【発明の詳細な説明】 パルス無線周波電子常磁性共鳴による生体内撮像およびオキシメトリ およびＦＴ顕微鏡検査を実施するシステムおよび方法 発明の背景 本発明は、外因性フリー・ラジカルおよび内因性フリー・ラジカルの生体内検出および撮像、酸素の測定および撮像、および他の生物学的用途および生物医学的用途のための高速応答パルス無線周波（ＲＦ）電子常磁性共鳴（ＥＰＲ）分光技法に関する。 主要な重点は、高速回復ゲート前置増幅器および超高速サンプラ／合計器／合計器／プロセッサ・アクセサリと結合した低むだ時間共振器を使用することである。そのような分光計は、狭い線幅を有するフリー・ラジカルを高い解像度で検出し、撮像する場合に有用である。この方法は、変調および飽和による広がりおよび物体運動の人工生成物が問題である既存の持続波（ＣＷ）ＥＰＲ撮像方法に固有の撮像速度および解像度を損なう諸要因を回避する。 また、フーリエ撮像を実施することができ、したがって特殊な狭線フリー・ラジカル・プローブを使用した場合、緩和に基づいてイメージ・コントラストをつくり出すことができる。 放射線療法薬品および化学療法薬品に対する腫瘍の応答は、酸素張力に依存する。したがって、有効な癌療法にとって、腫瘍内の酸素分子の測定は重要である。また、一般的な医学では、卒中または心筋梗塞の場合のように急性であれ、あるいは糖尿病や高脂血症など多数の疾病に関連する末梢管疾病の場合のように慢性であれ、循環系機能不全における虚血性組織の酸素状態の測定は、疾病の評価および治療にとって重要な手段になる。生物系統内の酸素張力を測定する様々な技法が使用できるが、ポーラログラフィ技法は、おそらく医療用途において最も広く使用されている技法であろう。しかしながら、これは、侵襲的な技法である。プローブ電極によって組織が損傷した場合、患者が不快であるだけでなく、測定値の不確実さがもたらされ、特に低い酸素濃度（＜１０ｍｍＨｇ）においてはそうである。 磁気共鳴撮像法（ＭＲＩ）は、非侵襲的な技法として大成功を収めている。フッ素を多量に含む有機化合物に基づくＮＭＲ撮像法は、動物の脳の血液酸素化の研究に使用されている。また、酸素をヘモグロビンに結合させる方法は、人間の脳のＭＲＩにおける酸素化の変化を監視するために使用されている。しかしながら、これらの技法には、日常的な用途のために十分な感度がない。 外来的に管理されたフリー・ラジカルの電子スピンと水の陽子とが結合することによってＮＭＲ信号が強化されることに基づく生体内オキシメトリ（in-vivo oxymetry）用のオーバハウザ磁気共鳴撮像法（ＯＭＲＩ）も試みられている。使用される有機フリー・ラジカルは、ガドリニウムをベースとするコントラスト薬品の場合と同様に水結合用の自由なサイトを所有しておらず、したがって緩和度が低いので、この場合も感度が制限される。しかしながら、ガドリニウムをべースとするコントラスト薬品の緩和時間は、効率的なスピン分極転移のためには短すぎる。一方、ＥＰＲオキシメトリは、フリー・ラジカル・プローブを使用した常磁性酸素分子の直接双極相互作用に基づいているので、酸素測定のためにＭＲＩまたはＯＭＲＩと比較して非常に敏感である。 ＥＰＲは、一般に、マイクロ波周波数（９ＧＨｚ）において実施される。マイクロ波周波数を使用した場合、相当な組織加熱が起こり、残念ながら、組織浸透がかなり制限される。よりよい組織浸透を実現するために低周波数ＥＰＲが試みられている。これらの研究はすべて、（この実験室からの）最後に述べた研究を除いて、持続波（ＣＷ）方法を使用して行われる。 低周波数ＥＰＲは、より大きい生体内組織浸透が得られる可能性を有するが、持続波をベースとする方法においてそれを使用することは、物理的に加えられたボルツマン係数のために感度がないことによってかなり制限される。さらに、ＣＷ方法は大域が制限されるので、ＣＷ方法の場合に行ったような信号平均化による感度向上は有効でない。しかしながら、本明細書に記載するパルスＥＰＲ技法は、非常に短い電子緩和時間をうまく利用して、信号対雑音比を強化する。これは、直ちにパルスＥＰＲ検出および撮像において速度および感度の利点をもたらす。 さらに、ＦＴ方法では、変調を行わないので、真の線幅が得られるが、ＣＷ方法では、限定された変調によって、狭い線の場合、人工産物が生じ、したがって達成できる解像度がかなり制限される。狭線システムを検出し、撮像する際に解像度をかなり制限する他の要因は、電力飽和である。また、生体内研究の場合、ＣＷ方法では、研究中の対象が動くと、困難な問題が生じる。さらに、コントラスト・マッピング用の緩和加重撮像は、主としてパルス方法を使用すれば実施できる。ＣＷ技法に勝るパルス技法のこれらの利点のほとんどは、ＭＲＩにおいて十分に確立されている。 ＥＰＲにパルス技法を使用することには、厳しい制限事項がある。原則として仮想的な「リアル・タイム」撮像をもたらしうる短い緩和時間の極限の利点は、超高速励起およびデータ収集のために最新のエレクトロニクスに難問を提出する。機器のむだ時間（不感時間）問題は、特に低い周波数において、立ち上がり時定数ｔ＝２Ｑ／Ｗ（Ｑは共振器のＱ値、Ｗは搬送波周波数）では、励起後かなりの間隔を置かないと信号を収集することができず、したがって感度の損失をもたらすので非常に深刻になる。 本発明は、これらすべての問題を対象とし、また適切な常磁性薬品を使用したフリー・ラジカルの生体内撮像および酸素の測定および撮像のための無線周波数領域におけるパルスＥＰＲ方法論について概説する。 酸素測定の他に、適切なフリー・ラジカル・プローブを使用して、高速撮像を実施すれば、血管（例えば、心臓および大脳の血管撮像法）を写し出し、その場でまたはスピン・トラップ２１、２２を使用せずに組織の特徴およびフリー・ラジカル代謝中間生成物を研究し、また管理された常磁性コントラスト薬品を使用して、正常組織ならびに疾患組織を撮像することもできる。 本発明は、次の追加の利点を有する。第１に、使用する磁界は、ＭＲＩの場合よりも小さいわずか約１０ミリテスラ程度である。第２に、達成できる感度は、ＯＭＲＩよりもはるかに高い。最後に、感度向上、イメージ解像度および撮像速度およびＴ１およびＴ２加重撮像方法は、ＣＷ無線周波ＥＰＲに比べてはるかに優れている。 発明の概要 本発明の一態様によれば、パルスＥＰＲ ＦＴ撮像／分光システムは、約２００〜４００ＭＨｚの２０〜７０ナノ秒の無線周波励起パルスを形成する励起システムを含んでいる。非常に短い不感時間を有するゲート・データ収集システムは、ＥＰＲ応答信号を発生する。約４〜５マイクロ秒の繰り返し速度を有するパルス・シーケンスをサンプリングし、合計して、高い信号対雑音比を有する信号を得る。 本発明の他の態様によれば、本発明は、適切な狭線酸素敏感フリー・ラジカルと組み合わせて生物系統内の生体内の酸素張力を測定し（Ａｎｄｅｒｓｏｎ，Ｇ．Ｅｈｎｈｏｌｍ，Ｋ．Ｇｏｌｍａｎ，Ｍ．Ｊｕｒｊｇｅｎｓｏｎ，Ｉ．Ｌｅｕｎｂａｃｈ，Ｓ．Ｐｅｔｅｒｓｏｎ，Ｆ．Ｒｉｓｅ，Ｏ．Ｓａｌｏ ａｎｄ Ｓ．Ｖａｈａｓａｌｏ： Ｏｖｅｒｈａｕｓｅ ＭＲ ｉｍａｇｉｎｇ ｗｉｔｈａｇｅｎｔｓ ｗｉｔｈ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｌｉｎｅ ｗｉｄｔｈｓ，Ｒａｄｉｏｌｏｇｙ １７７，２４６（１９９０）； Ｔｒｉａｒｙｌｍｅｔｈｙｌ ｒａｄｉｃａｌｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ｉｎｅｒｔ ｃａｒｂｏｎ ｆｒｅｅ ｒａｄｉｃａｌｓ ｉｎ ＭＲＩ，Ｗｏｒｌｄ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｏｒｇａｎｉｚａｔｉｏｎ，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｒｅａｕ， Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐａｔｅｎｔ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｎ Ａ６１Ｋ ４９／００，Ｃ０７Ｄ，５１９／００，Ｃ０７Ｂ ６１／０２ ／／Ｃ０７Ｄ ４９３／０４，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ，Ｎｏ．ＷＯ ９１／１２０２４，（２２．０８．１９９１）参照）、内因性フリー・ラジカルおよび外因性フリー・ラジカルを検出し、撮像する新規の無線周波ＦＴ ＥＰＲ技法である。Ｑが低く、充填係数が高く、かつ無線周波パルス励起システム（下記参照）に結合された適切な共振器内に配置された研究対象をフリー・ラジカル・プローブの注入を与え、その直後に強い短い無線周波パルスを当てる。酸素に依存するか、または存在するフリー・ラジカルを示すものである無線周波信号の時間応答は、非常に速い収集システムを使用すれば得られる。信号対雑音比は、超高速アベレージャ（下記参照）を使用して、コヒーレント平均化によってちょうど１秒で６０ｄＢの程度まで向上する。３次元の空間解像度は、一組の３軸勾配コイル・システムを使用すれば得られる。 本発明の他の態様によれば、広い帯域幅を励起する場合、圧縮された高パワー・パルスの代わりに、確率的励起または疑似確率的励起を使用し、その後アダマール変換を実施する。こうすると、確率的励起に必要なパワーが従来のパルス技法の場合よりも少なくとも一等級小さくなるので、試料の加熱がかなり防げる。アダマール変換の原理および応用については、十分な文献があり、ＮＭＲ分光法および撮像の文献に説明されている。シフト・レジスタ内で生成された疑似ランダム２進シーケンスによって高周波搬送波を変調し、シーケンスの値を使用して、各サンプリング間隔ｔごとに＋９０°または−９０°だけ高周波位相を変調する。このようにして生成された疑似雑音シーケンスは、所与の数の値の後で周期的に繰り返される。応答の収集および位相循環は、標準の手順に従う。応答のアダマール変換から、複素フーリエ変換の際、勾配が存在する場合にスペクトルまたは単一の投影をもたらすＦＩＤが得られる。 本発明の他の態様によれば、緩和時間の長いフリー・ラジカル・プローブを使用して、勾配スイッチング２９を使用して、ＭＲＩの場合のようにスライス選択性断層撮像を実施することができ、またＭＲＩにおいて使用される他のすべての撮像方法を実施することができる。さらに、高い勾配を使用すれば、ＥＰＲ顕微鏡検査を実施することができる。 本発明の他の利点および特徴は、以下の図面および説明から明らかになろう。 図面の簡単な説明 第１図は、分光計および撮像装置の全休的なブロック図である。 第２Ａ図は、好ましい実施形態において使用される移相器の概略図である。 第２Ｂ図は、好ましい実施形態において使用される高速ゲートの概略図である。 第２Ｃ図は、好ましい実施形態において使用されるダイプレクサの概略図である。 第２Ｄ図は、好ましい実施形態において使用されるゲート前置増幅器の概略図である。 第２Ｅ図から第２Ｆ図は、それぞれ好ましい実施形態の共振器内で使用されるＱ回路および等価Ｑ回路の概略図てある。 第２Ｇ図は、好ましい実施形態において使用されるカドラチュア検出器の概略図である。 第２Ｈ図は、好ましい実施形態において使用される超高速データ収集サブシステムのレイアウト図である。 第２Ｉ図は、第２Ｈ図の超高速データ収集サブシステムの合計部分の図である。 第３図は、好ましい実施形態の動作に関連するタイミング図である。 第４Ａ図から第４Ｄ図は、アダマール励起方式を実施するシステムを使用するタイミング図である。 第５図は、イメージを生成する方法の詳細を示す流れ図である。 好ましい実施形態の説明 第１図は、分光計／撮像装置のブロック図である。Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ社（米国カリフォルニア州パロアルト）の信号発生器モデルＨＰ８６４４（Ａ）１からの無線周波パワーは、２ウェイ・ゼロ度パワー・スプリッタ（米国ニューヨーク州ブルックリンのＭｉｎｉｃｉｒｃｕｉｔｓ社のモデルＺＳＣ−２−１Ｗ）によって、基準アームの役目をする部分と、送信機側の役目をする部分の２つの部分に分割される。基準側は、無線周波ゲート４ｂを使用してゲートする。必要なゲート・タイミングは、４つのデジタル遅延発生器（米国カリフォルニア州サニーベールのＳｔａｎｆｏｒｄ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｓｙｓｔｅｍｓ社のモデル５３５）６のクラスタによって与えられる。同期のために、第１の遅延発生器は、無線周波信号発生器１のトリガ入力（１０ＭＨｚ）によって生成されたシステム・クロックを使用する。それにより、遅延出力のジッタは、２５ｐ秒ｒｍｓ以下になる。様々な遅延発生器間の時間基準ドリフトは、第１のＤＧ５３５の基準出力と他のＤＧ５３５の基準出力とのデイジー・チェーンを行えばなくなる。混合に適した基準信号レベルは、可変減衰器５ａを使用して選択する。 スプリッタの他方のアームは、６からのタイミング・パルスを使用してソフトウェア制御することができる０°／１８０°移相器３に向けられる。送信機パルスは、４ａを介してゲートされ、さらに自家製無線周波増幅器７ａ（２５ｄＢ）によって増幅され、さらに電力増幅器（ＥＮＩ５１００Ｌ、１００Ｗ）７ｂによって増幅される。無線周波パワー・レベルの最適化は、一組の減衰器５ｂおよび５ｃを使用して行う。増幅されたパルスは、反射されたパワーからの投影のために一対のクロス・ダイオード８を介してダイプレクサＴ／Ｒスイッチ９に結合される。ダイプレクサ・スイッチ９は６からタイミング・パルスを受信し、無線周波パルスは共振器１２（下記参照）に送られる。 共振器内の物体からの磁気誘導応答は、まず低雑音、高利得（４５ｄＢ）能力かつ非常に短い飽和回復時間を有する特別に設計されたゲート前置増幅器１０を介してとられる。前置増幅器ゲートのスイッチングも６によって制御される。前置増幅器の出力は、飽和を防ぐために、増幅器１１および７ｃを使用して、減衰器５ｄおよび５ｅによってその間に適切な減衰を与えることによってさらに増幅される。 ４ｂからの基準信号および７ｃからの増幅された誘導信号は、ダブルバランス・クワッド・ミクサ１７を使用して混合される。実部および虚部は、等しい２つの低域通過フィルタ１８ａおよび１８ｂに通され、その後特別に設計された超高速サンプラ／合計器／アベレージャ１９を使用してサンプリングされる。平均化された信号は、これも第１図のバス接続によって示される全体的な分光計／撮像装置を制御するシリコン・グラフィックス・コンピュータ２０内で処理される。 共鳴条件は、コンピュータによってアドレス指定される電源１４によって直流磁石１３内の電流を変更することによって設定される。 撮像のために、スピンの空間／スペクトル分布は、一組の３軸直交磁界勾配コイル１５を使用して周波数符号化される。勾配制御は、勾配電源１６のソフトウェア制御によって行われる。イメージ／スペクトルを生成する方法の全体的なプロセスを第６図に要約する。 次に、第１図に示される様々な構成要素／モジュールについて説明する。好ましい実施形態では、無線周波信号発生器１は、Ｈｅｗｌｅｔｔ Ｐａｃｋａｒｄモデル８６４４Ａであり、合成信号発生器およびスプリッタ２は、ＭｉｎｉｃｉｒｃｕｉｔｓＺＳＣ−２−１Ｗ（１〜６５０ＭＨｚ）である。 第２Ａ図に示す移相器３は、システム雑音が除去されるように設計され、製作されている。パルス発生器によって与えられるゲート・パルスＣは、負の極性（１８０°移相を誘導する）か、または正の極性（０°移相を誘導する）を有する。ただし、極性は、ホスト・コンピュータ２０によって制御される。 ダイプレクサおよび様々なゲートによって与えられるＴｘと受信器との間の分離が良好であるにも関わらず、送信機からの無線周波は、受信器内に漏れる。