JP2004150892A - Time synchronization signal transmitting apparatus, time synchronization signal receiving apparatus, and time synchronization signal carrier system - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a time synchronization signal transmitting apparatus, a time synchronization signal receiving apparatus, and a time synchronization signal carrier system that can utilize a time synchronization signal received by a receiver even in a place being not restricted by the installation place of the receiver. <P>SOLUTION: The time synchronization signal carrier system 6 for carrying a time synchronization signal (1PPS signal) received by the receiver comprises a time synchronization signal transmitting apparatus (1PPS signal transmitting apparatus) 7 for transmitting a modulation signal, where the time synchronization signal received by the receiver is subjected to spectrum diffusion modulation and secondary modulation to be put on a carrier wave, to a power line 4; the power line 4 for carrying the modulation signal transmitted from the time synchronization signal transmitting apparatus 7; and a time synchronization signal receiving apparatus (1PPS signal receiving apparatus) 8 for receiving the modulation signal carried by the power line 4 and demodulating the modulation signal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

Translated fromJapanese

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、時刻同期信号を搬送するための時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＪＪＹ（標準周波数局）やＧＰＳ（汎地球測位システム）では、時刻同期信号として１秒毎に１パルスを出力する１ＰＰＳ［Ｐｕｌｓｅ Ｐｅｒ Ｓｅｃｏｎｄ］信号を出力している。この１ＰＰＳ信号は、正確な時刻を得るために様々な分野で利用されている。例えば、ＮＴＰ［Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｉｍｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ］サーバでは、ＮＴＰにより１ＰＰＳ信号を正確な時刻を設定し、ネットワーク上に接続されるコンピュータに時刻を配信している（非特許文献１〜５参照）。また、ＧＰＳ衛星からの電波を受信し、ＧＰＳ衛星からの正確な時刻信号を出力する装置もある（非特許文献６〜８参照）。
【０００３】
【非特許文献１】
Ｄａｖｉｄ Ｌ． Ｍｉｌｌｓ、“Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｉｍｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ（Ｖｅｒｓｉｏｎ３） Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ，Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ”、Ｍａｒｃｈ １９９２、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｉｓ．ｏｈｉｏ−ｓｔａｔｅ．ｅｄｕ／ｃｇｉ−ｂｉｎ／ｒｆｃ／ｒｆｃ１３０５．ｈｔｍｌ＞
【非特許文献２】
Ｄ． Ｍｉｌｌｓ、“Ｓｉｍｐｌｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｉｍｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ（ＳＮＴＰ） Ｖｅｒｓｉｏｎ４ ｆｏｒ ＩＰｖ４、ＩＰｖ６ａｎｄ ＯＳＩ”、Ｏｃｔｏｂｅｒ １９９６、インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｉｓ．ｏｈｉｏ−ｓｔａｔｅ．ｅｄｕ／ｃｇｉ−ｂｉｎ／ｒｆｃ／ｒｆｃ２０３０．ｈｔｍｌ＞
【非特許文献３】
藤克久、堀合幸次、浅利一善、酒井 俐、石川利昭、金子芳久、“ＧＰＳ時刻同期型ＮＴＰサーバーの時刻精度について１”、インターネット＜ＵＲＬ： ＨＹＰＥＲＬＩＮＫ ”ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｉｚ．ｎａｏ．ａｃ．ｊｐ／ｓｔａｆｆｓ／ｈｉｓａ／００ｆａｌｌ＃１．ｈｔｍｌ＃ｔｏｐ” ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｉｚ．ｎａｏ．ａｃ．ｊｐ／ｓｔａｆｆｓ／ｈｉｓａ／００ｆａｌｌ＿１．ｈｔｍｌ＃ｔｏｐ＞
【非特許文献４】
藤克久、堀合幸次、浅利一善、酒井 俐、石川利昭、金子芳久、松田浩、“ＧＰＳ時刻同期型ＮＴＰサーバーの時刻精度について２”、インターネット＜ＵＲＬ： ＨＹＰＥＲＬＩＮＫ ”ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｉｚ．ｎａｏ．ａｃ．ｊｐ／ｓｔａｆｆｓ／ｈｉｓａ／００ＴＥｓｙｍｐｏ．ｈｔｍｌ＃ｔｏｐ” ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｉｚ．ｎａｏ．ａｃ．ｊｐ／ｓｔａｆｆｓ／ｈｉｓａ／００ＴＥｓｙｍｐｏ．ｈｔｍｌ＃ｔｏｐ＞
【非特許文献５】
佐藤克久、浅利一善、“ＮＴＰ時刻同期精度のＯＳ依存性について”インターネット＜ＵＲＬ： ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍｉｚ．ｎａｏ．ａｃ．ｊｐ／ｓｔａｆｆｓ／ｈｉｓａ／０１ＴＥｓｙｍｐｏ．ｈｔｍｌ＃ｔｏｐ＞
【非特許文献６】
“ＪＪＹ／ＧＰＳ時刻・周波数同期受信機”インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｎｉｔｓｕｋｉ．ｃｏｍ／ｊａｐａｎｅｓｅ／ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｃａｔｖ／ｊｊｙ＿ｇｐｓ＿ｔｉｍｅ．ｈｔｍｌ＞
【非特許文献７】
“時刻信号発振装置”インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｋｉｎｋｅｉ．ｃｏ．ｊｐ／ｐｒｏｄｕｃｔ／ｓｒ３０／ｉｎｄｅｘ．ｈｔｍ＞
【非特許文献８】
“ＧＰＳ−ＰＣＩ＿２”インターネット＜ＵＲＬ： ＨＹＰＥＲＬＩＮＫ ”ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｏｙｏ．ｃｏ．ｊｐ／￣ｔｒｕｅｔｉｍｅ／ｇｐｓ−ｐｃｉ２．ｈｔｍｌ” ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｏｙｏ．ｃｏ．ｊｐ／〜ｔｒｕｅｔｉｍｅ／ｇｐｓ−ｐｃｉ２．ｈｔｍｌ＞
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＮＴＰサーバで１ＰＰＳ信号を利用するためには、ＧＰＳアンテナ等を備える受信機で受信した１ＰＰＳ信号をＮＴＰサーバ内に取り込まなければならない。そのため、ＪＪＹやＧＰＳ衛星からの信号の受信状態の良好な場所に受信機を設置し、その受信機近傍にＮＴＰサーバを設置しなければならない。
【０００５】
そこで、本発明は、受信機で受信した時刻同期信号を、受信機の設置場所による制限を受けない場所でも利用することができる時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムを提供することを課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る時刻同期信号送信装置は、受信機で受信した時刻同期信号を送信する時刻同期信号送信装置であって、時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調し、拡散信号を出力するスペクトラム拡散変調手段と、拡散信号を変調して搬送波に載せ、変調信号を出力する搬送波変調手段と、変調信号を電力線に出力する送信手段とを備えることを特徴とする。
【０００７】
この時刻同期信号送信装置では、ＧＰＳ衛星等から発信され、ＧＰＳアンテナ等を備える受信機によって受信された時刻同期信号を受信装置装置内に取り込み、その時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調する。さらに、時刻同期信号送信装置では、拡散変調された拡散信号を変調して搬送波に載せる。そして、時刻同期信号送信装置では、電力線に変調信号を出力する。ちなみに、この変調信号の受信装置では、電力線から変調信号を受信し、この変調信号の搬送波から拡散信号を取り出し、さらに、逆スペクトラム拡散することによって時刻同期信号を取得することができる。したがって、時刻同期信号送信装置と受信装置とを電力線を介して別々の場所に設置できるので、時刻同期信号を受信機の設置場所による制限を受けない場所でも利用することができる。また、時刻同期信号をスペクトラム拡散変調しているので、ノイズに強く、ノイズ環境に優れない電力線において変調信号を搬送しても受信装置では正常に復調できる。
【０００８】
本発明の上記時刻同期信号送信装置では、搬送波変調手段を、拡散信号に対応させて搬送波の振幅を変化させるように構成してもよい。
【０００９】
この時刻同期信号送信装置によれば、拡散信号を振幅変調することによって、変調信号に搬送波成分を含ませている。そのため、この変調信号の受信装置では、その変調信号に直接含まれる搬送波成分を利用して簡単な構成で復調手段を構成することができる。
【００１０】
本発明の上記時刻同期信号送信装置では、変調信号の占有周波数帯域を９ｋＨｚ以下とすると好適である。
【００１１】
この時刻同期信号送信装置によれば、変調信号の占有周波数帯域を９ｋＨｚ以下とすることによって、電波法の規制対象外の周波数帯域の変調信号を電力線に出力することができる。
【００１２】
本発明に係る時刻同期信号受信装置は、時刻同期信号の情報を含む変調信号を受信し、該変調信号を復調して時刻同期信号を抽出する時刻同期信号受信装置であって、変調信号を電力線から受信する受信手段と、変調信号を復調し、搬送波から拡散信号を抽出する復調手段と、拡散信号を拡散符号に基づいてスペクトラム逆拡散し、時刻同期信号を抽出する逆拡散手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
この時刻同期信号受信装置では、時刻同期信号がスペクトラム拡散変調され、搬送波に載せられた変調信号を電力線から受信する。そして、時刻同期信号受信装置では、変調信号を復調して搬送波から拡散信号を抽出し、その拡散信号をスペクトラム逆拡散して時刻同期信号を抽出する。そのため、時刻同期信号受信装置は、変調信号を送信した送信装置から電力線を介して時刻同期信号を取り込むことができるので、ＧＰＳ衛星等からの時刻同期信号を受信する受信機の設置場所による制限を受けることなく設置可能である。
【００１４】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、復調手段を、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生する同期波発生手段と、変調信号と同期波発生手段で発生した同期波とを乗算する復調乗算手段とを備える構成としてもよい。
【００１５】
この時刻同期信号受信装置では、振幅変調によって変調された変調信号の場合、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生し、この同期波と変調信号を乗算することによって変調信号を復調することができる。このように、時刻同期信号受信装置では、振幅変調による変調信号の場合には搬送波成分が含まれているので、簡単な構成によって復調手段を構成することができる。
【００１６】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、同期波発生手段を、任意の位相に変化させた可変位相波を発生する可変位相波発生手段と、変調信号と可変位相波発生手段で発生した可変位相波とを乗算する可変位相波乗算手段と、可変位相波乗算手段の乗算出力を積分する第１積分手段と、第１積分手段の出力を積分する第２積分手段と、可変位相波発生手段で発生した可変位相波の位相を９０°変化させる位相変化手段とを備え、可変位相波発生手段は、第２積分手段の出力が最小となるように可変位相波の位相を変化させ、位相変化手段は、第２積分手段の出力が最小となったときの可変位相波の位相を９０°変化させ、該位相を９０°変化させた可変位相波を同期波として復調乗算手段に出力するように構成してもよい。
【００１７】
この時刻同期信号受信装置では、任意の位相に変化させた可変位相波を発生し、この可変位相波と変調信号とを乗算する。さらに、時刻同期信号受信装置では、乗算出力を積分し、さらに、この積分出力を積分する。そして、時刻同期信号受信装置では、可変位相波と変調信号との乗算及び２回の積分を可変位相波の位相を変えて実行し、２回目の積分の出力が最小となる可変位相波の位相を検出する。このとき積分値が最小時の位相は、変調信号の搬送波の位相と９０°又は２７０°ずれた位相である。そこで、時刻同期信号受信装置では、積分値が最小時の位相を９０°変化させることによって、変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の位相からなる同期波を発生する。このように、時刻同期信号受信装置では、振幅変調された変調信号を復調するために変調信号の搬送波の位相を検出すればよいので、可変位相波の位相を変化させ、乗算及び積分するだけの簡単な構成とすることができる。また、時刻同期信号受信装置では、２回の積分によって変調信号における位相に関係のない周波数成分を取り除くことができるので、電力線を搬送中に変調信号にノイズがのった場合でもそのノイズを取り除くことができる。
【００１８】
本発明に係る上記時刻同期信号受信装置では、逆拡散手段を、拡散符号を発生する符号発生手段と、拡散信号おける拡散符号の１周期分と符号発生手段で発生した拡散符号とを１ビット毎に乗算し、該１ビット毎の乗算値を１周期分加算して相互相関値を算出する演算を、拡散信号を１ビットづつシフトして実行し、相互相関値を順次出力する相互相関手段と、相互相関手段で算出した１周期分の相互相関値の最大値の位置を検出する最大位置検出手段とを備える構成としてもよい。
【００１９】
