the current or one or more previous b bits supplied to the encoder at each symbol interval. the method according to any one of claims 6 to 10 to produce a phase shift keying) symbols, characterized in that it is a M = 2^b.

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