この漏れによって、送信機がオンのときにパルス破壊が起こり、また分光計の電子回路内から受信器内への直接放射が起こる。その結果、クワッド・ミクサ１７から不要な直流出力が生じる。これを補正しないと、直流バイアスが大きくなり、またフーリエ変換の際にゼロ周波数においてスプリアス・スパイクが生じる。 移相器を０移相に設定した場合、例えば１０００個のＦＩＤのグループが蓄積される。したがって、無線周波パルスの移相は、パルス発生器から与えられたパルスによって１８０だけ変化し、他の１０００個のＦＩＤが蓄積される。得られたＦＩＤ信号は不変である。ただし、符号は変化し、したがってそれらは前のグループから減じられ、ＦＩＤの数は合計２０００個になる。無線周波漏れおよび増幅器のドリフトからの不要な直流バイアス、および他のシステム雑音は、符号が変化せず、したがって除去される。したがって、移相器は、不要なシステム雑音を除去することの他に、データ収集時間を半分に減らすのにも役立つ。 第２Ｂ図に示されるゲート４ａは、ゲートから試料への無線周波漏れを防ぐために非常に高いオンオフ比（一般に１００〜１２０ｄＢ）を有しなければならない。さらに、ＮＭＲでの数十マイクロ秒または数ミリ秒のパルスと異なり、無線周波ＦＴ−ＥＰＲでは１０〜２０ナノ秒程度パルスが使用されるので、ゲートの立ち上がり時間は非常に短くなければならない。２ナノ秒の立ち上がり時間でも、１０ナノ秒パルスが生じ、所望の方形波パルスがひずむことがある。また、電力増幅器７ｂによる増幅を防ぐために、ゲートを開閉する際の故障を最小にしなければならない。無線周波ＦＴ−ＥＰＲに必要な超高速励起のこれらの要求を満足するために、第２Ｂ図に示される特殊なゲートを設計し、作製した。 減衰器５は、Ｋａｙ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ社のモデル８３９であり、パルス発生器６は、Ｓｔａｎｆｏｒｄ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｓｙｓｔｅｍｓ社のＤＧ５３５ ４チャネル・デジタル遅延／パルス発生器のクラスタである。無線周波増幅器７ａは、１０〜４００ＭＨｚ、ＯＰ−ＡＭＰ＋２５ｄＢｍ ５ｄＢｍｏｕｔ−Ｍｏｔｏｒｏｌａ ＭＨＷ５９０である。無線周波電力増幅器７ｂは、ＥＮＩモデル５１００Ｌワット、５０ｄＢ。クロス・ダイオード８は、ＩＮ９１５３ダイオードである。これらのクロス・ダイオード８は、受信モード中に雑音を減らすためにプローブ（タンク回路）および前置増幅器から送信機をはずす。 ダイプレクサ９を第２Ｃ図に示す。高感度無線周波ＦＴ−ＥＰＲ分光計の主要な要件は、送信機、プローブ、受信器を結合する適切な技法を設計することである。送信サイクル中、送信機の高い無線周波パワーを高感度受信器の破壊または過負荷なしにプローブ内の試料に送らなければならず、また受信モード中、送信機から発生した雑音を完全に分離しなければならない。これは、注目するＥＰＲ信号はマイクロボルト範囲内にあり、送信機信号は数百ボルトであるので大した問題ではない。 さらに、ＮＭＲと異なり、ＥＰＲは、緩和時間が非常に短いので、これらのゲートの開閉が非常に速いことが要求される。第２Ｃ図では、ダイプレクサ・ゲート・パルスは、パルス発生器６によって生成される。無線周波励起パルスは、Ｔｘにおいて受信され、ダイプレクサ・ゲート・パルスがアサートされたときにダイオード・スイッチによってプローブに結合される。Ｔｘは、ダイプレクサ・パルスがアサートされない場合、プローブおよびＲｘから分離される。ＬＡＭＢＤＡ／４ケーブルは、ゲート前置増幅器１０がゲート・パルスを受信するまでＥＰＲ応答パルスの到着を遅らせる。 送信機が閉じてから１５ナノ秒以内に、送信機信号は、背景雑音のレベルまで低下する。 第２Ｄ図に示されるゲート前置増幅器１０は、４６ｄＢの利得を有する。無線周波ＦＴ−ＥＰＲにおいて遭遇する重要な問題は、特にフロント・エンド、すなわち前置増幅器において、受信器システムの過負荷回復である。Ｔｘサイクル信号またはリング・ダウン信号が閉じた後の小さい故障でも、容易に前置増幅器に過負荷がかかり、前置増幅器が「不能」になる。したがって、前置増幅器は、非常に速い立ち上がり時間および高い利得を有しなければならない。さもないと、弱いＦＩＤは、過負荷回復問題によって破壊されてしまう。ＮＭＲでは、回復はマイクロ秒以内であるが、ＥＰＲは、緩和時間が短いのでナノ秒の回復が要求される。さもないと、研究対象に無線周波パルスを当てたときにすぐに信号を回復することができない。 特に前置増幅器をゲートする場合、高利得および高速回復用の特別に設計された縦続前置増幅器30が必要である。それにより、Ｔｘの後の上述の故障を防ぐことができる。それによりゲート前置増幅器が入手できないので、かなり広いダイナミック・レンジ（ゲイン４６ｄＢ）、低い雑音、２〜５ナノ秒という非常に速い回復時間を有するゲート前置増幅器１０を設計し、作製した。前置増幅器のゲートは、過負荷飽和を防ぐために送信機パルスの後で５〜１０ナノ秒開いている。ゲート・パルスは、パルス発生器によって与えられる。 第２Ｄ図に示すように、４つのモノリシック増幅器、例えば米国ニューヨーク州ブルックリンのＭｉｎｉｃｉｒｃｕｉｔｓ社のＭＡＲシリーズを縦続接続する。増幅器間のダイオード・スイッチは、ゲート回路６によって生成されたゲート・パルスによって切り替えられる。ダイオード・スイッチの代わりに他のスイッチを使用することもできる。増幅器１１は、ＭＩＴＥＱ増幅器モデル２Ａ０１５０である。 共振回路に関連する時定数は ＴＡＵ＝Ｑ／ＰＩ*ＮＵによって与えられる。上式で、ＮＵは、共振回路への約１００ＶのＴｘパルスに従う共振周波数である。減衰を約２マイクロ・ボルトの小さいが、測定できるＦＩＤ信号のレベルまで小さくするためには、少なくとも約２０の時定数が必要である。上式から分かるように、リング・ダウン時定数は、周波数に反比例する。従来の周波数（９ＧＨｚ）におけるＥＰＲの場合、この時定数は、無線周波数の場合よりもはるかに小さい。 Ｑ値を小さくすればＴＡＵを小さくすることができるが、ＥＰＲ信号の信号対雑音比はＱに比例する。したがって、特に低い周波数において、信号対雑音比がすでにボルツマン係数によって制限されている場合、Ｑをあまり小さくすることはできない。また、無線周波ＦＴ−ＥＰＲにおけるこの問題は、ＥＰＲ信号からのＦＩＤの減衰が非常に短いためにＮＭＲの場合よりもはるかに深刻である。したがって、共振器は、ＦＩＤを収集するために短い回復時間を有しなければならない。ＦＩＤは指数関数的に減衰するので、リンギング時間最小化の利得が小さい場合でも、信号を収集する際に大きい差が生じる。この問題を解決するために、研究試料に応じて、様々な手法を使用した。並列の等しいサブコイルを有するプローブ 低い周波数においてはＱの高いコイルを使用することができないので、感度を高めるために他の手法を使用した。Ｓ／Ｎ比は、コイルの充填係数（Ｆ）や体積（Ｖ）などの他のファクタに依存する。この依存度は Ｓ／Ｎ＝√（Ｆ／ＱＶ）によって与えられる。 ソレノイド・コイル・セグメントを追加し、それらを並列に配線すると、コイルの体積が増加した31。並列のセグメントを有するこのコイルは、同じサイズの単一のコイルよりもインダクタンスが小さく、したがって特定の周波数に対してより多くの試料を収容する大きいサイズのコイルを製作し、それによりＳ／Ｎ比を高くすることができる。 使用するフリー・ラジカル・プローブの緩和時間に応じて、Ｑを犠牲にする方法ではなく過結合方法によって、Ｑを最適値まで小さくした。これは、信号強度が、過結合方法では、βを結合定数として、 Ｓ過結合／Ｓ犠牲＝√（２β／１＋β）によって示されるように２倍大きいためである。 感度要件のために高いＱが必要とされる場合、ダイナミックＱスイッチング３６を使用すれば、共振器リンギング時間を短縮することができる。Ｑスイッチング回路の概略を第２Ｅ図および第２Ｆ図に示す。コンデンサＣ2を同調用に使用し、コンデンサＣmを整合用に使用する。Ｍ／Ａ社（米国マサチューセッツ州バーリントン）の非磁気ＧａＡｓビーム・リードＰＩＮダイオードをＱスイッチング用に使用する。通常の動作モードでは、Ｒp、ＰＩＮダイオードの小さい順方向バイアスであることが有利である。Ｑスイッチングは、送信無線周波パルスの直後に短いパルス（２０ｎ秒）を送ることによって行う。Ｑスイッチングの間、Ｒpは、ＲRに対して並列のＰＩＮダイオードの大きい逆バイアス抵抗である。最適なＣ1、Ｃ2、Ｃ3およびＲpを選択することによって、回路網の全抵抗を最大にして、リングダウン時定数を最小にする。すなわち、 ＴＡＵｍｉｎ＝２Ｌ／（Ｒｍａｘ＋ＲＬ）Ｒｍａｘは Ｒｍａｘ＝（（Ｒp）ｏｐｔ／２（Ｃ1／Ｃ2＋１）２によって与えられる。 したがって、スイッチング・パルスの間、システムのＱは小さくなり、したがってより速いリング・ダウンが可能になる。ただし、スイッチ・パルスの後、Ｑは受信サイクル中に通常の値になり、より大きい感度が得られる。帯域幅を拡大する能動的減衰 比較的大きいサイズの物体を研究するために、励起の帯域幅を大きくする。ＮＭＲでは、７０ＫＨｚの帯域幅でも相対的に上に大きい。しかしながら、ＥＰＲでは、５０〜７０ＭＨｚの帯域幅が必要である。原則として、帯域幅の拡大は、抵抗を同調回路に対して並列に配置すれば行える。しかしながら、この受動的減衰は、信号を劣化させる。したがって、能動的減衰３３、３４を使用すれば、帯域幅を拡大し、リンギング時間を短縮することができる。この手順に従って、負帰還前置増幅器を使用して、信号をひどく劣化させることなく帯域幅を拡大する。 ループギャップ・タイプやバードケージ・タイプなどの他のタイプの共振器を使用する。これらは、Ｑが小さくなるように設計されており、また帯域幅を拡大し、リンギング時間を短縮するために過結合または能動的減衰によって整合される。 また、対象のサイズが共振器内に収容するのには大きすぎる局所的用途には、１つまたは２つの回転表面コイル３５を使用する。 使用する他のタイプの共振器は、血管撮像用の小形カテーテル・タイプの共振器３７である。 直流磁石１３は、Ｍａｇｎｅｔ ＧＭＷ Ｍｏｄｅｌ ５４５１である。磁石電源１４は、Ｄａｎｆｙｓｉｋ Ｓｙｓｔｅｍ８０００、電源８５８である。勾配コイル１５は、（ａ）３Ｄ撮像用の特別に設計された空冷３軸勾配コイルおよび（ｂ）器官詳細撮像用の表面勾配コイル３８である。勾配コイル電源１６は、ＨＰ６６２９Ａ＋特別に設計されたマイクロコンピュータ制御継電器システムである。クワッド・ミクサ１７は第２Ｇ図に示されており、低域通過フィルタ１８ａおよび１８ｂは特別に設計されている。 次に、サンプラ／合計器／アベレージャ１９について第２Ｈ図および第２Ｉ図に関連して説明する。 励起無線周波パルスに対する研究システム磁気誘導応答は、一般に弱い。信号対雑音比を改善するために、過渡応答の信号平均化を実施する必要がある。これは、データをデジタル化し、次いでデジタル化されたデータを合計することによって行う。ＥＰＲにおいて遭遇する広い線幅（高い解像度または固体ＮＭＲにおけるＨｚまたはＫＨｚではなくＭＨｚ）および短い緩和時間（ＮＭＲにおけるマイクロ秒またはミリ秒ではなくナノ秒）は、ＥＰＲ撮像用の適切に速いデータ収集システムの設計および構成においていくつかの問題をもたらす。 現在、最大ＧＨｚ範囲のサンプリング周波数を有する高速デジタイザが市販されている。しかしながら、これらの装置は、一般に信号ショット・イベントをキャプチャするのに適しており、データ蓄積用のこれらの装置内のデジタル化されたデータの合計速度は非常に遅い。そのような遅さのために、非常に短い電子スピン緩和時間を利用することができず、したがって短い時間期間中に多数のコヒーレント平均を実施することによってＳ／Ｎ比を改善する能力が制限される。したがって、超高速サンプラ／合計器／アベレージャを使用して、撮像のためにデータ収集の速度を上げた。このシステムは、第２Ｈ図のブロック図に示すように、サンプラ、合計器、プロセッサの３つのモジュールから構成される。 サンプラは、４つの高解像度ＴＫＡ１０Ｃ５００ＭＳＰＳアナログ対デジタル変換器を含んでいる。これは、８ビットの垂直解像度、および＋／−２５０ｍＶフル・スケールの感度を有する。また、サンプラは、＋／−６ボルトの過負荷保護を有する。サンプラは、チャネル当たり１ＧＳ／秒、または単一チャネル・モードで使用する場合には２ＧＳ／秒の最大インタリーブ・サンプリング速度を有する２つのチャネルを有する。 増幅器プラグインは、入力信号に対して利得、オフセットおよび較正信号注入を与え、またＡＤＣに対して十分な駆動能力を与える。クワッド検出器からの信号ＩおよびＱをＳＩＧ１およびＳＩＧ２として示す。 その発生源において訂正すべき直流エラーおよび交流エラーを訂正する較正回路および補正回路が備えられる。トリガ・コントローラは、外部供給源からトリガ能力を与える。レベル・トリガ・モードでは、トリガ回路は、（パルス発生器によって与えられる）ＴＴＬハイ・レベルにあるＡＲＭ入力およびＡＣＱＵＩＲＥ信号がプロセッサから受信されたときに使用可能になる。次いで、サンプラは、データ（ＦＩＤ）をデジタル化し、それをギガポート上の（それぞれ２５０ＭＳ／秒の）８つの平行なデータ・ストリーム内に送る。 ＶＸ２００４Ｓサンプリング・モジュールからのギガポート出力は、データ、クロックおよび制御信号および監視信号をＶＸ２００１信号アベレージャに与える。それぞれ１６ビットのデータ・ストリームを備える４つのチャネルがある。チャネルＡおよびＢは、（カドラチュア出力のＱ）信号１のデジタル化されたデータを与え、チャネルＣおよびＤは、（カドラチュア出力のＩ）信号２のデジタル化されたデータを与える。入力ＦＩＦＯ（先入れ先出し）メモリは、ギガポートからのデータをバッファする。ＦＩＦＯメモリは、２つの各サンプラ・チャネル対（Ａ／ＢおよびＣ／Ｄ）ごとに８１９２個の試料のレコード長を収容することができる。１つのチャネルの詳細なブロック図を第２Ｉ図に示す。 合計プロセスは、プロセッサが制御信号「Ｐ＿ＡＣＣＵＩＲＥ」を活動化させたときに始まる。これに応答して、合計器／アベレージャは、サンプラを活動化させ、次いでサンプラは、デジタル化されたデータを４つのチャネルを介して送り始める。ＶＸ２００１Ｖは、デジタル化された波形データ・ワードを合計し、次いで次のデジタル化サイクルを開始するためにサンプラを再活動化させる。このプロセスは、プログラムされた数のＦＩＤが合計されるまで繰り返される。このプログラムできる数は、２４ビット・ワードであり、したがってデータをプロセッサに転送することなく４百万回以上の平均を行うことができる。 合計プロセスは、サンプラがプリトリガ・モードで動作しているときにサンプラによってデジタル化プロセスとともに動作する。合計プロセスは、最初のワードがすべての入力ＦＩＦＯメモリ内にロードされたときに始まる。したがって、入力ＦＩＦＯのローディング・プロセスが完了するまで待たなくてよいので、デジタル化プロセスと効果的に重複する。１ＧＳ／秒のどちらの信号についても１０２４のレコード長を有するＦＩＤを２３０ＫＨｚの速度で合計することがてきる（リトリガ期間は約４．３ｍ秒）。合計器からのデータ出力は、３２ビット幅であり、ＶＸ２０００Ｐプロセッサに２つの１６ビット・ワードとして連続的に送られる。 ＶＸ２０００Ｐプロセッサ・モジュールは、次のものを含んでいる。 インテグラル２チャネルＤＭＡコントローラ、４ＭＢ ＤＲＡＭ、１２８ＫＢ ＥＰＲＯＭ、２ＭＢフラッシュ ＥＥＰＲＯＭ、２つのインテグラル・タイマおよび２つのシリアル入出力チャネルによってサポートされたＭｏｔｏｒｏｌａ６８３４０マイクロプロセッサ； ホスト・コンピュータとインタフェースするためのＩＥＥＥ４８８．