この時刻同期信号受信装置では、逆拡散手段がスペクトラム逆拡散を行うための拡散符号を発生する。そして、時刻同期信号受信装置では、拡散符号の１周期分の各ビットと拡散信号の各ビットとを乗算し、ビット毎の１周期分の乗算値を加算して相互相関値を求める。さらに、時刻同期信号受信装置では、この相互相関値を求める演算を拡散信号を１ビットづつシフトして繰り返し行い。このように拡散信号を１ビットづつシフトさせて拡散符号と照合することによって、拡散信号の符号パターンと拡散符号の符号パターンとが１周期の中のある位置で一致し、その一致した位置の相互相関値が他の位置と比べて突出して大きくなる。そこで、時刻同期信号受信装置では、１周期分の相互相関値から最大値の位置を検出する（すなわち、拡散信号におけるスペクトラム逆拡散の同期位置を検出する）。そして、時刻同期信号受信装置では、この同期位置を始点として拡散信号を拡散符号によって時刻同期信号を抽出する。
【００２０】
本発明の上記時刻同期信号受信装置では、最大位置検出手段を、最大値を示す位置を拡散符号の１周期の境界から少なくとも２ビット中間よりの位置になるように制御するように構成してもよい。
【００２１】
この時刻同期信号受信装置では、１周期分の相互相関値の最大値を示す位置を拡散符号の１周期の境界から少なくとも２ビット中間よりの位置になるように制御することによって、最大位置が１周期の０ビットと最大ビット値との間で激しく変動することがなくなる。
【００２２】
本発明に係る時刻同期信号搬送システムは、受信機で受信した時刻同期信号を搬送する時刻同期信号搬送システムであって、時刻同期信号を変調し、変調信号を送信する請求項１〜３のいずれか１項に記載の時刻同期信号送信装置と、時刻同期信号送信装置から送信された変調信号を搬送する電力線と、電力線から変調信号を受信し、変調信号から時刻同期信号を抽出する請求項４〜８のいずれか１項に記載の時刻同期信号受信装置とを備えることを特徴とする。
【００２３】
この時刻同期信号搬送システムでは、上記時刻同期信号送信装置で生成した時刻同期信号を変調した変調信号を電力線に送り出し、この変調信号を電力線で搬送する。そして、時刻同期信号搬送システムでは、時刻同期信号送信装置からの変調信号を電力線から上記時刻同期信号受信装置で受信し、この受信装置で変調信号から時刻同期信号を抽出する。そのため、この時刻同期信号搬送システムでは、ＧＰＳ衛星等からの時刻同期信号を受信する受信機とこの時刻同期信号を利用する各種装置とを電力線を介して配置することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明に係る時刻同期信号送信装置、時刻同期信号受信装置及び時刻同期信号搬送システムの実施の形態を説明する。
【００２５】
本実施の形態では、本発明に係る時刻同期信号搬送システムを、時刻同期信号としてＧＰＳ衛星からの１ＰＰＳ信号を利用して基準時刻を生成する基準時刻システムに含まれる１ＰＰＳ信号搬送システムに適用する。本実施の形態に係る基準時刻システムには、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機に１ＰＰＳ信号送信装置が組み込まれており、基準時刻を配信する基準時刻サーバに１ＰＰＳ信号受信装置が組み込まれている。本実施の形態に係る１ＰＳＳ信号搬送システムは、時刻同期信号送信装置としての１ＰＰＳ信号送信装置、時刻同期信号受信装置としての１ＰＰＳ信号受信装置、ＧＰＳ受信機と基準時刻サーバとを接続する電力線から構成される。
【００２６】
図１を参照して、基準時刻システム１の構成について説明する。図１は、基本時刻システムの構成図である。
【００２７】
基準時刻システム１は、ビルＢ内に構築されており、ＧＰＳ衛星から発信された１ＰＰＳ信号に基づいて正確な時刻を発生する。そのために、基準時刻システム１は、ビルＢの屋上にＧＰＳ受信機２、ビルＢ内に基準時刻サーバ３、電力線４を備えており、ＧＰＳ受信機２と基準時刻サーバ３とは電力線４を介して接続される。
【００２８】
ＧＰＳ受信機２は、アンテナ２ａを備えており、ＧＰＳ衛星からの信号を受信する。ＧＰＳ受信機２には、ＧＰＳ衛星からの信号のうちの１ＰＰＳ信号を電力線４で送信するための送信信号を生成する１ＰＰＳ信号送信装置７が組み込まれている（図２参照）。ＧＰＳ受信機２は、電源プラグ（図示せず）を備えており、電源プラグをコンセント（図示せず）に差し込むことにより電力線４から電力（交流１００Ｖ）が供給される。ちなみに、ＧＰＳ受信機２は、ＧＰＳ衛星からの信号の受信感度を良くするために、ビルＢの屋上に設置されている。
【００２９】
基準時刻サーバ３は、ＮＴＰサーバとして動作し、ビルＢ内のＬＡＮ［Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ］３ａに接続されている。基準時刻サーバ３では、ＧＰＳの１ＰＰＳ信号に基づいて正確な時刻を生成し、ＬＡＮ３ａに接続される他のコンピュータに正確な時刻を配信する。そのために、基準時刻サーバ３には、１ＰＳＳ信号送信装置５からの送信信号を受信し、この送信信号から１ＰＳＳ信号を抽出する１ＰＰＳ信号受信装置８が組み込まれている（図２参照）。基準時刻サーバ３は、電源プラグ（図示せず）を備えており、電源プラグをコンセント（図示せず）に差し込むことにより電力線４から電力（交流１００Ｖ）が供給される。ちなみに、基準時刻サーバ３は、ＧＰＳ受信機２の設置位置に関係なく、ビルＢの１階に設置されている。
【００３０】
電力線４は、ビルＢ内の変電設備５に接続され、ビルＢ内に交流１００Ｖ（商用周波数５０Ｈｚ又は６０ＨＺ）を供給する電源ラインである。
【００３１】
図２を参照して、基準時刻システム１に構成される１ＰＳＳ信号搬送システム６の構成について説明する。図２は、１ＰＰＳ信号搬送システムの概略構成図である。
【００３２】
１ＰＰＳ信号搬送システム６は、ＧＰＳの１ＰＰＳ信号を電力線４によって搬送するためのシステムである。そのために、１ＰＰＳ信号搬送システム６は、１ＰＰＳ信号送信装置７、１ＰＰＳ信号受信装置８、電力線４を備えており、１ＰＰＳ信号送信装置７と１ＰＰＳ信号受信装置８とが電力線４を介して接続される。以下に、１ＰＰＳ信号送信装置７における変調方式と１ＰＰＳ信号受信装置８における１ＰＰＳ信号の復調方式の概要を説明する。
【００３３】
１ＰＰＳ信号送信装置７では、拡散符号発生器７ａで発生させた拡散符号に基づいてＳＳ［Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ］変調器７ｂで１ＰＰＳ信号をスペクトラム拡散変調し、キャリア信号発生器７ｃで発生させた搬送波によりＡＳＫ［Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ］変調器７ｄで拡散信号をＡＳＫ変調する。そして、１ＰＰＳ信号送信装置７では、デジタル信号の変調信号をアナログ信号に変換し、送信信号ＲＳとして電力線４に出力する。
【００３４】
１ＰＰＳ信号受信装置８では、電力線４で搬送された送信信号ＲＳを受信し、アナログ信号の送信信号ＲＳをデジタル信号に変換する。そして、１ＰＰＳ信号受信装置８では、ＡＳＫ復調器８ａで送信信号を復調して拡散信号を取り出す。さらに、１ＰＰＳ信号受信装置８では、タイミング検出信号発生器８ｂで拡散信号中の同期位置を検出し、その同期位置と拡散符号発生器８ｃで発生させた拡散符号とに基づいてＳＳ復調器８ｄで拡散信号をスペクトラム逆拡散して１ＰＰＳ信号を抽出する。
【００３５】
図３乃至図７を参照して、１ＰＰＳ信号送信装置７の構成を具体的に説明する。図３は、１ＰＰＳ信号送信装置の構成図である。図４は、図３のＮＲＺＩ符号化器の構成図である。図５は、図３のＡＳＫ変調器の構成図である。図６は、図３の１ＰＰＳ信号送信装置における各種信号であり、（ａ）が１ＰＰＳ信号であり、（ｂ）が時刻信号であり、（ｃ）が拡散信号であり、（ｄ）がバイポーラ拡散信号である。図７は、図３の電力線Ｉ／Ｆ部の構成図である。
【００３６】
１ＰＰＳ信号送信装置７は、ＮＲＺＩ［Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ Ｉｎｖｅｒｔ］符号化器７０、スペクトラム拡散変調手段としてのＧＯＬＤ符号発生器７１及び乗算器７２、信号複流化器７３、波形整形フィルタ７４、搬送波変調手段としてのキャリア信号発生器７５及びＡＳＫ変調器７６、送信手段としての電力線Ｉ／Ｆ部７７を備えている。
【００３７】
１ＰＰＳ信号ＰＳは、１秒間に１周期（１パルス）を正確に刻む信号であり、１と０からなるデジタル信号である（図６（ａ）参照）。１ＰＰＳ信号ＰＳの１周期毎に１又は０の情報が設定されており、６０周期分（１分間分）の６０個の１と０のデータにより年月日、時間、分の情報を示す時刻信号ＴＳを構成できる（図６（ｂ）参照）。
【００３８】
ＮＲＺＩ符号化器７０は、入力のビットが１の時のみ出力ビットを変化させる符号変換を行う。ＮＲＺＩ符号化器７０は、図４に示すように、Ｅｘｃｌｕｓｉｖｅ−ＯＲ回路（以下、ＥＯＲ回路と記載する）７０ａと１ビット遅延器７０ｂとから構成される。ＥＯＲ回路７０ａには、１ＰＰＳ信号ＰＳの１ビット毎のデータと１ビット遅延器７０ｂの出力データが入力される。１ビット遅延器７０ｂは、ＥＯＲ回路７０ａの出力データを１ビット分遅延させてＥＯＲ回路７０ａに入力させる。このように入力ビットが１の時のみ出力ビットを変化させるのは、電源プラグのコンセントへの差し込み方向によって極性が変わるので、極性に関係なく、１ＰＰＳ信号受信装置８で時刻信号ＴＳの１と０を正しく再生できるようにするためである。
【００３９】
ＧＯＬＤ符号発生器７１は、符号長１０２３ビットの２つのＭ［Ｍａｘｉｍａｌ ｌｅｎｇｔｈ ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ］系列のＰＮ［Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ］符号をモジョロ加算することによって得られるＧＯＬＤ系列の拡散符号ＳＣ（１周期が１０２３ビット）を発生する。ＧＯＬＤ符号発生器７１は、シフトレジスタとＸＯＲ回路で構成されたＭ系列のＰＮ符号発生器を２つ備え、一方のＰＮ符号発生器を固定し、他方のＰＮ符号発生器の出力タップ位置を変更することにより符号を変えている。そして、ＧＯＬＤ符号発生器７１では、タイミングクロックＴＣ（１／１０２３秒）が１クロック入力される毎に、拡散符号ＳＣを１ビット毎に乗算器７２に出力する。タイミングクロックＴＣは、１ＰＰＳ信号ＰＳの各ビットのパルスの立ち上がり（又は立ち下り）に同期したクロックである。
【００４０】
乗算器７２は、ＮＲＺＩ符号化された１ＰＰＳ信号ＰＳと拡散符号ＳＣとを１ＰＰＳ信号ＰＳの各パルスの立ち上がりに同期させて乗算することによって、１ＰＰＳ信号ＰＳの１周期毎（１秒毎）のデータをスペクトラム拡散変調して１０２３ビットからなる拡散信号ＳＳを出力する。拡散信号ＳＳは、図６（ｃ）に示すように、１秒毎に１０２３個の１又は０のデータからなり、１データ当たり９７８ｎ秒となる。
【００４１】
信号複流化器７３は、拡散信号ＳＳの０のデータを−１に変換し、１と−１とかなるバイポーラ化した拡散信号ＢＳＳに変換する。このようにバイポーラ化するのは、電力線４によって交流で送信するので、交流に対応するためにプラスとマイナスの両極性からなる信号とする。バイポーラ拡散信号ＢＳＳは、拡散信号ＳＳの１，０を１，−１に変えただけの信号であり、図６（ｄ）に示すように、１秒毎に１０２３個の１又は−１のデータからなり、１データ当たり９７８ｎ秒となる。
【００４２】
波形整形フィルタ７４は、ローバスフィルタであり、バイポーラ拡散信号ＢＳＳにおける隣接ビット同士が干渉しないようにするためにバイポーラ拡散信号ＢＳＳから余計な周波数成分を取り除く。
【００４３】
キャリア信号発生器７５は、搬送波ＣＷを発生する。搬送波ＣＷは、キャリア周波数が６ｋＨｚの正弦波である。
【００４４】
ＡＳＫ変調器７６は、デジタル信号からなるバイポーラ拡散信号ＢＳＳに対応させて搬送波ＣＷの振幅を変化させることによって、バイポーラ拡散信号ＢＳＳをＡＳＫ変調する。ＡＳＫ変調器７６は、図５に示すように、乗算器７６ａと加算器７６ｂとから構成される。乗算器７６ａでは、バイポーラ拡散信号ＢＳＳと搬送波ＣＷとを乗算する。加算器７６ｂでは、乗算器７６ａからの出力値を搬送波ＣＷに加算し、変調信号ＭＳを出力する。変調信号ＭＳには、ＡＳＫ変調によって変調された信号なので、信号中に搬送波ＣＷを直接含んでいる。そのため、１ＰＰＳ信号受信装置８では、変調信号ＭＳに含まれる搬送波ＣＷの成分を利用し、変調信号ＭＳを簡単な構成で復調することができる。
【００４５】
図１５には、ＡＳＫ変調器７６に入力されるバイポーラ拡散信号ＢＳＳの一例を示している。図１５（ａ）では、横軸が時間（１／２４０００秒）、縦軸が振幅であり、バイポーラ拡散信号ＢＳＳの時間変化を示している。図１５（ｂ）では、横軸が周波数（ｋＨｚ）、縦軸が振幅（ｄＢ）であり、図１５（ａ）のバイポーラ拡散信号ＢＳＳの周波数スペクトルを示している。図１５（ｂ）から判るように、バイポーラ拡散信号ＢＳＳの周波数スペクトルは、１０２３ビットの略２倍の２ｋＨｚ程度の広がりを有する。なお、図１５（ｂ）では、プラス側しか示していないが、マイナス側にも２ｋＨｚ程度の広がりを有する。
【００４６】
また、図１６には、ＡＳＫ変調器７６から出力される変調信号ＭＳの一例を示している。図１６（ａ）では、横軸が時間（１／２４０００秒）、縦軸が振幅であり、図１５（ａ）のバイポーラ拡散信号ＢＳＳをＡＳＫ変調した変調信号ＭＳの時間変化を示している。図１６（ａ）に示す変調信号ＭＳでは、図１５に示すバイポーラ拡散信号ＢＳＳの振幅が±１以上の時に振幅として出力され、振幅が±１以上のバイポーラ拡散信号ＢＳＳを１００％ＡＳＫ変調するとキャリアレベルが２倍となっている。図１６（ｂ）では、横軸が周波数（ｋＨｚ）、縦軸が振幅（ｄＢ）であり、図１６（ａ）の変調信号ＭＳの周波数スペクトルを示している。変調信号ＭＳの周波数スペクトルは、搬送波ＣＳのキャリア周波数（６ｋＨｚ）を中心として±２ＫＨｚ程度の広がりを有している。したがって、変調信号ＭＳの占有周波数帯域は、４ｋＨｚから８ｋＨｚとなる。そのため、変調信号ＭＳは、電波法で規定されている９ＫＨｚ以内の周波数帯域となり、電力線４で供給される交流１００Ｖの周波数帯（５０ｋＨｚ又は６０ｋＨｚ）から十分に離れた周波数帯域である。その結果、１ＰＰＳ信号受信装置８では、変調信号ＭＳと交流１００Ｖとを分離する急峻なフィルタを必要としないので、コストを低減できる。
【００４７】
なお、スペクトラム拡散変調における拡散符号の１周期のビット数を多くした場合、例えば、２０４７ビットとすると、変調信号ＭＳの占有周波数帯域が６ｋＨｚ±４ｋＨｚで２ｋＨｚから１０ｋＨｚ程度となり、帯域幅が大きくなる。そのため、電波法で規定されている９ＫＨｚ超えた周波数帯域となるとともに、低周波側も電力線４で供給される交流１００Ｖの周波数帯（５０ｋＨｚ又は６０ｋＨｚ）に近づいた周波数帯域となるので、急峻なフィルタも必要となる。ちなみに、ビット数を多くすると、スペクトラム拡散変調では利得が大きくなるので、１０２３ビットの場合よりも電力線４で受けるノイズに対して有利となる。一方、スペクトラム拡散変調における拡散符号の１周期のビット数を少なくした場合、例えば、５１１ビットとすると、変調信号ＭＳの占有周波数帯域は６ｋＨｚ±１ｋＨｚで５ｋＨｚから７ｋＨｚとなる。そのため、電波法で規定されている９ＫＨｚ以内の周波数帯域となり、低周波側では電力線４で供給される交流１００Ｖの周波数帯（５０ｋＨｚ又は６０ｋＨｚ）から十分に離れた周波数帯域となるので、急峻なフィルタを必要としない。しかし、ビット数を少なくすると、スペクトラム拡散変調では利得が小さくなるので、１０２３ビットの場合よりも電力線４で受けるノイズに対して不利となる。つまり、１ＰＰＳ信号搬送システム６では、スペクトラム拡散変調のビット数を１０２３とすることにより、電波法の規定を満たしかつ最大の利得特性を得ている。
【００４８】
電力線Ｉ／Ｆ部７７は、変調信号ＭＳを電力線４で搬送可能な送信信号ＲＳに変換するインターフェース部である。電力線Ｉ／Ｆ部７７では、図７に示すように、Ｄ／Ａ変換器７７ａでデジタル信号である変調信号ＭＳをアナログ信号に変換し、電力増幅器７７ｂでそのアナログ化された変調信号ＭＳを電力増幅する。さらに、電力線Ｉ／Ｆ部７７では、増幅された変調信号ＭＳをコンデンサ７７ｃ，７７ｅで直流成分をカットし、パルストランス７７ｄによって電力線４側と絶縁するともに一次側回路のインピーダンスと二次側電力線のインピーダンスとのマッチングをとり、送信信号ＲＳを出力する。コンデンサ７７ｅの容量値とパルストランス７７ｄ及び一次側の線路の合成インピーダンスとによる時定数からなるハイパスフィルタが構成される。つまり、その容量値と合成インピーダンスとは交流１００Ｖの５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数成分をパルストランス７７ｄの一次側に対して十分に減衰する値に設定され、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数成分の混入を防止する。そして、電力線Ｉ／Ｆ部７７では、電源プラグから送信信号ＲＳを電力線４に出力する。