２ＧＰＩＢポート； ２ＭＢのＤＲＡＭ、５１２ＫＢのＶＲＡＭ、１０２４×７６８×４グラフィックスを与えるＶＧＡコンパチブル・ビデオポートを有するグラフィック・プロセッサ； フロント・パネル・ギガポート・コネクタを介して合計器からデータを５００ＭＢ／秒の速度で収集することができるデータ収集メモリの２つのチャネル；および プロセッサと他のモジュールとの間のインタフェースを供給するギガポート・コネクタ； データを外部デバイス（ホスト・コンピュータ／イメージ・プロセッサ）に送るための高速パラレル出力ポート。 大形オンボード・メモリおよびビデオ・グラフィックスにより、プロセスは、データをホスト・コンピュータにダウン・ロードする前に４０個以上のデータの投影を収集することができる。 したがって、サンプラの広い帯域幅、合計速度、合計器／アベレージャの広いダイナミック・レンジ、１６ＭＢ ＲＡＭのオンボード・データ・メモリおよびプロセッサ・モジュールの高速データ転送により、超高速ＤＡＳが実現し、感度の向上および短時間の撮像が可能になる。 コンピュータ２０は、シリコン・グラフィックスＩＲＩＳ−４Ｄである。 第３図は、１パルス実験の第１図のシステム内の様々な要素を制御するためにパルス発生器６によって生成されたパルスを示すタイミング図である。約１０〜７０ナノ秒の持続時間を有する高周波パルスを送信する高速ゲートを制御するために送信ゲート・パルス３０が生成される。より大きい試料の場合、パルスの長さを最大１００ナノ秒まで延長することができる。 ダイプレクサ・ゲート・パルス３２のタイミングは、電力増幅器７ａによって生成された高周波パルスの形状３４について考えて見れば最もよく分かる。ダイプレクサ・ゲート・パルス３２は、送信ゲート・パルス３０の立ち下がりにおいてアサートされる。高周波パルスがダイプレクサに到達する前に電力増幅器７ａによって２５ナノ秒の遅延が生じる。また、ダイプレクサ・ゲート・パルスは、高周波パルスの端部の先に約３０ナノ秒延びる。受信器、前置増幅器、サンプラ／アベレージャ・ゲート・パルス３６、３８、４０はすべて、ダイプレクサ・ゲート・パルスの立ち下がりにおいてアサートされる。 上述のように、このタイミングは、ゲート前置増幅器１０が飽和するのを防ぐために重要である。高周波パルスの大きさは、ＥＰＲ応答信号の大きさよりもはるかに大きい。したがって、共振器内のリングダウンによって生じる過渡現象または故障は、前置増幅器１０を不能にし、飽和を引き起こす。縦続増幅器内の飽和からの回復は非常に遅く、システムは動作不能になる。 したがって、無線周波パルスの端部と前置増幅器ゲート信号の立ち上がりとの間の３０ナノ秒の遅延は、過渡現象および故障を減衰させることができ、前置増幅器１０が飽和するのを防ぐ。前置増幅器１０は、無線周波搬送波信号およびＥＰＲパラメータおよび共振周波数に関する情報を含んでいるＥＰＲ応答信号を発生する。 カドラチュア・ミキサ１７は、ＥＰＲ応答信号を処理して、ＥＰＲパラメータ信号を発生する。このＥＰＲパラメータ信号は、緩和時間や周波数などＥＰＲパラメータを決定するためにさらに処理される。 上述のように、実際には、多数の送信パルスが発生し、信号対雑音比を改善するために対応するＥＰＲ応答が合計される。一般に、送信ゲート・パルス３０は、４〜５マイクロ秒の繰り返し速度において発生する。これにより、約４マイクロ秒かかるパルス間の合計が可能になる。勾配磁界が大きい場合、繰り返し速度は遅くなる。 確率的励起または疑似確率的励起のパルス・シーケンスを第４Ｃ図および第４Ｂ図に示す。広い帯域幅を励起する場合、圧縮された高パワー・パルスの代わりに、この励起シーケンスを使用し、その後アダマール変換を実施する。こうすると、確率的励起に必要なパワーが従来のパルス技法の場合よりも少なくとも一桁小さくなるので、試料の加熱がかなり防げる。アダマール変換の原理および応用については、十分な文献があり、ＮＭＲ分光法および撮像の文献に説明されている。２３−２８ 第４Ａ図に示すように、シフト・レジスタまたはコンピュータ・プログラム内で生成された疑似ランダム２進シーケンスによって高周波搬送波を変調し、第４Ｂ図に示すように、シーケンスの値を使用して、各サンプリング間隔ＤＥＬＴＡ（Ｔ）ごとに＋９０゜または−９０゜だけ高周波位相を変調する。このようにして生成された疑似雑音シーケンスは、所与の数の値の後で周期的に繰り返される。あるいは、第４Ｃ図に示すように、無線周波パルスの振幅をオンとオフの間で変調することもできる。応答の収集および位相循環は、標準の手順に従う。応答のアダマール変換から、複素フーリエ変換の際、勾配が存在する場合にスペクトルまたは単一の投影をもたらすＦＩＤが得られる。 第５図は、第１図のシステムを使用して、試料の生体内撮像を実施するために必要なステップを示す流れ図である。 試料を共振器内に配置し（５０）、磁界を発生させて、撮像すべき分子を約３００ＭＨｚの選択した低い周波数において共振させる（５２、５４）。 多くの場合、撮像パラメータを改善するために常磁性プローブを試料中に注入する（５６）。例えば、試料の酸素張力を測定する場合、選択した常磁性プローブは、酸素と相互作用して、緩和速度を速める。寿命の短いフリー・ラジカルを撮像する場合、スピン捕獲薬品を注入する。 その後、データ収集を開始する（５８）。４〜５マイクロ秒の繰り返し速度を有する一連の１０〜６０ナノ秒の無線周波パルスを使用して、試料中に共振を誘導する。パルス発生器６からのパルスによってゲートされた受信器アームは、無線周波パルス間の時間期間中、ＥＰＲパラメータの検出、増幅、復調、サンプリング、デジタル化、および合計を実施する。 勾配磁界を変化させることによって様々な投影が撮像され（６０、６２）、次いでイメージ処理が開始され（６４）、得られたイメージが表示または印刷される（６６）。 小さい共振器および大きい勾配を使用する同じステップ（プローブの注入を除く）を使用すれば、特に半導体ウエハ、Ｌａｇｍｕｉｒ−Ｂｌｏｄｇｅｔフィルムなど常磁性中心の分配、導電ポリマーの品質制御、および工業、商業および生物医学環境内でポリマー物質の応力または劣化の非破壊測定を行う装置内でＦＴ ＥＰＲ顕微鏡検査を実施することができる。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Systems and Methods for Performing In Vivo Imaging and Oximetry by Pulsed Radio Frequency Electron Paramagnetic Resonance and FT Microscopy Background of the Invention The present invention relates to the production of exogenous and endogenous free radicals. It relates to fast response pulsed radio frequency (RF) electron paramagnetic resonance (EPR) spectroscopy for in vivo detection and imaging, oxygen measurement and imaging, and other biological and biomedical applications. The main emphasis is on the use of a fast recovery gate preamplifier and a low dead time resonator coupled with an ultrafast sampler / summer / summer / processor accessory. Such a spectrometer is useful for detecting and imaging free radicals having a narrow line width with high resolution. This method avoids the imaging speed and resolution impairment factors inherent in existing continuous wave (CW) EPR imaging methods, where spread and object motion artifacts due to modulation and saturation are a problem. Also, Fourier imaging can be performed, and thus, if a special narrow-line free radical probe is used, image contrast can be created based on relaxation. The response of tumors to radiation and chemotherapeutic drugs depends on oxygen tension. Therefore, measurement of molecular oxygen in tumors is important for effective cancer therapy. Also, in general medicine, circulatory system functions are either acute, as in the case of stroke or myocardial infarction, or chronic, as in the case of peripheral tract diseases associated with many diseases such as diabetes and hyperlipidemia. Measuring the oxygen status of ischemic tissue in failure is an important tool for disease assessment and treatment. Although various techniques for measuring oxygen tension in biological systems are available, polarographic techniques are probably the most widely used techniques in medical applications. However, this is an invasive technique. If tissue is damaged by the probe electrode, not only is the patient uncomfortable, but also measurement uncertainty results, especially at low oxygen concentrations (<10 mmHg). Magnetic resonance imaging (MRI) has been very successful as a non-invasive technique. NMR imaging based on fluorine-rich organic compounds has been used to study blood oxygenation in animal brains. Also, methods of binding oxygen to hemoglobin have been used to monitor changes in oxygenation on MRI of the human brain. However, these techniques are not sensitive enough for everyday use. Overhauser magnetic resonance imaging (OMRI) for in-vivo oxymetry based on the enhancement of the NMR signal by the combination of the extrinsically controlled free radical electron spin and the protons of water Have also been tried. The organic free radicals used do not possess free sites for water binding, as in the case of gadolinium-based contrast agents, and are therefore also less relaxed, which again limits sensitivity . However, the relaxation time of gadolinium-based contrast agents is too short for efficient spin polarization transition. EPR oximetry, on the other hand, is based on the direct dipole interaction of paramagnetic oxygen molecules using a free radical probe and is therefore much more sensitive than MRI or OMRI for oxygen measurements. EPR is generally implemented at microwave frequencies (9 GHz). When using microwave frequencies, considerable tissue heating occurs and, unfortunately, tissue penetration is severely limited. Low frequency EPR has been attempted to achieve better tissue penetration. All of these studies, except for the last mentioned study (from this laboratory), are performed using the continuous wave (CW) method. Although low frequency EPR has the potential to provide greater in vivo tissue penetration, its use in continuous wave based methods is insensitive due to the physically added Boltzmann coefficient Is considerably limited by Further, since the CW method has a limited global area, it is not effective to improve the sensitivity by signal averaging as performed in the case of the CW method. However, the pulsed EPR technique described herein takes advantage of