【００４９】
次に、図８乃至図１４を参照して、１ＰＰＳ信号受信装置８の構成を具体的に説明する。図８は、１ＰＰＳ信号受信装置の構成図である。図９は、図８の電力線Ｉ／Ｆ部の構成図である。図１０は、図８のＡＳＫ同期復調器及びキャリア再生ＤＰＬＬ回路の構成図である。図１１は、図８のマッチドフィルタの構成図である。図１２は、図８のピーク検出器の構成図である。図１３は、図８のＮＲＺＩ復号化器の構成図である。図１４は、図８の１ＰＰＳ信号受信装置における信号であり、（ａ）が拡散符号であり、（ｂ）がバイポーラ復調信号であり、（ｃ）がマッチドフィルタ信号であり、（ｄ）が復調した１ＰＰＳ信号であり、（ｅ）が復調した時刻信号である。
【００５０】
１ＰＰＳ信号受信装置８は、受信手段としての電力線Ｉ／Ｆ部８０、同期波発生手段としてのキャリア再生ＤＰＬＬ［Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ］回路８１、復調乗算手段としてのＡＳＫ同期復調器８２、波形整形フィルタ８３、符号発生手段としてのＧＯＬＤ符号発生器８４、相互相関手段としてのマッチドフィルタ８５、最大位置検出手段としてのピーク検出器８６、データ判定器８７、ＮＲＺＩ復号化器８８を備えている。復調手段としては、キャリア再生ＤＰＬＬ回路８１及びＡＳＫ同期復調器８２が相当する。逆拡散手段としては、ＧＯＬＤ符号発生器８４、マッチドフィルタ８５、ピーク検出器８６及びデータ判定器８７が相当する。
【００５１】
電力線Ｉ／Ｆ部８０は、電力線４によって搬送された送信信号ＲＳを変調信号ＭＳに変換するインターフェース部である。電力線Ｉ／Ｆ部８０では、電力線４で搬送された送信信号ＲＳを電源プラグで受信する。そして、電力線Ｉ／Ｆ部８０では、図９に示すように、送信信号ＲＳをコンデンサ８０ａ，８０ｃで直流成分をカットし、パルストランス８０ｂによって電力線４側と絶縁するともに一次側電力線のインピーダンスと二次側回路とのマッチングをとる。コンデンサ８０ａの容量とパルストランス８０ｂ及び一次側の合成インピーダンスとによってハイパスフィルタが構成される。つまり、その容量と合成インピーダンスとは交流１００Ｖの５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数成分をパルストランス８０ｂの２次側に対して十分に減衰する値に設定され、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数成分の混入を防止する。さらに、電力線Ｉ／Ｆ部８０では、アンチェイリアスフィルタ８０ｄでフィルタリング後、Ａ／Ｄ変換器８０ｅでデジタル信号に変換し、変調信号ＭＳを出力する。Ａ／Ｄ変換器８０ｅでのサンプリング周波数は、２４ｋＨｚである。アンチェイリアスフィルタ８０ｄは、サンプリング周波数２４ｋＨｚの１／２より高い周波数（すなわち、１２ｋＨｚ以上）を除去するローパスフィルタである。ちなみに、サンプリング周波数の１／２より高い周波数は、折り返し雑音となり、システムに悪影響を及ぼす。
【００５２】
キャリア再生ＤＰＬＬ回路８１は、変調信号ＭＳの搬送波ＣＷと正確に同期した正弦波からなる同期波ＳＷを発生する。そのために、キャリア再生ＤＰＬＬ回路８１は、図１０に示すように、可変位相制御正弦波発生器８１ａ、乗算器８１ｂ、第１積分器８１ｃ、第２積分器８１ｄ、９０°位相シフト器８１ｅを備えている。可変位相制御正弦波発生器８１ａでは、搬送波ＣＷと同様の正弦波で同じキャリア周波数（６ｋＨｚ）からなり、位相を変化させた可変位相波を発生する。乗算器８１ｂでは、変調信号ＭＳと可変位相制御正弦波発生器８１ａからの可変位相波とを乗算する。第１積分器８１ｃでは、乗算器８１ｂからの乗算出力を一定期間積分し、一定期間経過するとリセットする。第２積分器８１ｄは、第１積分器８１ｄからの積分出力を積分し、可変位相制御正弦波発生器８１ａで可変位相波の位相を変化させた時にリセットする。この２つの積分器８１ｃ、８１ｄによる積分により、変調信号ＭＳに含まれる搬送波ＣＷ成分と可変位相制御正弦波発生器８１ａからの可変位相波との位相差に応じた積分出力が得られるとともに、変調信号ＭＳに含まれるその他の周波数成分は２回の積分によって相殺されので、その他の周波数成分は積分出力として殆ど表れない。このように、２つの積分器８１ｃ、８１ｄは、一種のローパスフィルタとしても機能し、電力線４で受けるノイズを取り除く。さらに、可変位相制御正弦波発生器８１ａでは、第２積分器８１ｄの積分出力を取り入れ、その積分出力が最小値となるように可変位相波の位相を変化させ、可変位相波の位相をフィードバック制御する。ちなみに、変調信号ＭＳに含まれる搬送波ＣＷ成分と可変位相波との位相差が９０°又は２７０°の場合、積分出力が最小となる。そして、９０°位相シフト器８１ｅでは、第２積分器８１ｄの積分出力が最小値となった時の可変位相制御正弦波発生器８１ａで発生させた可変位相波の位相を９０°シフトし、この９０°シフトさせた可変位相波を同期波ＳＷとして出力する。同期波ＳＷは、信号ＭＳに含まれる搬送波ＣＷ成分と位相が同相又は逆相であり、同期検波が可能となる。なお、逆相の場合、ＡＳＫ復調後には極性が反転するが、ＮＲＺＩ復号化器８８によって正しい極性となる。
【００５３】
図１７には、キャリア再生ＤＰＬＬ回路８１におけるフィードバック制御を行った場合の各積分器８１ｃ，８１ｄの積分出力の一例を示している。図１７は、横軸が時間（１／２４０００秒）、縦軸が位相誤差（積分出力）であり、１ＰＰＳ信号送信装置と１ＰＰＳ信号受信装置とでの周波数ずれが１００ｐｐｍの場合であり、実線が第１積分器８１ｃの積分出力の時間変化を示し、破線が第２積分器８１ｄの積分出力の時間変化を示す。図１７から判るように、第１積分器８１ｃの積分出力及び第２積分器８１ｄの積分出力は、フィードバック制御によって可変位相波の位相と変調信号ＭＳの搬送波ＣＷ成分の位相との位相差が９０°又は２７０°に収束していくので、０に収束していっている。
【００５４】
図１８には、キャリア再生ＤＰＬＬ回路８１におけるフィードバック制御を行わなかった場合の各積分器８１ｃ，８１ｄの積分出力の一例を示している。図１８では、横軸が時間（２５０μ秒）、縦軸が位相誤差（積分出力）であり、（ａ）が１ＰＰＳ信号送信装置と１ＰＰＳ信号受信装置との周波数ずれが＋１００ｐｐｍの場合であり、（ｂ）が周波数ずれが−１００ｐｐｍの場合であり、実線が第１積分器８１ｃの積分出力の時間変化を示し、破線が第２積分器８１ｄの積分出力の時間変化を示す。図１８から判るように、第１積分器８１ｃの積分出力及び第２積分器８１ｄの積分出力は、フィードバック制御していないので、０に収束することなく正弦状に周期的に変化する。ちなみに、キャリア周波数６ｋＨｚで位相ずれが１００ｐｐｍの場合、１周期ずれるのに要する時間は１．６６７秒（＝１／６０００×１００×１０^−６）となるので、正弦状に変化する積分出力も１．６６７秒周期となる。
【００５５】
ＡＳＫ同期復調器８２は、同期検波により、変調信号ＭＳをＡＳＫ復調する。ＡＳＫ同期復調器８２は、図１０に示すように、乗算器からなり、変調信号ＭＳと９０°位相シフト器８１ｅからの同期波ＳＷとを乗算し、バイポーラ拡散信号ＢＳＳを出力する（図１４（ｂ）参照）。
【００５６】
波形整形フィルタ８３は、ローバスフィルタであり、バイポーラ拡散信号ＢＳＳにおける隣接ビット同士が干渉しないようにするためにバイポーラ拡散信号ＢＳＳから余計な周波数成分を取り除く。
【００５７】
図１９には、波形整形フィルタ８３から出力されるバイポーラ拡散信号ＢＳＳの一例を示す。図１９は、横軸が時間（１／２４０００秒）、縦軸が振幅であり、（ａ）がキャリア再生ＤＰＬＬ回路８１においてフィードバック制御を行った場合の波形整形フィルタ８３からの出力信号であり、（ｂ）がキャリア再生ＤＰＬＬ回路８１においてフィードバック制御を行わなかった場合の波形フィルタ８３からの出力信号である。（ａ）の場合、変調信号ＭＳ（破線）も示しており、波形整形フィルタ８３からの出力信号（バイポーラ拡散信号ＢＳＳ）（実線）は、変調信号ＭＳに対して極性が反転し、直流成分がのっているが、変調信号ＭＳが正常に復調されている。（ｂ）の場合、波形整形フィルタ８３からの出力信号（実線）は、振幅が変動し、変調信号ＭＳが正常に復調されていない。
【００５８】
ＧＯＬＤ符号発生器８４は、１ＰＰＳ信号送信装置７のＧＯＬＤ符号発生器７７と同様の発生器であり、ＧＯＬＤ系列の拡散符号ＳＣを発生する（図１４（ａ）参照）。
【００５９】
マッチドフィルタ８５は、バイポーラ拡散信号ＢＳＳと拡散符号ＳＣとを１周期（１０２３ビット）分の畳み込み積分を実行して相互相関値を算出し、この相互相関値をバイポーラ拡散信号ＢＳＳを１ビット分シフトして順次算出するＦＩＲ［Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ］型フィルタである。そのため、マッチドフィルタ８５は、図１１に示すように、符号パターンレジスタ８５ａ、１０２２個の１ビット遅延器８５ｂ，・・・、１０２３個の乗算器８５ｃ，・・・、１０２２個の加算器８５ｄ，・・・を備えている。符号パターンレジスタ８５ａでは、フィルタ係数としてＧＯＬＤ符号発生器８４で発生した拡散符号ＳＣを保持する。１ビット遅延器８５ｂ，・・・は、直列に接続されており、バイポーラ拡散信号ＢＳＳからの１ビット毎のデータ又は上流側の１ビット遅延器８５ｂ，・・・から出力されたデータを順次遅延させる。乗算器８５ｃ，・・・は、バイポーラ拡散信号ＢＳＳからの１ビット毎のデータ又は１ビット遅延器８５ｂ，・・・から出力される１ビット毎の各データと符号パターンレジスタ８５ａで保持している１０２３ビット分の各データとを各々乗算する。加算器８５ｄ，・・・は、直列に接続されており、乗算器８５ｃ，・・・からの各乗算値と上流側の加算器８５ｄ，・・・からの各加算値とを順次加算する。したがって、最下流の加算器８５ｄの加算値は、バイポーラ拡散信号ＢＳＳにおける１０２３ビットの１ビット毎の各データと拡散符号ＳＣの１ビット毎の各データとを乗算した１０２３個の乗算値を全て加算した値となり、相互相関値である。そして、マッチドフィルタ８５では、バイポーラ拡散信号ＢＳＳの１ビット毎のデータが入力される毎に相互相関値を出力する。
【００６０】
バイポーラ拡散信号ＢＳＳの１０２３ビットのデータと拡散符号ＳＷとの同期がとれている場合（つまり、２つの符号パターンが一致した場合）の相互相関値は、同期がとれていない場合の相互相関値と比較すると極端に大きくなり、ピーク値として表れる。１ビット分シフトさせて相互相関値を算出した場合、１周期分の１０２３個の相互相関値のうち１個の相互相関値がそのピーク値を示す。図１４（ｃ）には、相互相関値の時間変化を示すマッチドフィルタ信号ＭＦＳが示されており、１周期（１０２３ビット）毎にピーク値が表れる。このピーク値が表れる位置が１ＰＰＳ信号ＰＳのパルスの立ち上がり位置であり（図１４（ｄ）参照）、ピーク値の極性が時刻信号ＴＳの１又は０を示す。
【００６１】
図２０には、マッチドフィルタ８５から出力されるマッチドフィルタ信号ＭＦＳの一例を示す。図２０は、横軸が時間（１／２０００秒）、縦軸が振幅であり、マッチドフィルタ信号ＭＦＳを示しており、ピーク値が一定時間毎にプラス側又はマイナス側に表れることが判る。ちなみに、このピーク値は、１分間に６０個表れる。
【００６２】
ピーク検出器８６は、マッチドフィルタ８５から出力されるマッチドフィルタ信号ＭＦＳの相互相関値がピークを示す位置（同期位置）を検出する。ピーク検出器８６は、図１２に示すように、絶対値器８６ａ、１ビット遅延器８６ｂ、比較器８６ｃ、セレクタ８６ｄ、ラッチ８６ｅ、セレクタ８６ｆ、ラッチ８６ｇ、ダウンカウンタ８６ｈ、セレクタ８６ｉ、比較器８６ｊを備えている。絶対値器８６ａでは、入力されたマッチドフィルタ信号ＭＦＳの１ビット毎のデータ（１サンプルデータ）を絶対値化する。１ビット遅延器８６ｂでは、絶対値器８６ａからの絶対値を１ビット分遅延する。そして、比較器８６ｃでは、絶対値器８６ａからの絶対値（今回サンプルデータ）と１ビット遅延器８６ｂからの遅延させた絶対値（前回サンプルデータ）とを比較し、その２つの絶対値から大きい方の絶対値を判定する。セレクタ８６ｄでは、比較器８６ｃで判定された大きい方の絶対値が今回サンプルデータの場合には今回入力されたマッチドフィルタ信号ＭＦＳの１ビット毎のデータを選択してそのデータを記憶し、比較器８６ｃで判定された大きい方の絶対値が前回サンプルデータの場合には記憶しているデータを選択する。ラッチ８６ｅでは、セレクタ８６ｄで選択したデータを記憶し、ダウンカウンタ８６ｈからのカウント値Ｑが０の時（すなわち、一定周期毎［１０２２または１０２４サンプル毎］）に記憶しているデータをリセットする。したがって、ラッチ８６ｅでは、リセットするまで、一定周期毎のピーク値のデータを記憶する。セレクタ８６ｆでは、セレクタ８６ｄと同じタイミングで動作し、比較器８６ｃで判定された大きい方の絶対値が今回サンプルデータの場合にはダウンカウンタ８６ｈにおけるその時のカウント値Ｑを選択してそのカウント値Ｑを記憶し、比較器８６ｃで判定された大きい方の絶対値が前回サンプルデータの場合には記憶しているカウント値Ｑを選択する。ラッチ８６ｇでは、ラッチ８６ｅと同じタイミングで動作し、セレクタ８６ｆで選択したカウント値Ｑを記憶し、ダウンカウンタ８６ｈからのカウント値Ｑが０の時に記憶しているカウント値Ｑをリセットする。したがって、ラッチ８６ｇでは、リセットするまで、一定周期毎のピーク値を与えるカウント値Ｑを記憶する。ダウンカウンタ８６ｈは、ピークを検出する周期を決定するカウンタであり、セレクタ８６ｊからの設定値ＬＤにより１周期が１０２２又は１０２４で変わる。本来、１周期は１０２３であるが、１周期を１０２２又は１０２４としてカウントする。このように１周期を変えるのは、例えば、１回目のピーク位置が１００であった場合、１周期が１０２３であるので、１０２３カウント毎にピーク検出を行うと、ピーク位置が常時１００となってしまう。しかし、１０２２カウント毎にピーク検出を行うと、次に検出されるピーク位置が１増えて１０１となる。逆に、１０２４カウント毎にピーク検出を行うと、次に検出されるピーク位置が１減って９９となる。つまり、１０２３ではなく、１０２２又は１０２４をカウントすることによって、ピーク位置を移動させることができる。ダウンカウンタ８６ｈでは、サンプルクロックに基づいてカウントしてカウント値Ｑを出力し、１０２２又は１０２４をカウントする毎に０にリセットする。サンプルクロックは、マッチドフィルタ信号ＭＦＳの１ビット毎のデータが入力されるタイミングである。セレクタ８６ｉでは、ダウンカウンタ８６ｈの周期を変えるために、比較器８６ｊによりピーク位置が５１１より大きい場合には１０２４を選択し、大きくない場合には１０２２を選択し、その選択した値を設定値ＬＤとしてダウンカウンタ８６ｈに出力する。この出力するタイミングは、ダウンカウンタ８６ｈのカウント値Ｑが０の時である。比較器８６ｊでは、５１１（１周期の中間値）とラッチ８６ｇに記憶しているピーク位置とを比較し、ピーク位置が５１１より大きいか判定する。ここで、ピーク位置が大きいと判定した場合にはピーク検出の周期を大きく（１０２４）してピーク位置が小さくなるように制御し、大きくないと判定した場合にはピーク検出の周期を小さく（１０２２）してピーク位置が大きくなるように制御する。つまり、ピーク検出器８６では、１０２２又は１０２４のサンプルデータ毎に、今回サンプルデータと前回サンプルデータとを比較しながらより一番大きいサンプルデータ（ピーク値）及びその時のカウント値Ｑ（ピーク位置）を記憶する。さらに、ピーク検出器８６では、ピーク位置となるカウント値が５１１に収束するように、動作周期を１０２２又は１０２４に変更する。このピーク位置（同期位置）が、１ＰＰＳ信号ＰＳのパルスの立ち上がり位置となる（図１４（ｃ）（ｄ）参照）。
【００６３】
図２１には、ピーク検出器８６で検出したピーク位置の時間変化を示している。図２１は、横軸が時間（１／１．９５５秒）、縦軸がピーク位置であり、時間が経過するにともなってピーク位置が５１１に徐々に近づき、最終的に５１１に固定されることが判る。このように、ピーク検出器８６では、ピーク位置（カウント値）が５１１になるように制御することによって、ピーク位置が１周期の境界付近において０と１０２３との間で激しく変動するのを防止している。
【００６４】
データ判定器８７では、１周期毎に、マッチドフィルタ信号ＭＦＳにおけるピーク位置のデータの極性を判定する。この極性がプラスの場合には時刻信号ＴＳの値が１であり、マイナスの場合には時刻信号ＴＳの値が０である（図１４（ｃ）（ｅ）参照）。
【００６５】
このように、マッチドフィルタ８５によって算出された相互相関値からなるマッチドフィルタ信号ＭＦＳにおけるピークの位置と極性とを検出することによって、１ＰＰＳ信号送信装置７から送信された１ＰＰＳ信号ＰＳの各パルスの立ち上がり位置と１ＰＰＳ信号ＰＳの１パルス毎に設定された１又は０の値（時刻信号ＴＳの１又は０）を特定している。この特定に基づいて、データ判定器８７では、１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＴＳを再生し、出力する。
【００６６】
ＮＲＺＩ復号化器８８は、１ＰＰＳ信号送信装置７のＮＲＺＩ符号化器７０における符号化されたデータを復号化する復号器であり、複合化された１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＲＳを出力する。ＮＲＺＩ復号化器８８は、図１３に示すように、ＥＯＲ回路８８ａと１ビット遅延器８８ｂとから構成される。ＥＯＲ回路８８ａには、データ判定器８７からの１ＰＰＳ信号ＰＳの１ビット毎のデータと１ビット遅延器７０ｂの出力データが入力される。１ビット遅延器８８ｂは、データ判定器８７からの１ＰＰＳ信号信号ＰＳの１ビット毎のデータが入力され、そのデータを１ビット分遅延させてＥＯＲ回路８８ａに入力させる。
【００６７】
以上の処理により、１ＰＰＳ信号受信装置８では、送信信号ＲＳからＧＰＳからの１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＲＳを再生する（図１４（ｄ）（ｅ）参照）。
【００６８】
図１〜図１４を参照して、基準時刻システム１の動作について説明する。
【００６９】
ＧＰＳ受信機２では、常時、アンテナ２ａでＧＰＳ衛星からの信号を受信している。ＧＰＳ受信機２内の１ＰＰＳ信号送信装置７には、ＧＰＳ受信機２で受信した信号のうちの１ＰＰＳ信号ＰＳ（時刻信号ＴＳ）が入力される（図６（ａ）（ｂ）参照）。
【００７０】
１ＰＰＳ信号送信装置７では、入力された１ＰＰＳ信号ＰＳをＮＲＺＩ符号化する。また、１ＰＰＳ信号送信装置７では、ＧＯＬＤ系列の拡散符号ＳＣを発生する。そして、１ＰＰＳ信号送信装置７では、ＮＲＺＩ符号化された１ＰＰＳ信号ＰＳと拡散符号ＳＣとを１ＰＰＳ信号ＰＳの各パルスの立ち上がりに同期させて乗算し、１ＰＰＳ信号ＰＳを１周期毎にスペクトラム拡散変調して拡散信号ＳＳを出力する（図６（ｃ）参照）。
【００７１】
スペクトラム拡散後、１ＰＰＳ信号送信装置７では、０と１からなる拡散信号ＳＳを複流化（バイポーラ化）し、１と−１からなるバイポーラ拡散信号ＢＳＳを出力する（図６（ｄ）参照）。複流化後、１ＰＰＳ信号送信装置７では、バイポーラ拡散信号ＢＳＳから余分が周波数成分を取り除く。
【００７２】
また、１ＰＰＳ信号送信装置７では、キャリア周波数が６ｋＨｚで正弦波からなる搬送波ＣＷを発生する。そして、１ＰＰＳ信号送信装置７では、バイポーラ拡散信号ＢＳＳをＡＳＫ変調して搬送波ＣＷにのせ、変調信号ＭＳを出力する。
【００７３】
１ＰＰＳ信号ＰＳをデジタル変調後、１ＰＰＳ信号送信装置７では、電力線４に出力するために、デジタル信号の変調信号ＭＳをアナログ信号に変換し、電力増幅した後、電源プラグからコンセントを介して送信信号ＲＳを電力線４に出力する。
【００７４】
送信信号ＲＳは、電力線４によって搬送され、コンセントを介して電源プラグから基準時刻サーバ３（１ＰＰＳ信号受信装置８）で受信される。
【００７５】
受信後、１ＰＰＳ信号受信装置８では、アナログ信号からなる送信信号ＲＳをデジタル信号に変換し、デジタル信号からなる変調信号ＭＳとする。
【００７６】
１ＰＰＳ信号受信装置８では、ＤＰＬＬによるフィードバック制御によって変調信号ＭＳの搬送波ＣＷに同期する同期波ＳＷを発生する。そして、１ＰＰＳ信号受信装置８では、変調信号ＭＳと同期波ＳＷとを乗算し、変調信号ＭＳをＡＳＫ復調してバイポーラ拡散信号ＢＳＳを出力する（図１４（ｂ）参照）。復調後、１ＰＰＳ信号受信装置８では、バイポーラ拡散信号ＢＳＳから余分が周波数成分を取り除く。
【００７７】
続いて、１ＰＰＳ信号受信装置８では、ＧＯＬＤ系列の拡散符号ＳＣを発生する（図１４（ａ）参照）。そして、１ＰＰＳ信号受信装置８では、バイポーラ拡散信号ＢＳＳと拡散符号ＳＣとを１周期（１０２３ビット）分の畳み込み積分を実行して相互相関値を算出し、１ビット分シフトして順次算出した相互相関値からなるマッチドフィルタ信号ＭＦＳを出力する（図１４（ｃ）参照）。
【００７８】
さらに、１ＰＰＳ信号受信装置８では、マッチドフィルタ信号ＭＦＳにおけるピーク値の位置（同期位置）及び極性を検出する。そして、１ＰＰＳ信号受信装置８では、ピーク値の位置と極性により、１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＴＳを再生する（図１４（ｄ）（ｅ）参照）。
【００７９】
さらに、１ＰＰＳ信号受信装置８では、再生された１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＴＳをＮＲＺＩ復号化する。
【００８０】
基準時刻サーバ３では、この１ＰＰＳ信号ＰＳ及び時刻信号ＴＳに基づいて正確な時刻を生成し、ＬＡＮ（図示せず）に接続されるコンピュータに配信する。
【００８１】
ここで、電力線４で搬送中の送信信号ＲＳにノイズがのった場合について説明する。電力線４には各種電気機器が接続されたりするので、電力線４には蛍光灯のインバータからのノイズ等の様々なノイズが混入する。そのノイズの一例を図２２（ａ）に示す。図２２（ａ）は、横軸がノイズの瞬時値、縦軸がノイズの出現頻度であり、ガウス性ノイズのヒストグラムの一例を示している。このヒストグラムは、ほぼガウス分布となっている。図２２（ｂ）には、横軸が時間（１／２４０００秒）、縦軸が振幅であり、１ＰＰＳ信号送信装置７から電力線４に出力された送信信号ＲＳ１の一例を示している。図２２（ｂ）に示す送信信号ＲＳ１に、ＳＮＲ［Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ］＝−１０ｄＢで図２２（ａ）のガウス性ノイズがのると、図２２（ｃ）に示すような送信信号ＲＳ２となる。図２２（ｃ）から判るように、送信信号ＲＳ２は、原信号である送信信号ＲＳ１に比べて振幅が大きくなり、波形もかなり乱れている。また、図２２（ｄ）には、送信信号ＲＳ１の周波数スペクトラムＦＳ１とノイズがのった送信信号ＲＳ２の周波数スペクトラムＦＳ２とを示している。ＳＮＲ＝−１０ｄＢの場合、原信号である送信信号ＲＳ１の周波数スペクトラムＦＳ１は、キャリア周波数（６ｋＨｚ）成分以外では、周波数スペクトラムＦＳ２のノイズ成分に埋もれてしまう。
【００８２】
しかし、電力線４で搬送中の送信信号ＲＳに上記のようにノイズがのった場合でも、１ＰＰＳ信号送信装置７ではスペクトラム拡散変調を施した送信信号ＲＳを出力しており、また、１ＰＰＳ信号受信装置８ではキャリア再生ＤＰＬＬ回路８１において２回の積分を行っているので、ノイズに対する耐性がある。特に、電波法の範囲内で最大の拡散符号の符号長である１０２３ビットとしているので、高い利得を得ることができる。そのため、１ＰＰＳ信号受信装置８では、電力線４でのったノイズを殆ど取り除くことができ、１ＰＰＳ信号ＰＳの再生が可能である。
【００８３】
図２３には、電力線４を搬送中の送信信号ＲＳにガウス性ノイズがのった場合のビット誤り率特性の一例を示している。図２３は、横軸がＳＮＲ、縦軸がビット誤り率であり、（ａ）が１ＰＰＳ信号送信装置と１ＰＰＳ信号受信装置との周波数ずれが０ｐｐｍの場合であり、（ｂ）が周波数ずれが＋１００ｐｐｍの場合である。図２３から判るように、ＳＮＲが−１８ｄＢ付近でビット誤り率が１０^−３以下となっている。したがって、１ＰＰＳ信号受信装置８では、周波数の変動が±１００ｐｐｍ程度であれば、１ＰＰＳ信号ＰＳの再生が十分に可能である。
【００８４】
１ＰＰＳ信号搬送システム６によれば、ＧＰＳ衛星からの１ＰＰＳ信号ＰＳ（時刻信号ＴＳ）にスペクトラム拡散変調による一次変調及びＡＳＫ変調による二次変調を施すことによって電力線４による１ＰＰＳ信号ＰＳの搬送を可能としているので、ＧＰＳ受信機２を受信感度の良い屋外に設置できるとともに、基準時刻サーバ３をＧＰＳ受信機２の設置場所に関係なく任意の場所に設置することができる。
【００８５】
また、１ＰＰＳ信号搬送システム６によれば、拡散符号ＳＣの符号長を１０２３ビットとし、搬送波ＣＷのキャリア周波数を６ｋＨｚとすることによって、変調信号ＭＳの占有周波数帯域を４ｋＨｚから８ｋＨＺの範囲内とし、電波法の範囲内で電力線４に送信信号ＲＳを出力できる。特に、電波法の範囲内で最大の符号長である１０２３としているので、高い利得を得ることができる。そのため、１ＰＰＳ信号搬送システム６では、ノイズ環境としては良くない電力線４で信号を搬送するが、出来る限り長い符号長の拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調しているので耐ノイズ性に優れ、１ＰＰＳ信号受信装置８で１ＰＰＳ信号ＰＳを再生することができる。
【００８６】
また、１ＰＰＳ信号搬送システム６によれば、ＡＳＫ変調とすることによって変調信号ＭＳに搬送波ＣＷの成分が直接含まれるようにしているので、ＡＳＫ復調では変調信号ＭＳと位相だけを合わせて復調を行えばよく、位相を変えるだけの簡単な回路構成となっている。さらに、１ＰＰＳ信号搬送システム６によれば、ＡＳＫ復調において２回の積分を行うことによって一種のローパスフィルタを構成しているので、位相検出に関係のない周波数ノイズ成分を取り除くことができる。
【００８７】
また、１ＰＰＳ信号搬送システム６によれば、相互相関値のピーク検出においてピーク位置がカウンタの中間値（５１１）に収束するように制御しているので、ピーク位置がカウンタの０と最大カウント値（１０２３）との間で激しく変動しない。
【００８８】
以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。
例えば、本実施の形態では基準時刻サーバで１ＰＰＳ信号を利用する場合に適用したが、電波時計等の他の用途で利用する場合にも適用可能である。
また、本実施の形態ではＧＰＳの１ＰＰＳ信号を電力線で搬送する場合に適用したが、ＪＪＹの時刻同期信号等の他の時刻同期信号を電力線で搬送する場合にも適用可能である。
また、本実施の形態では交流１００Ｖを供給する電力線を適用したがが、交流２００Ｖを供給する電力線等の他の電力線を適用してもよい。
また、本実施の形態では電力線によって１つのチャネルの信号を送信したが、ＣＤＭＡ方式により多数のチャネルを多重化して送信してもよい。
また、本実施の形態では二次変調としてＡＳＫ変調を行ったが、ＦＳＫ変調やＰＳＫ変調等の他の変調方式でもよい。
また、本実施の形態ではピーク検出において周期カウンタの中間値（５１１）になるように制御したが、周期カウンタが０と最大カウンタ値（１０２３）との間で変動しなければよいので、周期カウンタが２〜１０２１のいずれかの値になるように制御してもよい。
【００８９】
【発明の効果】
本発明によれば、受信機で受信した時刻同期信号を電力線によって搬送することができるので、受信機の設置場所による制限を受けることなく、時刻同期信号を利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係る基本時刻システムの構成図である。
【図２】本実施の形態に係る１ＰＰＳ信号搬送システムの概略構成図である。
【図３】図２の１ＰＰＳ信号送信装置の構成図である。
【図４】図３のＮＲＺＩ符号化器の構成図である。
【図５】図３のＡＳＫ変調器の構成図である。
【図６】図３の１ＰＰＳ信号送信装置における信号であり、（ａ）が１ＰＰＳ信号であり、（ｂ）が時刻信号であり、（ｃ）が拡散信号であり、（ｄ）がバイポーラ拡散信号である。
【図７】図３の電力線Ｉ／Ｆ部の構成図である。
【図８】図２の１ＰＰＳ信号受信装置の構成図である。
【図９】図８の電力線Ｉ／Ｆ部の構成図である。
【図１０】図８のＡＳＫ同期復調器及びキャリア再生ＤＰＬＬ回路の構成図である。
【図１１】図８のマッチドフィルタの構成図である。
【図１２】図８のピーク検出器の構成図である。
【図１３】図８のＮＲＺＩ復号化器の構成図である。
【図１４】図８の１ＰＰＳ信号受信装置における信号であり、（ａ）が拡散符号であり、（ｂ）がバイポーラ拡散信号であり、（ｃ）がマッチドフィルタ信号であり、（ｄ）が復調した１ＰＰＳ信号であり、（ｅ）が復調した時刻信号である。
【図１５】図３のＡＳＫ変調器に入力されるバイポーラ拡散信号の一例であり、（ａ）が信号波形であり、（ｂ）が周波数スペクトルである。
【図１６】図３のＡＳＫ変調器から出力される変調信号の一例であり、（ａ）が信号波形であり、（ｂ）が周波数スペクトルである。
【図１７】図１０のキャリア再生ＤＰＬＬ回路におけるフィードバック制御を行った場合の各積分器の積分出力の一例である。
【図１８】図１０のキャリア再生ＤＰＬＬ回路におけるフィードバック制御を行わなかった場合の各積分器の出力波形の一例であり、（ａ）が周波数ずれが＋１００ｐｐｍの場合であり、（ｂ）が周波数ずれが−１００ｐｐｍの場合である。
【図１９】図１０の波形整形フィルタの出力波形の一例であり、（ａ）がキャリア再生ＤＰＬＬ回路においてフィードバック制御を行った場合であり、（ｂ）がキャリア再生ＤＰＬＬ回路においてフィードバック制御を行わなかった場合である。
【図２０】図１０のマッチドフィルタの出力波形の一例である。
【図２１】図１０のピーク検出器で検出したピーク位置を示すグラフの一例である。
【図２２】電力線で搬送中の送信信号とノイズとを示す一例であり、（ａ）がガウス性ノイズのヒストグラムであり、（ｂ）が電力線に送信された送信信号の波形であり、（ｃ）が（ｂ）の送信信号に（ａ）のガウス性ノイズがのった場合の送信信号の波形であり、（ｄ）が（ｂ）の送信信号と（ｃ）のノイズがのった送信信号との周波数スペクトラムである。
【図２３】電力線を搬送中の送信信号にガウス性ノイズがのった場合のビット誤り率特性の一例であり、（ａ）が周波数ずれが０ｐｐｍの場合であり、（ｂ）が周波数ずれが＋１００ｐｐｍの場合である。
【符号の説明】
１…基準時刻システム、２…ＧＰＳ受信機、２ａ…アンテナ、３…基準時刻サーバ、３ａ…ＬＡＮ、４…電力線、５…変電設備、６…１ＰＰＳ信号搬送システム、７…１ＰＰＳ信号受信装置、７ａ…拡散符号発生器、７ｂ…ＳＳ変調器、７ｃ…キャリア信号発生器、７ｄ…ＡＳＫ変調器、８…１ＰＰＳ信号受信装置、８ａ…ＡＳＫ復調器、８ｂ…タイミング検出信号発生器、８ｃ…拡散符号発生器、８ｄ…ＳＳ復調器、７０…ＮＲＺＩ符号化器、７０ａ…ＥＯＲ回路、７０ｂ…１ビット遅延器、７１…ＧＯＬＤ符号発生器、７２…乗算器、７３…信号複流化器、７４…波形整形フィルタ、７５…キャリア信号発生器、７６…ＡＳＫ変調器、７６ａ…乗算器、７６ｂ…加算器、７７…電力線Ｉ／Ｆ部、７７ａ…Ｄ／Ａ変換器、７７ｂ…電力増幅器、７７ｃ，７７ｅ…コンデンサ、７７ｄ…パルストランス、８０…電力線Ｉ／Ｆ部、８０ａ，８０ｃ…コンデンサ、８０ｂ…パルストランス、８０ｄ…アンチェイリアスフィルタ、８０ｅ…Ａ／Ｄ変換器、８１…キャリア再生ＤＰＬＬ回路、８１ａ…可変位相制御正弦波発生器、８１ｂ…乗算器、８１ｃ…第１積分器、８１ｄ…第２積分器、８１ｅ…９０°位相シフト器、８２…ＡＳＫ同期復調器、８３…波形整形フィルタ、８４…ＧＯＬＤ符号発生器、８５…マッチドフィルタ、８５ａ…符号パターンレジスタ、８５ｂ…１ビット遅延器、８５ｃ…乗算器、８５ｄ…加算器、８６…ピーク検出器、８６ａ…絶対値器、８６ｂ…１ビット遅延器、８６ｃ，８６ｊ…比較器、８６ｄ，８６ｆ，８６ｉ…セレクタ、８６ｅ，８６ｇ…ラッチ、８６ｈ…ダウンカウンタ、８７…データ判定器、８８…ＮＲＺＩ復号化器、８８ａ…ＥＯＲ回路、８８ｂ…１ビット遅延器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a time synchronization signal transmitting device, a time synchronization signal receiving device, and a time synchronization signal carrying system for carrying a time synchronization signal.