very short electron relaxation times to enhance the signal-to-noise ratio. This immediately provides speed and sensitivity advantages in pulsed EPR detection and imaging. In addition, the FT method does not provide any modulation and thus gives a true line width, whereas the CW method gives a limited modulation an artifact in the case of narrow lines and thus considerably limits the achievable resolution. . Another factor that significantly limits resolution when detecting and imaging narrow line systems is power saturation. In the case of in vivo research, the CW method poses a difficult problem when the subject under study moves. Further, relaxation-weighted imaging for contrast mapping can be implemented primarily using the pulse method. Most of these advantages of the pulse technique over the CW technique are well established in MRI. The use of pulse techniques for EPR has severe limitations. The extreme advantage of short relaxation times, which in principle can result in virtual "real time" imaging, poses challenges for modern electronics for ultrafast excitation and data acquisition. The problem of the dead time (dead time) of the device is that the rise time constant t = 2Q / W (Q is the Q value of the resonator, W is the carrier frequency), especially at low frequencies, requires a considerable interval after excitation. Can be collected, thus leading to a loss of sensitivity, which is very serious. The present invention addresses all these issues and outlines a pulsed EPR methodology in the radio frequency domain for free radical in vivo imaging and oxygen measurement and imaging using appropriate paramagnetic agents. In addition to oximetry, high-speed imaging, using a suitable free radical probe, can capture blood vessels (eg, heart and cerebral vascular imaging) and provide in situ or spin traps 21,22. Can be used to study tissue characteristics and free radical metabolic intermediates, and to image normal and diseased tissues using controlled paramagnetic contrast agents. The present invention has the following additional advantages. First, the magnetic field used is only on the order of about 10 mT, which is smaller than in MRI. Second, the achievable sensitivity is much higher than OMRI. Finally, sensitivity enhancement, image resolution and imaging speed and T1 and T2 weighted imaging methods are much better than CW radio frequency EPR. SUMMARY OF THE INVENTION In accordance with one aspect of the present invention, a pulsed EPR FT imaging / spectroscopy system includes an excitation system that forms a 20-70 nanosecond radio frequency excitation pulse at about 200-400 MHz. Gate data acquisition systems with very short dead times generate an EPR response signal. Pulse sequences having a repetition rate of about 4-5 microseconds are sampled and summed to obtain a signal with a high signal-to-noise ratio. According to another aspect of the present invention, the present invention measures in vivo oxygen tension in a biological system in combination with a suitable narrow line oxygen sensitive free radical (Anderson, G. Ehnholm, K. Golman, M. .Jurjgenson, I.Leu nbach, S.Peterson, F.Rise, O.Salo and S .Vahasalo: Overhause MR imaging with agents with different line widths, Ra diology 177,246 (1990); Triarylmethyl radicals and the use of inert carbon free radicals in MRI, World Intellectual Property Organizati n, International Bureau, International Patent Classificatin A61K 49/00, C07D, 519/00, C07B 61/02 // C07D 493/04, International nal Publication, No. 24, No. 91, No. 24, No. 91, No. 91, No. 24, No. 91. ), A new radio frequency FT EPR technique for detecting and imaging endogenous and exogenous free radicals. A subject with a low Q, a high filling factor, and placed in a suitable resonator coupled to a radio frequency pulsed excitation system (see below) is given a free radical probe injection followed immediately by a strong short Apply radio frequency pulses. The time response of the radio frequency signal, which is dependent on oxygen or is indicative of free radicals present, can be obtained using a very fast acquisition system. The signal-to-noise ratio is improved to the order of 60 dB in just one second by coherent averaging using an ultrafast averager (see below). Three-dimensional spatial resolution is obtained using a set of three-axis gradient coil systems. According to another aspect of the invention, when exciting a wide bandwidth, a stochastic or pseudo-stochastic excitation is used instead of a compressed high power pulse, followed by a Hadamard transform. In this way, heating of the sample is considerably prevented since the power required for stochastic excitation is at least one order of magnitude lower than in the case of conventional pulse techniques. The principles and applications of the Hadamard transform are well-documented and described in the NMR spectroscopy and imaging literature. The high frequency carrier is modulated by a pseudo-random binary sequence generated in the shift register, and the value of the sequence is used to modulate the high frequency phase by + 90 ° or -90 ° at each sampling interval t. The pseudo-noise sequence thus generated repeats periodically after a given number of values. Response collection and phase cycling follow standard procedures. From the Hadamard transform of the response, during the complex Fourier transform, an FID is obtained that, when a gradient is present, results in a spectrum or a single projection. According to another aspect of the present invention, slice-selective tomography can be performed as in MRI using gradient switching 29 using long relaxation time free radical probes, Also, all other imaging methods used in MRI can be implemented. In addition, with high gradients, EPR microscopy can be performed. Other advantages and features of the present invention will become apparent from the following drawings and description. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a complete block diagram of a spectrometer and an imaging device. FIG. 2A is a schematic diagram of the phase shifter used in the preferred embodiment. FIG. 2B is a schematic diagram of the high speed gate used in the preferred embodiment. FIG. 2C is a schematic diagram of a diplexer used in the preferred embodiment. FIG. 2D is a schematic diagram of the gate preamplifier used in the preferred embodiment. 2E to 2F are schematic diagrams of a Q circuit and an equivalent Q circuit used in the resonator of the preferred embodiment, respectively. FIG. 2G is a schematic diagram of the quadrature detector used in the preferred embodiment. FIG. 2H is a layout diagram of the ultra-high-speed data acquisition subsystem used in the preferred embodiment. FIG. 2I is a diagram of the total portion of the ultra-high-speed data acquisition subsystem of FIG. 2H. FIG. 3 is a timing diagram related to the operation of the preferred embodiment. 