[0002]
[Prior art]
JJY (standard frequency station) and GPS (global positioning system) output a 1PPS [Pulse Per Second] signal that outputs one pulse every second as a time synchronization signal. This 1PPS signal is used in various fields to obtain accurate time. For example, in an NTP (Network Time Protocol) server, an accurate time is set for a 1PPS signal by NTP, and the time is distributed to a computer connected on a network (see Non-PatentDocuments 1 to 5). There are also devices that receive radio waves from GPS satellites and output accurate time signals from GPS satellites (see Non-PatentDocuments 6 to 8).
[0003]
[Non-patent document 1]
David L. Mills, "Network Time Protocol (Version 3) Specification, Implementation and Analysis", March 1992, Internet <URL: http: // www. cis. ohio-state. edu / cgi-bin / rfc / rfc1305. html>
[Non-patent document 2]
D. Mills, "Simple Network Time Protocol (SNTP)Version 4 for IPv4, IPv6 and OSI", October 1996, Internet <URL: http: // www. cis. ohio-state. edu / cgi-bin / rfc / rfc2030. html>
[Non-Patent Document 3]
Katsuhisa Fuji, Koji Horiai, Kazuyoshi Asari, Li Sakai, Toshiaki Ishikawa, Yoshihisa Kaneko, "Time Accuracy of GPS Time Synchronous NTPServer 1", Internet <URL: HYPERLINK "http://www.miz.nao.ac. jp / staffs / hisa / 00fall # 1.html # top "http: // www. miz. nao. ac. jp / staffs / hisa / 00fall_1. html # top>
[Non-patent document 4]
Katsuhisa Fuji, Koji Horiai, Kazuyoshi Asari, Li Sakai, Toshiaki Ishikawa, Yoshihisa Kaneko, Hiroshi Matsuda, "About the Time Accuracy of GPS Time Synchronous NTPServer 2", Internet <URL: HYPERLINK "http: //www.miz.nao .Ac.jp / staffs / hisa / 00TEsympo.html # top "http: // www. miz. nao. ac. jp / staffs / hisa / 00TEsympo. html # top>
[Non-Patent Document 5]
Katsuhisa Sato, Kazuyoshi Asari, "On OS Dependence of NTP Time Synchronization Accuracy" Internet <URL: http: // www. miz. nao. ac. jp / staffs / hisa / 01TEsympo. html # top>
[Non-Patent Document 6]
"JJY / GPS time / frequency synchronous receiver" Internet <URL: http: // www. nitsuki. com / japanese / products / catv / jji_gps_time. html>
[Non-Patent Document 7]
"Time signal oscillator" Internet <URL: http: // www. Kinkei. co. jp / product / sr30 / index. htm>
[Non-Patent Document 8]
"GPS-PCI_2" Internet <URL: HYPERLINK "http://www.oyo.co.jp/\truetime/gps-pci2.html" http: // www. oyo. co. jp / ~ truetime / gps-pci2. html>
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In order to use the 1PPS signal in the NTP server, the 1PPS signal received by a receiver having a GPS antenna or the like must be loaded into the NTP server. Therefore, it is necessary to install a receiver in a place where signals from JJY and GPS satellites are well received, and to install an NTP server near the receiver.
[0005]
Therefore, the present invention provides a time synchronization signal transmission device, a time synchronization signal reception device, and a time synchronization signal transport system that can use a time synchronization signal received by a receiver even in a place where there is no restriction due to the installation location of the receiver. The task is to provide
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A time synchronization signal transmitting apparatus according to the present invention is a time synchronization signal transmitting apparatus for transmitting a time synchronization signal received by a receiver, and performs spread spectrum modulation on the time synchronization signal based on a spreading code to output a spread signal. It is characterized by comprising a spread spectrum modulating means, a carrier modulating means for modulating a spread signal and mounting it on a carrier wave and outputting a modulated signal, and a transmitting means for outputting the modulated signal to a power line.
[0007]
In this time synchronization signal transmitting device, a time synchronization signal transmitted from a GPS satellite or the like and received by a receiver having a GPS antenna or the like is taken into the receiving device, and the time synchronization signal is spread spectrum modulated based on a spreading code. I do. Further, in the time synchronization signal transmitting apparatus, the spread signal that has been spread modulated is modulated and mounted on a carrier wave. Then, the time synchronization signal transmission device outputs the modulation signal to the power line. Incidentally, the receiving apparatus for the modulated signal can receive the modulated signal from the power line, extract the spread signal from the carrier wave of the modulated signal, and further perform the inverse spectrum spreading to obtain the time synchronization signal. Therefore, the time synchronization signal transmitting device and the receiving device can be installed at different places via the power line, so that the time synchronization signal can be used even in a place where there is no restriction due to the installation location of the receiver. Further, since the time synchronization signal is spread spectrum modulated, the receiving apparatus can normally demodulate even if the modulated signal is carried on a power line that is resistant to noise and is not excellent in a noise environment.
[0008]
In the time synchronization signal transmitting apparatus of the present invention, the carrier modulating means may be configured to change the amplitude of the carrier in correspondence with the spread signal.
[0009]
According to this time synchronization signal transmitting apparatus, the modulated signal contains a carrier component by amplitude-modulating the spread signal. Therefore, in the receiving apparatus for the modulated signal, the demodulating means can be configured with a simple configuration by using the carrier component directly included in the modulated signal.
[0010]
In the time synchronization signal transmitting apparatus according to the present invention, it is preferable that the occupied frequency band of the modulation signal be 9 kHz or less.
[0011]
According to this time synchronization signal transmitting apparatus, by setting the occupied frequency band of the modulation signal to 9 kHz or less, it is possible to output the modulation signal of the frequency band not regulated by the Radio Law to the power line.
[0012]
A time synchronization signal receiving apparatus according to the present invention is a time synchronization signal receiving apparatus that receives a modulation signal including information of a time synchronization signal, and demodulates the modulation signal to extract a time synchronization signal. , A demodulation means for demodulating a modulated signal and extracting a spread signal from a carrier, and a despreading means for despreading the spread signal based on a spread code and extracting a time synchronization signal. It is characterized by.
[0013]
In the time synchronization signal receiving apparatus, the time synchronization signal is subjected to spread spectrum modulation, and receives a modulated signal mounted on a carrier from a power line. Then, the time synchronization signal receiving apparatus demodulates the modulated signal, extracts a spread signal from the carrier, and despreads the spread signal to extract a time synchronization signal. Therefore, the time synchronization signal receiving device can take in the time synchronization signal via the power line from the transmitting device that has transmitted the modulated signal. Can be installed without receiving.
[0014]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the demodulation means includes: a synchronization wave generation means for generating a synchronization wave having the same phase as or opposite to the phase of the carrier of the modulation signal; and a synchronization wave generated by the modulation signal and the synchronization wave generation means. And a demodulation and multiplying means for multiplying by.
[0015]
In this time synchronization signal receiving apparatus, in the case of a modulation signal modulated by amplitude modulation, a synchronization wave having the same phase or the opposite phase as the phase of a carrier of the modulation signal is generated, and the modulation signal is multiplied by the synchronization wave. Can be demodulated. As described above, in the time synchronization signal receiving apparatus, the demodulation means can be configured with a simple configuration because the modulated signal by the amplitude modulation includes the carrier component.
[0016]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the synchronous wave generating means includes a variable phase wave generating means for generating a variable phase wave having an arbitrary phase, a variable phase wave generated by the modulated signal and the variable phase wave generating means. A variable phase wave multiplying means for multiplying the wave by a wave; a first integrating means for integrating a multiplied output of the variable phase wave multiplying means; a second integrating means for integrating an output of the first integrating means; Phase changing means for changing the phase of the generated variable phase wave by 90 °, wherein the variable phase wave generating means changes the phase of the variable phase wave so that the output of the second integrating means is minimized, Is configured to change the phase of the variable phase wave by 90 ° when the output of the second integration means is minimized, and to output the variable phase wave whose phase is changed by 90 ° to the demodulation and multiplication means as a synchronization wave. May be.
[0017]
This time synchronization signal receiving apparatus generates a variable phase wave changed to an arbitrary phase, and multiplies the variable phase wave by a modulation signal. Further, the time synchronization signal receiving device integrates the multiplied output, and further integrates the integrated output. In the time synchronization signal receiving apparatus, the multiplication of the variable phase wave and the modulation signal and the second integration are executed by changing the phase of the variable phase wave, and the phase of the variable phase wave at which the output of the second integration becomes minimum is obtained. Is detected. At this time, the phase with the minimum integrated value is a phase shifted by 90 ° or 270 ° from the phase of the carrier of the modulated signal. Therefore, the time synchronization signal receiving apparatus generates a synchronization wave having the same phase as or the opposite phase to the phase of the carrier of the modulation signal by changing the phase when the integration value is minimum by 90 °. As described above, in the time synchronization signal receiving apparatus, it is only necessary to detect the phase of the carrier of the modulated signal in order to demodulate the amplitude-modulated modulated signal. A simple configuration can be provided. Further, in the time synchronization signal receiving device, the frequency component irrelevant to the phase in the modulation signal can be removed by the two integrations. Therefore, even if the modulation signal has noise while being carried on the power line, the noise is removed. be able to.
[0018]
In the time synchronization signal receiving apparatus according to the present invention, the despreading means includes: a code generation means for generating a spread code; and a one-period of the spread code in the spread signal and the spread code generated by the code generation means for each bit. A cross-correlation means for shifting the spread signal by one bit and executing the operation of calculating the cross-correlation value by multiplying the multiplied value for each bit by one period to calculate the cross-correlation value, and sequentially outputting the cross-correlation value. A maximum position detecting means for detecting the position of the maximum value of the cross-correlation value for one cycle calculated by the cross-correlation means.
[0019]
In this time synchronization signal receiving apparatus, the despreading means generates a spread code for performing spectrum despreading. Then, the time synchronization signal receiving apparatus multiplies each bit of one cycle of the spread code by each bit of the spread signal, and adds a multiplication value of one cycle for each bit to obtain a cross-correlation value. Further, the time synchronization signal receiving apparatus repeatedly performs the operation for obtaining the cross-correlation value by shifting the spread signal by one bit. By shifting the spread signal one bit at a time and comparing it with the spread code, the code pattern of the spread signal and the code pattern of the spread code match at a certain position in one cycle, and The correlation value protrudes and becomes larger than other positions. Therefore, the time synchronization signal receiving device detects the position of the maximum value from the cross-correlation values for one cycle (that is, detects the synchronous position of spectrum despreading in the spread signal). Then, in the time synchronization signal receiving apparatus, the time synchronization signal is extracted from the spread signal using the spreading code with the synchronization position as a starting point.
[0020]
In the above time synchronization signal receiving apparatus of the present invention, the maximum position detecting means may be configured to control the position indicating the maximum value to be at least two bits intermediate from the boundary of one cycle of the spreading code. Good.
[0021]
In this time synchronization signal receiving apparatus, the position indicating the maximum value of the cross-correlation value for one cycle is controlled so as to be at least two bits intermediate from the boundary of one cycle of the spreading code, so that the maximum position is one. The frequency does not fluctuate sharply between the zero bit and the maximum bit value.
[0022]
The time synchronization signal carrier system according to the present invention is a time synchronization signal carrier system for carrying a time synchronization signal received by a receiver, wherein the time synchronization signal is modulated and the modulated signal is transmitted. 5. The time synchronization signal transmitting device according toclaim 1, a power line that carries a modulation signal transmitted from the time synchronization signal transmission device, a modulation signal received from the power line, and a time synchronization signal is extracted from the modulation signal. The time synchronization signal receiving device according to any one of the above-described items is provided.
[0023]
In this time synchronization signal carrier system, a modulated signal obtained by modulating the time synchronization signal generated by the time synchronization signal transmitter is sent out to a power line, and the modulated signal is carried on the power line. In the time synchronization signal carrier system, the modulation signal from the time synchronization signal transmission device is received from the power line by the time synchronization signal reception device, and the reception device extracts the time synchronization signal from the modulation signal. Therefore, in this time synchronization signal transport system, a receiver that receives a time synchronization signal from a GPS satellite or the like and various devices that use the time synchronization signal can be arranged via a power line.
[0024]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a time synchronization signal transmitting apparatus, a time synchronization signal receiving apparatus, and a time synchronization signal transport system according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0025]
In the present embodiment, the time synchronization signal carrier system according to the present invention is applied to a 1PPS signal carrier system included in a reference time system that generates a reference time using a 1PPS signal from a GPS satellite as a time synchronization signal. In the reference time system according to the present embodiment, a 1PPS signal transmission device is incorporated in a GPS receiver that receives a signal from a GPS satellite, and a 1PPS signal reception device is incorporated in a reference time server that distributes a reference time. ing. The 1PSS signal transport system according to the present embodiment includes a 1PPS signal transmission device as a time synchronization signal transmission device, a 1PPS signal reception device as a time synchronization signal reception device, and a power line connecting a GPS receiver and a reference time server. Is done.
[0026]
The configuration of thereference time system 1 will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration diagram of the basic time system.
[0027]
Thereference time system 1 is built in a building B, and generates an accurate time based on a 1PPS signal transmitted from a GPS satellite. For this purpose, thereference time system 1 includes aGPS receiver 2 on the roof of the building B, areference time server 3 and apower line 4 in the building B, and theGPS receiver 2 and thereference time server 3 are connected via thepower line 4. Connected.
[0028]
TheGPS receiver 2 includes anantenna 2a and receives signals from GPS satellites. TheGPS receiver 2 incorporates a 1PPSsignal transmission device 7 for generating a transmission signal for transmitting a 1PPS signal of a signal from a GPS satellite via the power line 4 (see FIG. 2). TheGPS receiver 2 includes a power plug (not shown), and power (AC 100 V) is supplied from thepower line 4 by inserting the power plug into an outlet (not shown). Incidentally, theGPS receiver 2 is installed on the roof of the building B in order to improve the reception sensitivity of signals from GPS satellites.
[0029]
Thereference time server 3 operates as an NTP server, and is connected to a LAN [Local Area Network] 3a in the building B. Thereference time server 3 generates an accurate time based on the 1PPS signal of the GPS and distributes the accurate time to another computer connected to the LAN 3a. For this purpose, thereference time server 3 incorporates a 1PPSsignal receiving device 8 that receives a transmission signal from the 1PSSsignal transmission device 5 and extracts a 1PSS signal from the transmission signal (see FIG. 2). Thereference time server 3 includes a power plug (not shown), and is supplied with electric power (100 V AC) from thepower line 4 by inserting the power plug into an outlet (not shown). Incidentally, thereference time server 3 is installed on the first floor of the building B irrespective of the installation position of theGPS receiver 2.
[0030]
Thepower line 4 is a power supply line that is connected to thesubstation 5 in the building B and supplies AC 100 V (commercial frequency 50 Hz or 60 HZ) into the building B.
[0031]
With reference to FIG. 2, the configuration of the 1PSSsignal transport system 6 configured in thereference time system 1 will be described. FIG. 2 is a schematic configuration diagram of the 1PPS signal transport system.
[0032]
The 1PPSsignal transport system 6 is a system for transporting a GPS 1PPS signal through thepower line 4. To this end, the 1PPSsignal carrier system 6 includes a1PPS signal transmitter 7, a1PPS signal receiver 8, and apower line 4, and the1PPS signal transmitter 7 and the1PPS signal receiver 8 are connected via thepower line 4. . Hereinafter, an outline of a modulation scheme in the 1PPSsignal transmitting apparatus 7 and a demodulation scheme of the 1PPS signal in the 1PPSsignal receiving apparatus 8 will be described.
[0033]
In the 1PPSsignal transmitting apparatus 7, the 1PPS signal is spread-spectrum-modulated by the SS [Spread Spectrum]modulator 7b based on the spread code generated by thespread code generator 7a, and ASK is performed by the carrier generated by thecarrier signal generator 7c. [Amplitude Shift Keying] The spread signal is ASK-modulated by themodulator 7d. Then, the 1PPSsignal transmitting device 7 converts the modulated signal of the digital signal into an analog signal and outputs the analog signal to thepower line 4 as a transmission signal RS.
[0034]
The 1PPSsignal receiving device 8 receives the transmission signal RS carried on thepower line 4, and converts the analog transmission signal RS into a digital signal. Then, in the 1PPSsignal receiving device 8, theASK demodulator 8a demodulates the transmission signal and extracts the spread signal. Further, in the 1PPSsignal receiving device 8, the synchronous position in the spread signal is detected by the timingdetection signal generator 8b, and based on the synchronous position and the spread code generated by thespread code generator 8c, theSS demodulator 8d performs. A 1PPS signal is extracted by spectrum despreading the spread signal.
[0035]
The configuration of the 1PPSsignal transmission device 7 will be specifically described with reference to FIGS. FIG. 3 is a configuration diagram of the 1PPS signal transmission device. FIG. 4 is a configuration diagram of the NRZI encoder of FIG. FIG. 5 is a configuration diagram of the ASK modulator of FIG. 6A and 6B show various signals in the 1PPS signal transmitting apparatus of FIG. 3, wherein FIG. 6A is a 1PPS signal, FIG. 6B is a time signal, FIG. 6C is a spread signal, and FIG. Signal. FIG. 7 is a configuration diagram of the power line I / F unit of FIG.
[0036]
The 1PPSsignal transmitting apparatus 7 includes an NRZI [Non Return to Zero Invert]encoder 70, aGOLD code generator 71 and amultiplier 72 as a spread spectrum modulation unit, a signaldouble flow unit 73, awaveform shaping filter 74, a carrier modulation unit. , Acarrier signal generator 75 and anASK modulator 76, and a power line I /F unit 77 as transmission means.
[0037]
The 1PPS signal PS is a signal that accurately ticks one cycle (one pulse) per second, and is a digital signal composed of 1 and 0 (see FIG. 6A). Information of 1 or 0 is set for each cycle of the 1PPS signal PS, and a time signal indicating information of year, month, day, hour, and minute by 60 pieces of 1 and 0 data for 60 cycles (for 1 minute). A TS can be configured (see FIG. 6B).
[0038]
TheNRZI encoder 70 performs code conversion that changes output bits only when the input bit is 1. As shown in FIG. 4, theNRZI encoder 70 includes an Exclusive-OR circuit (hereinafter, referred to as an EOR circuit) 70a and a 1-bit delay unit 70b. TheEOR circuit 70a receives data for each bit of the 1PPS signal PS and output data of the 1-bit delay unit 70b. The one-bit delay unit 70b delays the output data of theEOR circuit 70a by one bit and inputs the data to theEOR circuit 70a. The reason why the output bit is changed only when the input bit is 1 is that the polarity changes depending on the direction of insertion of the power plug into the outlet, so that the 1PPSsignal receiving device 8outputs 1 and 0 of the time signal TS regardless of the polarity. Is to be able to be reproduced correctly.
[0039]
TheGOLD code generator 71 converts a GOLD sequence spreading code SC (one cycle of which is 1023 bits) obtained by modulo addition of two M [Maximum length sequences] PN [Pseudo Noise] codes having a code length of 1023 bits. appear. TheGOLD code generator 71 includes two M-sequence PN code generators each composed of a shift register and an XOR circuit, and fixes one PN code generator and changes the output tap position of the other PN code generator. The sign is changed by doing. TheGOLD code generator 71 outputs the spread code SC to themultiplier 72 bit by bit each time one timing clock TC (1/1023 seconds) is input. The timing clock TC is a clock synchronized with the rising (or falling) of the pulse of each bit of the 1PPS signal PS.
[0040]
Themultiplier 72 multiplies the NRZI-encoded 1PPS signal PS and the spread code SC by synchronizing with the rise of each pulse of the 1PPS signal PS, thereby obtaining data for each cycle (every second) of the 1PPS signal PS. Is spread spectrum modulated to output a spread signal SS composed of 1023 bits. As shown in FIG. 6C, the spread signal SS is composed of 1023 pieces of 1 or 0 data per second, and is 978 nsec per data.
[0041]
Thesignal doubler 73 converts the 0 data of the spread signal SS into −1 and converts it into a bipolar spread signal BSS consisting of 1 and −1. Since the signal is bipolarized in such a manner that the signal is transmitted by the AC through thepower line 4, the signal is formed to have both positive and negative polarities in order to cope with the AC. The bipolar spread signal BSS is a signal obtained by simply changing 1,0 of the spread signal SS to 1, -1, and as shown in FIG. 6 (d), 1023 data of 1 or -1 every second. And 978 nsec per data.
[0042]
Thewaveform shaping filter 74 is a low-pass filter, and removes unnecessary frequency components from the bipolar spread signal BSS so that adjacent bits in the bipolar spread signal BSS do not interfere with each other.
[0043]
Carrier signal generator 75 generates carrier wave CW. The carrier CW is a sine wave having a carrier frequency of 6 kHz.
[0044]
The ASK modulator 76 ASK modulates the bipolar spread signal BSS by changing the amplitude of the carrier wave CW in accordance with the bipolar spread signal BSS formed of a digital signal. As shown in FIG. 5, theASK modulator 76 includes amultiplier 76a and anadder 76b. Themultiplier 76a multiplies the bipolar spread signal BSS by the carrier CW. Theadder 76b adds the output value from themultiplier 76a to the carrier CW and outputs a modulated signal MS. Since the modulated signal MS is a signal modulated by ASK modulation, the signal directly includes the carrier CW. Therefore, the 1PPSsignal receiving device 8 can demodulate the modulated signal MS with a simple configuration by using the component of the carrier CW included in the modulated signal MS.
[0045]
FIG. 15 shows an example of the bipolar spread signal BSS input to theASK modulator 76. In FIG. 15A, the horizontal axis represents time (1/24000 seconds), and the vertical axis represents amplitude, and shows a time change of the bipolar spread signal BSS. In FIG. 15B, the horizontal axis represents frequency (kHz) and the vertical axis represents amplitude (dB), and shows the frequency spectrum of the bipolar spread signal BSS of FIG. 15A. As can be seen from FIG. 15B, the frequency spectrum of the bipolar spread signal BSS has a spread of about 2 kHz which is almost twice as large as 1023 bits. Although only the plus side is shown in FIG. 15B, the minus side also has a spread of about 2 kHz.
[0046]
FIG. 16 shows an example of the modulation signal MS output from theASK modulator 76. In FIG. 16A, the horizontal axis represents time (1/24000 seconds), and the vertical axis represents amplitude, and shows a time change of the modulated signal MS obtained by ASK-modulating the bipolar spread signal BSS of FIG. 15A. In the modulated signal MS shown in FIG. 16A, when the amplitude of the bipolar spread signal BSS shown in FIG. 15 is equal to or more than ± 1, the amplitude is output as an amplitude. The level is doubled. In FIG. 16B, the horizontal axis represents the frequency (kHz) and the vertical axis represents the amplitude (dB), and shows the frequency spectrum of the modulation signal MS in FIG. 16A. The frequency spectrum of the modulated signal MS has a spread of about ± 2 kHz around the carrier frequency (6 kHz) of the carrier wave CS. Therefore, the occupied frequency band of the modulation signal MS is from 4 kHz to 8 kHz. Therefore, the modulation signal MS has a frequency band within 9 KHz specified by the Radio Law and is a frequency band sufficiently separated from the AC 100 V frequency band (50 kHz or 60 kHz) supplied through thepower line 4. As a result, the 1PPSsignal receiving device 8 does not require a steep filter for separating the modulation signal MS from the AC 100 V, so that the cost can be reduced.
[0047]
When the number of bits in one cycle of the spread code in the spread spectrum modulation is increased to, for example, 2047 bits, the occupied frequency band of the modulation signal MS is 6 kHz ± 4 kHz, from about 2 kHz to about 10 kHz, and the bandwidth becomes large. Therefore, the frequency band exceeds 9 KHz defined by the Radio Law, and the low frequency side also becomes a frequency band close to the AC 100 V frequency band (50 kHz or 60 kHz) supplied by thepower line 4, so that a steep filter is used. Is also required. By the way, when the number of bits is increased, the gain is increased in the spread spectrum modulation, so that it is more advantageous for noise received on thepower line 4 than in the case of 1023 bits. On the other hand, when the number of bits in one cycle of the spread code in the spread spectrum modulation is reduced, for example, assuming 511 bits, the occupied frequency band of the modulation signal MS is 6 kHz ± 1 kHz, from 5 kHz to 7 kHz. Therefore, the frequency band is within 9 KHz stipulated by the Radio Law, and on the low frequency side, the frequency band is sufficiently distant from the AC 100 V frequency band (50 kHz or 60 kHz) supplied by thepower line 4, so that a steep filter is used. Do not need. However, when the number of bits is reduced, the gain is reduced in the spread spectrum modulation, which is disadvantageous to noise received on thepower line 4 as compared with the case of 1023 bits. That is, the 1PPSsignal carrier system 6 satisfies the Radio Law and obtains the maximum gain characteristics by setting the number of bits of spread spectrum modulation to 1023.
[0048]
The power line I /F unit 77 is an interface unit that converts the modulation signal MS into a transmission signal RS that can be carried on thepower line 4. In the power line I /F unit 77, as shown in FIG. 7, the D /A converter 77a converts the modulation signal MS, which is a digital signal, into an analog signal, and thepower amplifier 77b converts the analog modulation signal MS into power. Amplify. Further, the power line I /F unit 77 cuts the DC component of the amplified modulated signal MS by thecapacitors 77c and 77e, insulates the amplified modulated signal MS from thepower line 4 side by thepulse transformer 77d, and sets the impedance of the primary side circuit and the secondary side power line. A matching with the impedance is performed, and a transmission signal RS is output. A high-pass filter composed of a time constant based on the capacitance value of thecapacitor 77e and the combined impedance of thepulse transformer 77d and the primary side line is configured. In other words, the capacitance value and the combined impedance are set to a value that sufficiently attenuates the 50 Hz or 60 Hz commercial frequency component of the AC 100 V with respect to the primary side of thepulse transformer 77d, thereby preventing the 50 Hz or 60 Hz commercial frequency component from being mixed. I do. Then, the power line I /F unit 77 outputs the transmission signal RS to thepower line 4 from the power plug.
[0049]
Next, the configuration of the 1PPSsignal receiving device 8 will be specifically described with reference to FIGS. FIG. 8 is a configuration diagram of the 1PPS signal receiving device. FIG. 9 is a configuration diagram of the power line I / F unit of FIG. FIG. 10 is a configuration diagram of the ASK synchronous demodulator and the carrier recovery DPLL circuit of FIG. FIG. 11 is a configuration diagram of the matched filter of FIG. FIG. 12 is a configuration diagram of the peak detector of FIG. FIG. 13 is a configuration diagram of the NRZI decoder of FIG. 14A and 14B show signals in the 1PPS signal receiving apparatus of FIG. 8, in which (a) is a spreading code, (b) is a bipolar demodulated signal, (c) is a matched filter signal, and (d) is a demodulated signal. (E) is a demodulated time signal.
[0050]
The 1PPSsignal receiving device 8 includes a power line I /F unit 80 as a receiving unit, a carrier recovery DPLL [Digital Phase Locked Loop]circuit 81 as a synchronous wave generating unit, an ASKsynchronous demodulator 82 as a demodulating and multiplying unit, a waveform shaping filter. 83, aGOLD code generator 84 as code generation means, a matchedfilter 85 as cross-correlation means, apeak detector 86 as maximum position detection means, adata decision unit 87, and anNRZI decoder 88. As the demodulation means, a carrierreproduction DPLL circuit 81 and an ASKsynchronous demodulator 82 correspond. AGOLD code generator 84, a matchedfilter 85, apeak detector 86, and adata discriminator 87 correspond to the despreading means.
[0051]
The power line I /F unit 80 is an interface unit that converts the transmission signal RS carried by thepower line 4 into a modulation signal MS. The power line I /F unit 80 receives the transmission signal RS carried on thepower line 4 by a power plug. Then, in the power line I /F section 80, as shown in FIG. 9, the DC component of the transmission signal RS is cut by thecapacitors 80a and 80c, and the transmission signal RS is insulated from thepower line 4 side by thepulse transformer 80b and the impedance of the primary side power line is reduced. Match with the secondary circuit. A high-pass filter is formed by the capacitance of thecapacitor 80a, the combined impedance of thepulse transformer 80b and the primary side. In other words, the capacitance and the combined impedance are set to a value that sufficiently attenuates the 50 Hz or 60 Hz commercial frequency component of the AC 100 V with respect to the secondary side of thepulse transformer 80b, thereby preventing the 50 Hz or 60 Hz commercial frequency component from being mixed. I do. Further, in the power line I /F section 80, after filtering is performed by the unchainedfilter 80d, the signal is converted into a digital signal by the A /D converter 80e, and the modulated signal MS is output. The sampling frequency of the A /D converter 80e is 24 kHz. Theunchained filter 80d is a low-pass filter that removes frequencies higher than １ ／ of the sampling frequency 24 kHz (that is, 12 kHz or more). Incidentally, a frequency higher than 1/2 of the sampling frequency becomes aliasing noise and adversely affects the system.
[0052]
The carrierreproduction DPLL circuit 81 generates a synchronous wave SW consisting of a sine wave accurately synchronized with the carrier CW of the modulation signal MS. To this end, as shown in FIG. 10, the carrierreproduction DPLL circuit 81 includes a variable phase controlsine wave generator 81a, amultiplier 81b, afirst integrator 81c, asecond integrator 81d, and a 90 °phase shifter 81e. ing. The variable phase controlsine wave generator 81a generates a variable phase wave having the same carrier frequency (6 kHz) as the carrier wave CW and having a changed phase. Themultiplier 81b multiplies the modulation signal MS by the variable phase wave from the variable phase controlsine wave generator 81a. Thefirst integrator 81c integrates the multiplied output from themultiplier 81b for a certain period, and resets it after a certain period. Thesecond integrator 81d integrates the integration output from thefirst integrator 81d, and resets when the phase of the variable phase wave is changed by the variable phase controlsine wave generator 81a. By the integration by the twointegrators 81c and 81d, an integrated output corresponding to the phase difference between the carrier CW component included in the modulation signal MS and the variable phase wave from the variable phase controlsine wave generator 81a is obtained. Since other frequency components included in the signal MS are canceled by the two integrations, the other frequency components hardly appear as an integrated output. Thus, the twointegrators 81c and 81d also function as a kind of low-pass filter, and remove noise received on thepower line 4. Further, the variable phase controlsine wave generator 81a takes in the integrated output of thesecond integrator 81d, changes the phase of the variable phase wave so that the integrated output becomes the minimum value, and performs feedback control of the phase of the variable phase wave. I do. Incidentally, when the phase difference between the carrier CW component included in the modulation signal MS and the variable phase wave is 90 ° or 270 °, the integrated output becomes minimum. The 90 °phase shifter 81e shifts the phase of the variable phase wave generated by the variable phase controlsine wave generator 81a when the integrated output of thesecond integrator 81d reaches the minimum value by 90 °. The variable phase wave shifted by 90 ° is output as the synchronization wave SW. The synchronous wave SW has the same phase or the opposite phase as the carrier CW component included in the signal MS, and synchronous detection is possible. In the case of the opposite phase, the polarity is inverted after ASK demodulation, but the correct polarity is obtained by theNRZI decoder 88.