4A to 4D are timing diagrams using a system implementing the Hadamard excitation scheme. FIG. 5 is a flowchart showing details of a method of generating an image. DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a block diagram of a spectrometer / imaging device. The radio frequency power from Hewlett-Packard (Palo Alto, Calif.) Signal generator model HP8644 (A) 1 is a two-way zero-degree power splitter (Model ZSC-2- from Minicircuits, Brooklyn, NY, USA). 1W), the part is divided into two parts, a part serving as a reference arm and a part serving as a transmitter. The reference side gates using a radio frequency gate 4b. The required gate timing is provided by a cluster of four digital delay generators (Model 535, Stanford Research Systems, Inc., Sunnyvale, Calif.). For synchronization, the first delay generator uses the system clock generated by the trigger input (10 MHz) of the radio frequency signal generator 1. Thereby, the jitter of the delay output becomes equal to or less than 25 ps rms. The time reference drift between the various delay generators would have to be daisy-chained between the reference output of the first DG535 and the reference output of the other DG535. A reference signal level suitable for mixing is selected using the variable attenuator 5a. The other arm of the splitter is directed to a 0 ° / 180 ° phase shifter 3 that can be software controlled using timing pulses from 6. The transmitter pulse is gated via 4a, further amplified by a homemade radio frequency amplifier 7a (25dB) and further amplified by a power amplifier (ENI 5100L, 100W) 7b. Optimization of the radio frequency power level is performed using a set of attenuators 5b and 5c. The amplified pulse is coupled to a diplexer T / R switch 9 via a pair of cross diodes 8 for projection from the reflected power. The diplexer switch 9 receives the timing pulse from 6, and the RF pulse is sent to the resonator 12 (see below). The magnetic inductive response from objects in the resonator is first taken through a specially designed gate preamplifier 10 with low noise, high gain (45 dB) capability and very short saturation recovery time. The switching of the preamplifier gate is also controlled by 6. The output of the preamplifier is further amplified to prevent saturation by using amplifiers 11 and 7c and providing appropriate attenuation therebetween by attenuators 5d and 5e. The reference signal from 4b and the amplified derived signal from 7c are mixed using a double-balanced quad mixer 17. The real and imaginary parts are passed through two equal low pass filters 18a and 18b and then sampled using a specially designed ultrafast sampler / summer / averager 19. The averaged signal is processed in a silicon graphics computer 20 which controls the overall spectrometer / imager, also indicated by the bus connections in FIG. The resonance conditions are set by changing the current in the DC magnet 13 by a power supply 14 addressed by a computer. For imaging, the spatial / spectral distribution of spins is frequency encoded using a set of three-axis orthogonal magnetic field gradient coils 15. The gradient control is performed by software control of the gradient power supply 16. The overall process of the method of generating an image / spectrum is summarized in FIG. Next, various components / modules shown in FIG. 1 will be described. In a preferred embodiment, the radio frequency signal generator 1 is a Hewlett Packard model 8644A and the combined signal generator and splitter 2 is a Minicii circuits ZSC-2-1W (1-650 MHz). The phase shifter 3 shown in FIG. 2A is designed and manufactured so that system noise is removed. The gate pulse C provided by the pulse generator has a negative polarity (inducing a 180 ° phase shift) or a positive polarity (inducing a 0 ° phase shift). However, the polarity is controlled by the host computer 20. Despite the good separation between the Tx and the receiver provided by the diplexer and various gates, radio frequencies from the transmitter leak into the receiver. This leakage results in pulse destruction when the transmitter is on and direct radiation from within the spectrometer electronics to the receiver. As a result, an unnecessary DC output is generated from the quad mixer 17. If this is not corrected, the DC bias will be large and spurious spikes will occur at zero frequency during the Fourier transform. When the phase shifter is set to 0 phase shift, for example, a group of 1000 FIDs is accumulated. Therefore, the phase shift of the radio frequency pulse is changed by 180 by the pulse given from the pulse generator, and another 1000 FIDs are accumulated. The FID signal obtained is unchanged. However, the signs change, so they are subtracted from the previous group, for a total of 2000 FIDs. Unwanted DC bias from radio frequency leakage and amplifier drift, and other system noise do not change sign and are therefore eliminated. Thus, the phase shifter not only eliminates unnecessary system noise, but also helps reduce data acquisition time by half. The gate 4a shown in FIG. 2B must have a very high on / off ratio (typically 100-120 dB) to prevent radio frequency leakage from the gate to the sample. Furthermore, unlike a pulse of several tens of microseconds or milliseconds in NMR, a pulse of about 10 to 20 nanoseconds is used in radio frequency FT-EPR, so that the gate rise time must be very short. Even a 2 ns rise time can produce a 10 ns pulse, distorting the desired square wave pulse. Further, in order to prevent amplification by the power amplifier 7b, it is necessary to minimize a failure when opening and closing the gate. To meet these requirements for the ultrafast excitation required for radio frequency FT-EPR, the special gate shown in FIG. 2B was designed and fabricated. The attenuator 5 is a Model 839 from Key Electronics and the pulse generator 6 is a cluster of DG 535 4-channel digital delay / pulse generator from Stanford Research Systems. The radio frequency amplifier 7a is a 10-400 MHz, OP-AMP + 25 dBm 5 dBmout-Motorola MHW590. The radio frequency power amplifier 7b is an EN I model 5100L watt, 50dB. Cross diode 8 is an IN9153 diode. These cross diodes 8 remove the transmitter from the probe (tank circuit) and preamplifier to reduce noise during the receive mode. The diplexer 9 is shown in FIG. 2C. A key requirement of a sensitive radio frequency FT-EPR spectrometer is to design a suitable technique for combining transmitters, probes, and receivers. During the transmission cycle, the high radio frequency power of the transmitter must be sent to the sample in the probe without destroying or overloading the sensitive receiver, and during the reception mode, the noise generated by the transmitter is completely isolated. There must be. This is not a major problem since the EPR signal