[0053]
FIG. 17 shows an example of the integrated output of each of theintegrators 81c and 81d when the feedback control is performed in the carrierregeneration DPLL circuit 81. In FIG. 17, the horizontal axis represents time (1/24000 seconds), the vertical axis represents phase error (integrated output), the frequency shift between the 1PPS signal transmitting apparatus and the 1PPS signal receiving apparatus is 100 ppm, and the solid line is The time change of the integrated output of thefirst integrator 81c is shown, and the broken line shows the time change of the integrated output of thesecond integrator 81d. As can be seen from FIG. 17, the integrated output of thefirst integrator 81c and the integrated output of thesecond integrator 81d have a phase difference of 90 between the phase of the variable phase wave and the phase of the carrier CW component of the modulation signal MS by feedback control. ° or 270 °, and converges to 0.
[0054]
FIG. 18 shows an example of the integrated output of each of theintegrators 81c and 81d when the feedback control in the carrierregeneration DPLL circuit 81 is not performed. In FIG. 18, the horizontal axis represents time (250 μsec), the vertical axis represents phase error (integrated output), and FIG. 18A shows a case where the frequency shift between the 1PPS signal transmitting apparatus and the 1PPS signal receiving apparatus is +100 ppm. b) shows the case where the frequency shift is -100 ppm, the solid line shows the time change of the integrated output of thefirst integrator 81c, and the broken line shows the time change of the integrated output of thesecond integrator 81d. As can be seen from FIG. 18, since the integrated output of thefirst integrator 81c and the integrated output of thesecond integrator 81d are not subjected to feedback control, they periodically change sinusoidally without converging to zero. Incidentally, when the carrier frequency is 6 kHz and the phase shift is 100 ppm, the time required for shifting one cycle is 1.667 seconds (= 1/6000 × 100 × 10^-6 ), The sinusoidally changing integrated output also has a period of 1.667 seconds.
[0055]
The ASKsynchronous demodulator 82 ASK demodulates the modulated signal MS by synchronous detection. As shown in FIG. 10, the ASKsynchronous demodulator 82 includes a multiplier, multiplies the modulated signal MS by the synchronous wave SW from the 90 °phase shifter 81e, and outputs a bipolar spread signal BSS (FIG. b)).
[0056]
Thewaveform shaping filter 83 is a low-pass filter, and removes unnecessary frequency components from the bipolar spread signal BSS so that adjacent bits in the bipolar spread signal BSS do not interfere with each other.
[0057]
FIG. 19 shows an example of the bipolar spread signal BSS output from thewaveform shaping filter 83. FIG. 19 shows the time (1/24000 seconds) on the horizontal axis and the amplitude on the vertical axis, and (a) shows the output signal from thewaveform shaping filter 83 when the feedback control is performed in the carrierreproduction DPLL circuit 81; (B) is an output signal from thewaveform filter 83 when the feedback control is not performed in the carrierreproduction DPLL circuit 81. In the case of (a), the modulation signal MS (broken line) is also shown, and the output signal (bipolar spread signal BSS) (solid line) from thewaveform shaping filter 83 is inverted in polarity with respect to the modulation signal MS and has a DC component. However, the modulation signal MS is normally demodulated. In the case of (b), the amplitude of the output signal (solid line) from thewaveform shaping filter 83 fluctuates, and the modulated signal MS is not normally demodulated.
[0058]
TheGOLD code generator 84 is a generator similar to theGOLD code generator 77 of the 1PPSsignal transmission device 7, and generates a GOLD sequence spreading code SC (see FIG. 14A).
[0059]
The matchedfilter 85 calculates a cross-correlation value by performing convolution integration of the bipolar spread signal BSS and the spread code SC for one cycle (1023 bits), and shifts the cross-correlation value by one bit of the bipolar spread signal BSS. And a FIR [Finite Impulse Response] type filter which is sequentially calculated. Therefore, as shown in FIG. 11, the matchedfilter 85 includescode pattern registers 85a, 1022 1-bit delay units 85b,..., 1023multipliers 85c,. ... Thecode pattern register 85a holds the spread code SC generated by theGOLD code generator 84 as a filter coefficient. Are serially connected, and sequentially delay data for each bit from the bipolar spread signal BSS or data output from the upstream 1-bit delay units 85b,. Let it. Themultipliers 85c,... Hold the data for each bit from the bipolar spread signal BSS or the data for each bit output from the 1-bit delay units 85b,. Each data is multiplied by 1023 bits. Are serially connected, and sequentially add the multiplied values from themultipliers 85c,... And the added values from theupstream adders 85d,. Therefore, the addition value of the mostdownstream adder 85d is obtained by adding all 1023 multiplication values obtained by multiplying each data of each 1023 bits of the bipolar spread signal BSS by each data of each bit of the spreading code SC. This is a cross-correlation value. Then, the matchedfilter 85 outputs a cross-correlation value every time data for each bit of the bipolar spread signal BSS is input.
[0060]
The cross-correlation value when the 1023-bit data of the bipolar spread signal BSS and the spreading code SW are synchronized (that is, when the two code patterns match) is equal to the cross-correlation value when the synchronization is not obtained. When compared, they become extremely large and appear as peak values. When the cross-correlation value is calculated by shifting by one bit, one of the 1023 cross-correlation values for one cycle indicates its peak value. FIG. 14C shows a matched filter signal MFS indicating a time change of the cross-correlation value, and a peak value appears every one cycle (1023 bits). The position where the peak value appears is the rising position of the pulse of the 1PPS signal PS (see FIG. 14D), and the polarity of the peak value indicates 1 or 0 of the time signal TS.
[0061]
FIG. 20 shows an example of the matched filter signal MFS output from the matchedfilter 85. In FIG. 20, the horizontal axis represents time (1/2000 second) and the vertical axis represents amplitude, and shows the matched filter signal MFS. It can be seen that the peak value appears on the plus side or the minus side at regular intervals. Incidentally, 60 peak values appear in one minute.
[0062]
Thepeak detector 86 detects a position (synchronous position) where the cross-correlation value of the matched filter signal MFS output from the matchedfilter 85 shows a peak. As shown in FIG. 12, thepeak detector 86 includes anabsolute value unit 86a, a 1-bit delay unit 86b, acomparator 86c, aselector 86d, alatch 86e, aselector 86f, alatch 86g, adown counter 86h, aselector 86i, and acomparator 86j. It has. Theabsolute value device 86a converts the data (one sample data) for each bit of the input matched filter signal MFS into an absolute value. The one-bit delay unit 86b delays the absolute value from theabsolute value unit 86a by one bit. Then, thecomparator 86c compares the absolute value (current sample data) from theabsolute value device 86a with the delayed absolute value (previous sample data) from the 1-bit delay device 86b, and calculates a larger value from the two absolute values. The absolute value of the other. When the larger absolute value determined by thecomparator 86c is the current sample data, theselector 86d selects data for each bit of the matched filter signal MFS input this time and stores the data. If the larger absolute value determined at 86c is the previous sample data, the stored data is selected. Thelatch 86e stores the data selected by theselector 86d, and resets the stored data when the count value Q from thedown counter 86h is 0 (that is, every fixed period [every 1022 or 1024 samples]). Therefore, thelatch 86e stores the data of the peak value at regular intervals until thelatch 86e is reset. Theselector 86f operates at the same timing as theselector 86d. When the larger absolute value determined by thecomparator 86c is the current sample data, the current count value Q in thedown counter 86h is selected and the count value Q When the larger absolute value determined by thecomparator 86c is the previous sample data, the stored count value Q is selected. Thelatch 86g operates at the same timing as thelatch 86e, stores the count value Q selected by theselector 86f, and resets the stored count value Q when the count value Q from thedown counter 86h is 0. Therefore, thelatch 86g stores a count value Q that gives a peak value at regular intervals until resetting. Thedown counter 86h is a counter that determines the cycle for detecting the peak, and one cycle changes to 1022 or 1024 according to the set value LD from theselector 86j. Originally, one cycle is 1023, but one cycle is counted as 1022 or 1024. One cycle is changed in this way, for example, when the first peak position is 100, and one cycle is 1023, when the peak is detected every 1023 counts, the peak position always becomes 100. I will. However, if peak detection is performed every 1022 counts, the next detected peak position is increased by 1 to 101. Conversely, if peak detection is performed every 1024 counts, the next detected peak position is reduced by 1 to 99. In other words, the peak position can be moved by counting 1022 or 1024 instead of 1023. Thedown counter 86h counts based on the sample clock, outputs a count value Q, and resets it to 0 every time it counts 1022 or 1024. The sample clock is a timing at which data of each bit of the matched filter signal MFS is input. In theselector 86i, in order to change the cycle of thedown counter 86h, if the peak position is larger than 511, 1024 is selected by thecomparator 86j, and if not, 1022 is selected, and the selected value is set to the set value LD. To thedown counter 86h. This output is performed when the count value Q of thedown counter 86h is 0. Thecomparator 86j compares 511 (an intermediate value of one cycle) with the peak position stored in thelatch 86g, and determines whether the peak position is larger than 511. Here, when it is determined that the peak position is large, the cycle of the peak detection is increased (1024) to control the peak position to be small, and when it is determined that the peak position is not large, the cycle of the peak detection is reduced (1022). ) To control the peak position to be large. In other words, thepeak detector 86 compares the current sample data with the previous sample data for each of the sample data of 1022 or 1024 and determines the largest sample data (peak value) and the count value Q (peak position) at that time. Remember. Further, thepeak detector 86 changes the operation cycle to 1022 or 1024 so that the count value at the peak position converges to 511. This peak position (synchronous position) becomes the rising position of the pulse of the 1PPS signal PS (see FIGS. 14C and 14D).
[0063]
FIG. 21 shows a temporal change of the peak position detected by thepeak detector 86. FIG. 21 shows that the horizontal axis is time (1 / 1.955 seconds) and the vertical axis is the peak position. As time passes, the peak position gradually approaches 511 and is finally fixed at 511. I understand. As described above, thepeak detector 86 controls the peak position (count value) to be 511, thereby preventing the peak position from fluctuating between 0 and 1023 near the boundary of one cycle. ing.
[0064]
The data determiner 87 determines the polarity of the data at the peak position in the matched filter signal MFS for each cycle. When the polarity is positive, the value of the time signal TS is 1, and when the polarity is negative, the value of the time signal TS is 0 (see FIGS. 14C and 14E).
[0065]
As described above, by detecting the position and the polarity of the peak in the matched filter signal MFS composed of the cross-correlation value calculated by the matchedfilter 85, the rise of each pulse of the 1PPS signal PS transmitted from the 1PPSsignal transmitting device 7 The position and the value of 1 or 0 (1 or 0 of the time signal TS) set for each pulse of the 1PPS signal PS are specified. Based on this specification, thedata decision unit 87 reproduces and outputs the 1PPS signal PS and the time signal TS.
[0066]
TheNRZI decoder 88 is a decoder that decodes the encoded data in theNRZI encoder 70 of the 1PPSsignal transmission device 7, and outputs a combined 1PPS signal PS and time signal RS. As shown in FIG. 13, theNRZI decoder 88 includes anEOR circuit 88a and a one-bit delay unit 88b. TheEOR circuit 88a receives the data for each bit of the 1PPS signal PS from thedata decision unit 87 and the output data of the 1-bit delay unit 70b. The 1-bit delay unit 88b receives the data for each bit of the 1PPS signal signal PS from thedata decision unit 87, delays the data by 1 bit, and inputs the data to theEOR circuit 88a.
[0067]
With the above processing, the 1PPSsignal receiving device 8 reproduces the 1PPS signal PS from GPS and the time signal RS from the transmission signal RS (see FIGS. 14D and 14E).
[0068]
The operation of thereference time system 1 will be described with reference to FIGS.
[0069]
In theGPS receiver 2, a signal from a GPS satellite is always received by theantenna 2a. The 1PPS signal PS (time signal TS) of the signals received by theGPS receiver 2 is input to the 1PPSsignal transmission device 7 in the GPS receiver 2 (see FIGS. 6A and 6B).
[0070]
The 1PPSsignal transmission device 7 performs NRZI encoding on the input 1PPS signal PS. Further, the 1PPSsignal transmitting apparatus 7 generates a GOLD sequence spreading code SC. Then, the 1PPSsignal transmitting device 7 multiplies the NRZI-encoded 1PPS signal PS and the spread code SC in synchronization with the rising edge of each pulse of the 1PPS signal PS, and performs spread spectrum modulation of the 1PPS signal PS every cycle. And outputs a spread signal SS (see FIG. 6C).
[0071]
After the spread spectrum, the 1PPSsignal transmitting device 7 makes the spread signal SS composed of 0 and 1 double flow (polarized) and outputs a bipolar spread signal BSS composed of 1 and -1 (see FIG. 6D). After the double flow, the1PPS signal transmitter 7 removes extra frequency components from the bipolar spread signal BSS.
[0072]
Further, the 1PPSsignal transmitting device 7 generates a carrier wave CW having a carrier frequency of 6 kHz and consisting of a sine wave. Then, the 1PPSsignal transmitting apparatus 7 ASK modulates the bipolar spread signal BSS, places it on the carrier CW, and outputs a modulated signal MS.
[0073]
After digitally modulating the 1PPS signal PS, the 1PPSsignal transmitting device 7 converts the modulated signal MS of the digital signal into an analog signal for output to thepower line 4, amplifies the power, and then transmits the transmission signal from a power plug through an outlet. The RS is output to thepower line 4.
[0074]
The transmission signal RS is carried by thepower line 4 and received by the reference time server 3 (1PPS signal receiving device 8) from a power plug via an outlet.
[0075]
After the reception, the 1PPSsignal receiving device 8 converts the transmission signal RS composed of an analog signal into a digital signal to obtain a modulated signal MS composed of a digital signal.
[0076]
The 1PPSsignal receiving device 8 generates a synchronous wave SW synchronized with the carrier CW of the modulation signal MS by feedback control by the DPLL. Then, the 1PPSsignal receiving device 8 multiplies the modulation signal MS by the synchronization wave SW, ASK-demodulates the modulation signal MS, and outputs a bipolar spread signal BSS (see FIG. 14B). After demodulation, the1PPS signal receiver 8 removes extra frequency components from the bipolar spread signal BSS.
[0077]
Subsequently, the 1PPSsignal receiving device 8 generates a spreading code SC of the GOLD sequence (see FIG. 14A). The 1PPSsignal receiving device 8 performs convolution integration of the bipolar spread signal BSS and the spread code SC for one cycle (1023 bits) to calculate a cross-correlation value, and shifts by one bit to sequentially calculate the cross-correlation value. The matched filter signal MFS including the correlation value is output (see FIG. 14C).
[0078]
Further, the 1PPSsignal receiving device 8 detects the position (synchronous position) and polarity of the peak value in the matched filter signal MFS. Then, the 1PPSsignal receiving device 8 reproduces the 1PPS signal PS and the time signal TS based on the position and polarity of the peak value (see FIGS. 14D and 14E).
[0079]
Further, the 1PPSsignal receiving device 8 performs NRZI decoding on the reproduced 1PPS signal PS and time signal TS.
[0080]
Thereference time server 3 generates an accurate time based on the 1PPS signal PS and the time signal TS, and distributes the time to a computer connected to a LAN (not shown).
[0081]
Here, a case will be described in which the transmission signal RS being carried on thepower line 4 has noise. Since various electric devices are connected to thepower line 4, various noises such as noise from an inverter of a fluorescent lamp are mixed in thepower line 4. An example of the noise is shown in FIG. FIG. 22A shows an example of a Gaussian noise histogram in which the horizontal axis represents the instantaneous value of noise and the vertical axis represents the frequency of appearance of noise. This histogram has a substantially Gaussian distribution. FIG. 22B illustrates an example of the transmission signal RS1 output from the 1PPSsignal transmission device 7 to thepower line 4 with the horizontal axis representing time (1/24000 seconds) and the vertical axis representing amplitude. When the Gaussian noise shown in FIG. 22A is applied to the transmission signal RS1 shown in FIG. 22B at SNR [Signal to Noise Ratio] = − 10 dB, the transmission signal RS2 shown in FIG. Become. As can be seen from FIG. 22 (c), the transmission signal RS2 has a larger amplitude and a considerably distorted waveform than the transmission signal RS1 which is the original signal. FIG. 22D shows a frequency spectrum FS1 of the transmission signal RS1 and a frequency spectrum FS2 of the transmission signal RS2 with noise. When SNR = −10 dB, the frequency spectrum FS1 of the transmission signal RS1, which is the original signal, is buried in the noise component of the frequency spectrum FS2 except for the carrier frequency (6 kHz) component.
[0082]
However, even if the transmission signal RS being carried on thepower line 4 is noisy as described above, the 1PPSsignal transmission device 7 outputs the transmission signal RS that has been subjected to spread spectrum modulation, and the 1PPS signal reception. In thedevice 8, since the carrierreproduction DPLL circuit 81 performs the integration twice, it has resistance to noise. In particular, since the maximum spreading code length is 1023 bits within the range of the Radio Law, a high gain can be obtained. Therefore, the 1PPSsignal receiving device 8 can almost eliminate the noise on thepower line 4 and can reproduce the 1PPS signal PS.
[0083]
FIG. 23 shows an example of a bit error rate characteristic when Gaussian noise is superimposed on the transmission signal RS carrying thepower line 4. 23, the horizontal axis represents the SNR, the vertical axis represents the bit error rate, (a) shows the case where the frequency shift between the 1PPS signal transmitting apparatus and the 1PPS signal receiving apparatus is 0 ppm, and (b) shows the case where the frequency shift is +100 ppm. Is the case. As can be seen from FIG. 23, when the SNR is around -18 dB and the bit error rate is 10^-3 It is as follows. Therefore, the 1PPSsignal receiving device 8 can sufficiently reproduce the 1PPS signal PS if the fluctuation of the frequency is about ± 100 ppm.
[0084]
According to the 1PPSsignal transport system 6, the 1PPS signal PS (time signal TS) from the GPS satellite is subjected to the primary modulation by the spread spectrum modulation and the secondary modulation by the ASK modulation, so that thepower line 4 can transport the 1PPS signal PS. Therefore, theGPS receiver 2 can be installed outdoors with good reception sensitivity, and thereference time server 3 can be installed at any location regardless of the installation location of theGPS receiver 2.
[0085]
Further, according to the 1PPSsignal carrier system 6, by setting the code length of the spread code SC to 1023 bits and the carrier frequency of the carrier CW to 6 kHz, the occupied frequency band of the modulation signal MS is set to a range from 4 kHz to 8 kHz, The transmission signal RS can be output to thepower line 4 within the range of the Radio Law. In particular, since the maximum code length is 1023 within the range of the Radio Law, a high gain can be obtained. Therefore, in the 1PPSsignal carrier system 6, the signal is carried on thepower line 4 which is not good as a noise environment. However, since the spread spectrum modulation is performed based on the spread code having the longest possible code length, the 1PPS signal is excellent in noise resistance. The 1PPS signal PS can be reproduced by the receivingdevice 8.
[0086]
Further, according to the 1PPSsignal carrier system 6, since the carrier signal CW component is directly included in the modulated signal MS by performing the ASK modulation, the demodulation is performed by adjusting only the phase with the modulated signal MS in the ASK demodulation. For example, it has a simple circuit configuration that only changes the phase. Further, according to the 1PPSsignal carrier system 6, since a kind of low-pass filter is formed by performing the integration twice in the ASK demodulation, it is possible to remove the frequency noise component unrelated to the phase detection.
[0087]
Further, according to the 1PPSsignal transmission system 6, since the peak position is controlled so as to converge to the intermediate value (511) of the counter in the peak detection of the cross-correlation value, the peak position becomes 0 and the maximum count value ( 1023) does not fluctuate violently.
[0088]
As described above, the embodiments according to the present invention have been described, but the present invention is not limited to the above embodiments, but may be embodied in various forms.
For example, although the present embodiment has been applied to the case where the reference time server uses the 1PPS signal, the present invention is also applicable to the case where the reference time server is used for other purposes such as a radio clock.
Further, although the present embodiment is applied to the case where the GPS 1PPS signal is carried on the power line, the present invention is also applicable to the case where another time synchronization signal such as a JJY time synchronization signal is carried on the power line.
In the present embodiment, a power line that supplies AC 100 V is applied, but another power line such as a power line that supplies AC 200 V may be applied.
Further, in the present embodiment, a signal of one channel is transmitted by the power line, but a number of channels may be multiplexed and transmitted by the CDMA method.
Also, in the present embodiment, ASK modulation is performed as secondary modulation, but another modulation method such as FSK modulation or PSK modulation may be used.
In the present embodiment, the peak detection is controlled so as to be the intermediate value (511) of the cycle counter. However, the cycle counter need not fluctuate between 0 and the maximum counter value (1023). May be controlled to be any value of 2 to 1021.
[0089]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the time synchronization signal received by the receiver can be carried by the power line, the time synchronization signal can be used without being restricted by the installation location of the receiver.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a basic time system according to the present embodiment.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram of a 1PPS signal transport system according to the present embodiment.
FIG. 3 is a configuration diagram of the 1PPS signal transmission device of FIG. 2;
FIG. 4 is a configuration diagram of the NRZI encoder of FIG. 3;
FIG. 5 is a configuration diagram of the ASK modulator of FIG. 3;
6A and 6B are signals in the 1PPS signal transmitting apparatus of FIG. 3, wherein FIG. 6A is a 1PPS signal, FIG. 6B is a time signal, FIG. 6C is a spread signal, and FIG. 6D is a bipolar spread signal. It is.
FIG. 7 is a configuration diagram of a power line I / F unit in FIG. 3;
FIG. 8 is a configuration diagram of the 1PPS signal receiving apparatus of FIG. 2;
9 is a configuration diagram of a power line I / F unit in FIG.
FIG. 10 is a configuration diagram of an ASK synchronous demodulator and a carrier recovery DPLL circuit of FIG. 8;
FIG. 11 is a configuration diagram of the matched filter of FIG. 8;
FIG. 12 is a configuration diagram of the peak detector of FIG. 8;
FIG. 13 is a configuration diagram of the NRZI decoder of FIG. 8;
14 is a signal in the 1PPS signal receiving apparatus of FIG. 8, (a) is a spreading code, (b) is a bipolar spread signal, (c) is a matched filter signal, and (d) is a demodulated signal. (E) is a demodulated time signal.
15 shows an example of a bipolar spread signal input to the ASK modulator shown in FIG. 3, wherein (a) shows a signal waveform and (b) shows a frequency spectrum.
16 is an example of a modulation signal output from the ASK modulator of FIG. 3, in which (a) shows a signal waveform and (b) shows a frequency spectrum.
17 is an example of an integrated output of each integrator when performing feedback control in the carrier regeneration DPLL circuit of FIG. 10;
18A and 18B are examples of output waveforms of each integrator when feedback control is not performed in the carrier regeneration DPLL circuit of FIG. 10; FIG. 18A shows a case where the frequency shift is +100 ppm; Is -100 ppm.
19A and 19B are examples of output waveforms of the waveform shaping filter of FIG. 10, wherein FIG. 19A shows a case where feedback control is performed in a carrier reproduction DPLL circuit, and FIG. Is the case.
FIG. 20 is an example of an output waveform of the matched filter of FIG. 10;
FIG. 21 is an example of a graph showing peak positions detected by the peak detector of FIG.
FIG. 22 is an example showing a transmission signal and noise being carried on the power line, where (a) is a histogram of Gaussian noise, (b) is a waveform of the transmission signal transmitted to the power line, and (c) ) Shows the waveform of the transmission signal when the Gaussian noise of (a) is added to the transmission signal of (b), and (d) shows the transmission signal with the transmission signal of (b) and the noise of (c). It is a frequency spectrum with a signal.
23A and 23B are examples of bit error rate characteristics when Gaussian noise is superimposed on a transmission signal carrying a power line, where FIG. 23A shows a case where the frequency shift is 0 ppm, and FIG. It is the case of +100 ppm.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OFSYMBOLS 1 ... Reference time system, 2 ... GPS receiver, 2a ... Antenna, 3 ... Reference time server, 3a ... LAN, 4 ... Power line, 5 ... Substation equipment, 6 ... 1PPS signal carrier system, 7 ... 1PPS signal receiver, 7a ... Spread code generator, 7b ... SS modulator, 7c ... Carrier signal generator, 7d ... ASK modulator, 8 ... 1PPS signal receiver, 8a ... ASK demodulator, 8b ... Timing detection signal generator, 8c ... Spread code Generator, 8d: SS demodulator, 70: NRZI encoder, 70a: EOR circuit, 70b: 1-bit delay unit, 71: GOLD code generator, 72: Multiplier, 73: Signal double-current generator, 74: Waveform Shaping filter, 75: Carrier signal generator, 76: ASK modulator, 76a: Multiplier, 76b: Adder, 77: Power line I / F unit, 77a: D / A converter, 77b:Power amplification 77c, 77e: capacitor, 77d: pulse transformer, 80: power line I / F section, 80a, 80c: capacitor, 80b: pulse transformer, 80d: unchained filter, 80e: A / D converter, 81: carrier reproduction DPLL Circuit, 81a: variable phase control sine wave generator, 81b: multiplier, 81c: first integrator, 81d: second integrator, 81e: 90 ° phase shifter, 82: ASK synchronous demodulator, 83: waveform shaping Filter: 84 GOLD code generator, 85: Matched filter, 85a: Code pattern register, 85b: 1-bit delay unit, 85c: Multiplier, 85d: Adder, 86: Peak detector, 86a: Absolute value unit, 86b ... 1-bit delay devices, 86c, 86j ... comparators, 86d, 86f, 86i ... selectors, 86e, 86g ... latches, 86 h: down counter, 87: data decision unit, 88: NRZI decoder, 88a: EOR circuit, 88b: one-bit delay unit

Claims (9)

Translated fromJapanese

受信機で受信した時刻同期信号を送信する時刻同期信号送信装置であって、
前記時刻同期信号を拡散符号に基づいてスペクトラム拡散変調し、拡散信号を出力するスペクトラム拡散変調手段と、
前記拡散信号を変調して搬送波に載せ、変調信号を出力する搬送波変調手段と、
前記変調信号を電力線に出力する送信手段と
を備えることを特徴とする時刻同期信号送信装置。A time synchronization signal transmitting device for transmitting a time synchronization signal received by a receiver,
Spread spectrum modulation of the time synchronization signal based on a spread code, spread spectrum modulation means for outputting a spread signal,
Carrier modulation means for modulating the spread signal and mounting it on a carrier, and outputting a modulated signal,
A transmission unit that outputs the modulated signal to a power line.前記搬送波変調手段は、前記拡散信号に対応させて前記搬送波の振幅を変化させることを特徴とする請求項１に記載する時刻同期信号送信装置。2. The time synchronization signal transmitting apparatus according to claim 1, wherein the carrier modulating means changes the amplitude of the carrier in accordance with the spread signal.前記変調信号の占有周波数帯域を９ｋＨｚ以下とすることを特徴とする請求項１又は２に記載する時刻同期信号送信装置。3. The time synchronization signal transmitting apparatus according to claim 1, wherein an occupied frequency band of the modulation signal is 9 kHz or less.時刻同期信号の情報を含む変調信号を受信し、該変調信号を復調して時刻同期信号を抽出する時刻同期信号受信装置であって、
前記変調信号を電力線から受信する受信手段と、
前記変調信号を復調し、搬送波から拡散信号を抽出する復調手段と、
前記拡散信号を拡散符号に基づいてスペクトラム逆拡散し、時刻同期信号を抽出する逆拡散手段と
を備えることを特徴とする時刻同期信号受信装置。A time synchronization signal receiving apparatus for receiving a modulation signal including information of a time synchronization signal, demodulating the modulation signal and extracting a time synchronization signal,
Receiving means for receiving the modulated signal from a power line,
Demodulation means for demodulating the modulated signal and extracting a spread signal from a carrier wave,
A time synchronizing signal receiving device comprising: a despreading means for despreading the spread signal based on a spreading code and extracting a time synchronizing signal.前記復調手段は、
前記変調信号の搬送波の位相と同相又は逆相の同期波を発生する同期波発生手段と、
前記変調信号と前記同期波発生手段で発生した同期波とを乗算する復調乗算手段と
を備えることを特徴とする請求項４に記載する時刻同期信号受信装置。The demodulation means,
Synchronous wave generating means for generating a synchronous wave of the same phase or opposite phase to the phase of the carrier of the modulation signal,
5. The time synchronization signal receiving apparatus according to claim 4, further comprising a demodulation and multiplication unit that multiplies the modulation signal by a synchronization wave generated by the synchronization wave generation unit.前記同期波発生手段は、
任意の位相に変化させた可変位相波を発生する可変位相波発生手段と、
前記変調信号と前記可変位相波発生手段で発生した可変位相波とを乗算する可変位相波乗算手段と、
前記可変位相波乗算手段の乗算出力を積分する第１積分手段と、
前記第１積分手段の出力を積分する第２積分手段と、
前記可変位相波発生手段で発生した可変位相波の位相を９０°変化させる位相変化手段と
を備え、
前記可変位相波発生手段は、前記第２積分手段の出力が最小となるように可変位相波の位相を変化させ、
前記位相変化手段は、前記第２積分手段の出力が最小となったときの可変位相波の位相を９０°変化させ、該位相を９０°変化させた可変位相波を前記同期波として前記復調乗算手段に出力すること
を特徴とする請求項５に記載する時刻同期信号受信装置。The synchronous wave generating means,
Variable phase wave generating means for generating a variable phase wave changed to an arbitrary phase,
Variable phase wave multiplying means for multiplying the modulation signal and the variable phase wave generated by the variable phase wave generating means,
First integration means for integrating the multiplication output of the variable phase wave multiplication means,
Second integration means for integrating the output of the first integration means,
Phase changing means for changing the phase of the variable phase wave generated by the variable phase wave generating means by 90 °,
The variable phase wave generating means changes the phase of the variable phase wave so that the output of the second integration means is minimized,
The phase change means changes the phase of the variable phase wave when the output of the second integration means is minimized by 90 °, and uses the variable phase wave whose phase is changed by 90 ° as the synchronization wave as the synchronous wave. The time synchronization signal receiving apparatus according to claim 5, wherein the time synchronization signal is output to a means.前記逆拡散手段は、
前記拡散符号を発生する符号発生手段と、
前記拡散信号おける拡散符号の１周期分と前記符号発生手段で発生した拡散符号とを１ビット毎に乗算し、該１ビット毎の乗算値を１周期分加算して相互相関値を算出する演算を、前記拡散信号を１ビットづつシフトして実行し、相互相関値を順次出力する相互相関手段と、
前記相互相関手段で算出した１周期分の相互相関値の最大値の位置を検出する最大位置検出手段と
を備えることを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載する時刻同期信号受信装置。The despreading means,
Code generation means for generating the spread code;
An operation of multiplying one cycle of a spread code in the spread signal by a spread code generated by the code generating means for each bit, and adding the multiplied value for each bit for one cycle to calculate a cross-correlation value. Cross-correlation means for executing the spread signal by shifting one bit at a time, and sequentially outputting a cross-correlation value;
The time synchronization signal according to any one of claims 4 to 6, further comprising: maximum position detection means for detecting a position of a maximum value of the cross-correlation value for one cycle calculated by the cross-correlation means. Receiver.前記最大位置検出手段では、前記最大値を示す位置を拡散符号の１周期の境界から少なくとも２ビット中間よりの位置になるように制御することを特徴とする請求項７に記載する時刻同期信号受信装置。8. The time synchronization signal receiving apparatus according to claim 7, wherein the maximum position detecting means controls the position indicating the maximum value to be at least two bits from the boundary of one cycle of the spread code. apparatus.受信機で受信した時刻同期信号を搬送する時刻同期信号搬送システムであって、
前記時刻同期信号を変調し、変調信号を送信する請求項１〜３のいずれか１項に記載の時刻同期信号送信装置と、
前記時刻同期信号送信装置から送信された変調信号を搬送する電力線と、
前記電力線から変調信号を受信し、前記変調信号から前記時刻同期信号を抽出する請求項４〜８のいずれか１項に記載の時刻同期信号受信装置と
を備えることを特徴とする時刻同期信号搬送システム。A time synchronization signal carrier system that carries a time synchronization signal received by a receiver,
The time synchronization signal transmitting apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the time synchronization signal is modulated, and the modulated signal is transmitted.
A power line that carries the modulated signal transmitted from the time synchronization signal transmitting device,
A time synchronization signal carrier, comprising: a time synchronization signal receiving device according to any one of claims 4 to 8, which receives a modulation signal from the power line and extracts the time synchronization signal from the modulation signal. system.

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