of interest is in the microvolt range and the transmitter signal is several hundred volts. Furthermore, unlike NMR, EPR requires very fast opening and closing of these gates because the relaxation time is very short. In FIG. 2C, the diplexer gate pulse is generated by pulse generator 6. A radio frequency excitation pulse is received at Tx and is coupled to the probe by a diode switch when the diplexer gate pulse is asserted. Tx is separated from the probe and Rx if the diplexer pulse is not asserted. The LAMBD A / 4 cable delays the arrival of the EPR response pulse until the gate preamplifier 10 receives the gate pulse. Within 15 nanoseconds of the transmitter closing, the transmitter signal drops to the level of background noise. The gate preamplifier 10 shown in FIG. 2D has a gain of 46 dB. An important problem encountered in radio frequency FT-EPR is receiver system overload recovery, especially at the front end, ie, the preamplifier. Even a small failure after the Tx cycle signal or ring down signal closes can easily overload the preamplifier and render the preamplifier "disabled." Therefore, the preamplifier must have a very fast rise time and high gain. Otherwise, the weak FID will be destroyed by the overload recovery problem. In NMR, recovery is within microseconds, whereas in EPR, nanosecond recovery is required due to the short relaxation time. Otherwise, the signal cannot be recovered immediately when the subject is exposed to radio frequency pulses. Specially designed cascaded preamplifier for high gain and fast recovery, especially when gating the preamplifier30 is necessary. Thereby, the above-mentioned failure after Tx can be prevented. Because a gate preamplifier was not available thereby, a gate preamplifier 10 was designed and fabricated with a fairly wide dynamic range (gain 46 dB), low noise, and a very fast recovery time of 2-5 nanoseconds. The preamplifier gate is open 5-10 nanoseconds after the transmitter pulse to prevent overload saturation. The gating pulse is provided by a pulse generator. As shown in FIG. 2D, four monolithic amplifiers are cascaded, for example, the MAR series from Minicircuits of Brooklyn, NY, USA. The diode switch between the amplifiers is switched by the gate pulse generated by the gate circuit 6. Other switches can be used instead of diode switches. The amplifier 11 is a ITEQ amplifier model 2A0150. The time constant related to the resonance circuit is TAU = Q / PI* NU. In the above equation, NU is the resonance frequency according to a Tx pulse of about 100 V to the resonance circuit. To reduce the attenuation to as low as about 2 microvolts, but to a measurable level of the FID signal, a time constant of at least about 20 is required. As can be seen from the above equation, the ring down time constant is inversely proportional to frequency. For EPR at conventional frequencies (9 GHz), this time constant is much smaller than at radio frequencies. TAU can be reduced by reducing the Q value, but the signal-to-noise ratio of the EPR signal is proportional to Q. Thus, Q cannot be reduced too much, especially at low frequencies, if the signal-to-noise ratio is already limited by Boltzmann coefficients. Also, this problem in radio frequency FT-EPR is much more serious than in NMR because the FID attenuation from the EPR signal is very short. Therefore, the resonator must have a short recovery time to collect FID. Since the FID attenuates exponentially, there is a large difference in signal acquisition even when the ringing time minimization gain is small. Various approaches were used to solve this problem, depending on the study sample. Probe with Equal Subcoils in Parallel Other techniques were used to increase sensitivity, as higher Q coils could not be used at lower frequencies. The S / N ratio depends on other factors such as the filling factor (F) and volume (V) of the coil. This dependence is given by S / N = √ (F / QV). Adding solenoid coil segments and wiring them in parallel increased coil volume31 . This coil with parallel segments has a lower inductance than a single coil of the same size, thus producing a larger size coil that accommodates more sample for a particular frequency, thereby reducing the S / N ratio Can be higher. Depending on the relaxation time of the free radical probe used, Q was reduced to an optimal value by an over-coupling method rather than a sacrificial method. This is because the signal strength is twice as large in the over-coupling method as shown by S over-coupling / S sacrifice = √ (2β / 1 + β), with β as the coupling constant. If high Q is required due to sensitivity requirements, using dynamic Q switching 36 can reduce the resonator ringing time. The outline of the Q switching circuit is shown in FIGS. 2E and 2F. Capacitor CTwo Is used for tuning, and the capacitor Cm Is used for matching. A non-magnetic GaAs beam leaded PIN diode from M / A (Burlington, Mass., USA) is used for Q-switching. In normal operating mode, Rp , It is advantageous to have a small forward bias of the PIN diode. Q-switching is performed by sending a short pulse (20 ns) immediately after the transmit radio frequency pulse. During Q switching, Rp Is RR Is a large reverse bias resistance of the PIN diode in parallel. Optimal C1 , CTwo , CThree And Rp By maximizing the overall resistance of the network and minimizing the ring-down time constant. That is, TAUmin = 2L / (Rmax + RL) Rmax is: Rmax = ((Rp ) Opt / 2 (C1 / CTwo +1) 2. Thus, during the switching pulse, the Q of the system is smaller, thus allowing a faster ring down. However, after the switch pulse, Q will be at its normal value during the receive cycle, giving greater sensitivity. Active attenuation to increase bandwidth To study relatively large sized objects, increase the bandwidth of the excitation. At NMR, even a bandwidth of 70 KHz is relatively large. However, EPR requires a bandwidth of 50-70 MHz. In principle, bandwidth expansion can be achieved by placing resistors in parallel with the tuning circuit. However, this passive attenuation degrades the signal. Thus, the use of active attenuations 33, 34 can increase bandwidth and reduce ringing time. According to this procedure, a negative feedback preamplifier is used to increase the bandwidth without severely degrading the signal. Other types of resonators such as loop gap type and birdcage type are used. These are designed to have a low Q and are matched by over-coupling or active damping to increase bandwidth and reduce ringing time. Also, for local applications where the size of the object is too large to be accommodated in the resonator, one or two rotating surface coils 35 are used. Another type of resonator used is a small catheter type resonator 37 for vascular imaging. The DC magnet 13 is Magnet GMW Model 5451. The magnet power supply 14 is a Danfysik System 8000 and a power supply 858. The gradient coils 15 are (a) a specially designed air-cooled triaxial gradient coil for 3D imaging and (b) a surface gradient coil 38 for organ detail imaging. Gradient coil power supply 16 is HP6629A + a specially designed microcomputer controlled relay system. The quad mixer 17 is shown in FIG. 2G and the low pass filters 18a and 18b are specially designed. Next, the sampler / summer / averager 19 will be described with reference to FIGS. 2H and 2I. The research system magnetic induction response to the excitation radio frequency pulse is generally weak. In order to improve the signal-to-noise ratio, signal averaging of the transient response needs to be performed. This is done by digitizing the data and then summing the digitized data. The wide line widths (MHz instead of Hz or KHz in solid state NMR) and short relaxation times (nanoseconds in microseconds or milliseconds in NMR) encountered in EPR make a reasonably fast data acquisition system for EPR imaging. Poses several problems in the design and construction of Currently, high-speed digitizers with sampling frequencies in the maximum GHz range are commercially available. However, these devices are generally suitable for capturing signal shot events, and the total rate of digitized data in these devices for data storage is very slow. Such a delay does not allow very short electron spin relaxation times to be exploited, thus limiting the ability to improve the signal-to-noise ratio by performing multiple coherent averaging during short time periods. You. Therefore, an ultrafast sampler / summer / averager was used to speed up data collection for imaging. This system is composed of three modules: a sampler, a summer, and a processor, as shown in the block diagram of FIG. 2H. The sampler contains four high resolution TKA10C500 MSPS analog to digital converters. It has 8-bit vertical resolution and +/- 250 mV full scale sensitivity. The sampler also has +/- 6 volt overload protection. The sampler has two channels with a maximum interleaved sampling rate of 1 GS / s per channel, or 2 GS / s when used in single channel mode. The amplifier plug-in provides gain, offset and calibration signal injection for the input signal, and provides sufficient drive capability for the ADC. The signals I and Q from the quad detector are shown as SIG1 and SIG2. Calibration and correction circuits are provided for correcting DC and AC errors to be corrected at the source. The trigger controller provides trigger capability from an external source. In the level trigger mode, the trigger circuit is enabled when the ARM input and the ACQUIRE signal at TTL high (provided by the pulse generator) are received from the processor. The sampler then digitizes the data (FID) and sends it into eight parallel data streams (250 MS / s each) on the gigaport. The gigaport output from the VX2004S sampling module provides data, clock and control and monitoring signals to the VX2001 signal averager. There are four channels, each with a 16-bit data stream. Channels A and B provide the digitized data of (Q at the quadrature output) signal 1 and channels C and D provide the digitized data of the (I at the quadrature output) signal 2. An input FIFO (first in first out) memory buffers data from the gigaport. The FIFO memory can accommodate a record length of 8192 samples for each two sampler channel pairs (A / B and C / D). A detailed block diagram of one channel is shown in FIG. The summation process begins when the processor activates the control signal "P_ACCURE". In response, the summer / averager activates the sampler, which then begins sending digitized data over the four channels. VX2001V sums the digitized waveform data words and then reactivates the sampler to begin the next digitization cycle. This process is repeated until the programmed number of FIDs have been summed. This programmable number is a 24-bit word, so that more than 4 million averages can be made without transferring data to the processor. The summation process works with the digitizing process by the sampler when the sampler is operating in the pre-trigger mode. The summation process begins when the first word has been loaded into all input FIFO memories. Thus, there is no need to wait for the input FIFO loading process to be completed, effectively overlapping the digitizing process. For both signals of 1 GS / sec, FIDs with a record length of 1024 can be summed at a rate of 230 KHz (retriggering period of about 4.3 ms). The data output from the summer is 32 bits wide and is sent continuously to the VX2000P processor as two 16-bit words. The VX2000P processor module includes: Integral 2-channel DMA controller, 4MB DRAM, 128KB EPROM, 2MB Flash EEPROM, Motorola 68340 microprocessor supported by 2 integral timers and 2 serial I / O channels; IEEE488. To interface with host computer. 2GP IB port; 2 MB DRAM, 512 KB VRAM, graphics processor with VGA compatible video port to provide 1024 × 768 × 4 graphics; 500 MB / data from summer through front panel gigaport connector Two channels of data acquisition memory that can be acquired at a rate of seconds; and an interface between the processor and other modules Gigaport connector that provides a high speed parallel output port for sending data to external devices (host computer / image processor). Large onboard memory and video graphics allow the process to collect more than 40 projections of the data before downloading the data to the host computer. Therefore, the high bandwidth of the sampler, the total speed, the wide dynamic range of the summer / averager, the high-speed data transfer of the on-board data memory of 16 MB RAM and the high-speed data transfer of the processor module realize the ultra-high-speed DAS, and increase the sensitivity In addition, imaging in a short time becomes possible. Computer 20 is a Silicon Graphics IRIS-4D. FIG. 3 is a timing diagram showing the pulses generated by the pulse generator 6 to control various elements in the system of FIG. 1 of a one-pulse experiment. A transmit gate pulse 30 is generated to control a high speed gate transmitting a high frequency pulse having a duration of about 10-70 nanoseconds. For larger samples, the pulse length can be extended up to 100 nanoseconds. The timing of the diplexer gate pulse 32 is best understood by considering the shape 34 of the high frequency pulse generated by the power amplifier 7a. The diplexer gate pulse 32 is asserted at the falling edge of the transmission gate pulse 30. There is a 25 nanosecond delay by the power amplifier 7a before the high frequency pulse reaches the diplexer. Also, the diplexer gate pulse extends about 30 nanoseconds beyond the end of the high frequency pulse. The receiver, preamplifier, and sampler / averager gate pulses 36, 38, 40 are all asserted on the falling edge of the diplexer gate pulse. As mentioned above, this timing is important to prevent the gate preamplifier 10 from saturating. The magnitude of the high frequency pulse is much larger than the magnitude of the EPR response signal. Thus, transients or faults caused by ring-down in the resonator disable the preamplifier 10 and cause saturation. Recovery from saturation in the cascaded amplifier is very slow, rendering the system inoperable. Thus, a 30 nanosecond delay between the end of the radio frequency pulse and the rise of the preamplifier gate signal can attenuate transients and faults and prevent the preamplifier 10 from saturating. The preamplifier 10 generates an EPR response signal that contains information about the radio frequency carrier signal and EPR parameters and resonance frequency. The quadrature mixer 17 processes the EPR response signal and generates an EPR parameter signal. This EPR parameter signal is further processed to determine EPR parameters such as relaxation time and frequency. As described above, in practice, a large number of transmit pulses are generated and the corresponding EPR responses are summed to improve the signal to noise ratio. Generally, transmit gate pulse 30 occurs at a repetition rate of 4-5 microseconds. This allows for a sum between pulses that takes about 4 microseconds. When the gradient magnetic field is large, the repetition rate decreases. The pulse sequence of stochastic or pseudo-stochastic excitation is shown in FIGS. 4C and 4B. When exciting a wide bandwidth, this excitation sequence is used instead of the compressed high power pulse, followed by a Hadamard transform. This significantly prevents sample heating, since the power required for stochastic excitation is at least an order of magnitude less than with conventional pulse techniques. The principles and applications of the Hadamard transform are well-documented and described in the NMR spectroscopy and imaging literature. 23-28 Modulate the high frequency carrier with a pseudo-random binary sequence generated in a shift register or computer program as shown in FIG. 4A and use the values of the sequence as shown in FIG. 4B. Then, the high-frequency phase is modulated by + 90 ° or -90 ° at each sampling interval DELTA (T). The pseudo-noise sequence thus generated repeats periodically after a given number of values. Alternatively, as shown in FIG. 4C, the amplitude of the radio frequency pulse can be modulated between on and off. Response collection and phase cycling follow standard procedures. From the Hadamard transform of the response, during the complex Fourier transform, an FID is obtained that, when a gradient is present, results in a spectrum or a single projection. FIG. 5 is a flow chart showing the steps required to perform in vivo imaging of a sample using the system of FIG. The sample is placed in a resonator (50) and a magnetic field is generated to resonate the molecules to be imaged at a selected low frequency of about 300 MHz (52, 54). Often, a paramagnetic probe is injected into the sample to improve the imaging parameters (56). For example, when measuring the oxygen tension of a sample, the selected paramagnetic probe interacts with oxygen to increase the relaxation rate. When imaging short-lived free radicals, spin-capture chemicals are injected. Thereafter, data collection is started (58). A series of 10-60 nanosecond radio frequency pulses with a 4-5 microsecond repetition rate are used to induce resonance in the sample. The receiver arm, gated by the pulse from the pulse generator 6, performs the detection, amplification, demodulation, sampling, digitization and summing of the EPR parameters during the time between radio frequency pulses. Various projections are imaged by changing the gradient magnetic field (60, 62), then image processing is started (64) and the resulting image is displayed or printed (66). Using the same steps (except for probe implantation) using small resonators and large gradients, the distribution of paramagnetic centers, especially semiconductor wafers, Lagmuir-Blodget films, quality control of conductive polymers, and industrial, commercial and biological FT EPR microscopy can be performed in an apparatus that makes non-destructive measurements of stress or degradation of polymer materials in a medical environment.
【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９７年６月２７日（１９９７．６．２７）【補正内容】補正明細書 さらに、ＦＴ方法では、変調を行わないので、真の線幅が得られるが、ＣＷ方法では、限定された変調によって、狭い線の場合、人工産物が生じ、したがって達成できる解像度がかなり制限される。狭線システムを検出し、撮像する際に解像度をかなり制限する他の要因は、電力飽和である。また、生体内研究の場合、ＣＷ方法では、研究中の対象が動くと、困難な問題が生じる。さらに、コントラスト・マッピング用の緩和加重撮像は、主としてパルス方法を使用すれば実施できる。ＣＷ技法に勝るパルス技法のこれらの利点のほとんどは、ＭＲＩにおいて十分に確立されている。 ＥＰＲにパルス技法を使用することには、厳しい制限事項がある。原則として仮想的な「リアル・タイム」撮像をもたらしうる短い緩和時間の極限の利点は、超高速励起およびデータ収集のために最新のエレクトロニクスに難問を提出する。機器の不感時間問題は、特に低い周波数において、立ち上がり時定数ｔ＝２Ｑ／Ｗ（Ｑは共振器のＱ値、Ｗは搬送波周波数）では、励起後かなりの間隔を置かないと信号を収集することができず、したがって感度の損失をもたらすので非常に深刻になる。 パルスＥＰＲを使用するシステムは、ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＭＡＧＮＥＴＩＣ ＲＥＳＯＮＡＮＣＥ、Ｓｅｒｉｅｓ Ｂ１０２、１１２−１１５（１９３３）において出版されている文献「Ｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＦＴ ＥＰＲＳｐｅｃｔｒｏｓｃｏｐｙ ａｎｄ Ｉｍａｇｉｎｇ」に開示されている。この文献は、標準のＭＲＩタイプのダイオード・スイッチを使用して、励起パルスを共振器に結合し、かつ標準の縦続接続増幅器を使用して、共振器によって出力された信号を増幅するシステムを記述している。 パルスＥＰＲシステム内で使用すべきデータを高速で収集するシステムは、Ｒｅｖｉｅｗ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ、６５（１９９４）Ａｕｇｕｓｔ、Ｎｏ．８、Ｗｏｏｄｂｕｒｙ、ＮＹ、ＵＳ、ｐａｇｅｓ２５００−２５０４に発表されている「Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ ｄｉｇｉｔｉｚｅｒ／ａｖｅｒａｇｅｒ ｄａｔａ−ａｃｑｕｉｓｉｔｏｎ ｓｙｓｔｅｍｆｏｒ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｅｌｅｃｔｒｏｎ ｐａｒａｍａｇｎｅｔｉｃ ｒｅｓｏｎａｎｃｅ ｓｐｅｃｔｒｏｓｃｏｐｙ」に開示されている。 本発明は、これらすべての問題を対象とし、また適切な常磁性薬品を使用したフリー・ラジカルの生体内撮像および酸素の測定および撮像のための無線周波数領域におけるパルスＥＰＲ方法論について概説する。補正請求の範囲１．連続的な重なり合わない送信パルス、ダイプレクサ・ゲート・パルス、および受信ゲート・パルスを有するタイプのシステム・クロック信号を使用するシステムを備えた、高速応答パルス無線周波（ＲＦ）電子常磁性共鳴（ＥＰＲ）システムであって、超高速励起パルス形成サブシステムが、 約２００ＭＨｚ〜約４００ＭＨｚの周波数を有する無線周波信号を与える無線周波信号発生器（１）、 無線周波信号発生器の出力に結合され、前記無線周波信号を基準無線周波信号および励起信号無線周波信号に分割するビーム・スプリッタ（２）、 前記移相器に結合され、かつ前記パルス発生器から約１０ナノ秒〜９０ナノ秒の持続時間を有する送信ゲート・パルスを受信するために結合されたゲートを含み、前記送信ゲート・パルスがアサートされたときに受信した無線周波励起信号を送信して、約１０ナノ秒〜９０ナノ秒の持続時間および約２ナノ秒以下の立ち上がり時間を有する励起パルスを形成するゲート回路（４ａ）を含み、 超高速データ収集システムが、 前記基準無線周波信号および前記ＥＰＲ応答信号を受信するように結合され、前記ＥＰＲ応答信号を復調して、ＥＰＲパラメータ信号を形成する復調手段（１７、１８ａ、１８ｂ）、 前記復調手段に結合され、信号対雑音比を高めるために一連のＥＰＲパラメータ信号を平均化する超高速サンプリング／合計ユニットであって、各受信したＥＰＲパラメータ信号をデジタル化する高速サンプラ、および各デジタル化されたＥＰＲパラメータ信号を受信するために結合され、前記デジタル化されたＥＰＲパラメータ信号の実行合計を発生する合計手段を含む超高速サンプリング／合計ユニット（第２Ｉ図）、 励起パルスが受信されたときに試料中に常磁性共鳴を誘導し、常磁性共鳴のために試料から放出されたＥＰＲ応答無線周波放射を検出し、ＥＰＲ応答無線周波放射を出力する、送信された無線周波信号を受信するために前記ビーム・スプリッタに結合され、前記無線周波励起信号を制御可能に通過させるか、または移相する移相器（３）を特徴とする超高速データ収集サブシステムを備える共振器（１２）を含み、 前記超高速データ収集システムが 信号入力ポートを有し、かつ受信ゲート・パルスを受信するために結合された制御入力を有するゲート前置増幅器（１０）であって、前記受信ゲート・パルスが受信されたときにのみ前記信号入力ポートにおいて受信された無線周波放射を増幅し、前記受信ゲート・パルスが受信されなかったときには前記信号入力ポートにおいて受信された無線周波放射から分離され、前記信号入力ポートにおいて受信されたＥＰＲ応答無線周波放射を増幅して、ＥＰＲ応答信号を形成するゲート前置増幅器（１０）、 前記励起パルスを受信するために前記パルス発生器に結合され、ＥＰＲ応答無線周波放射を受信するために前記共振器に結合され、前記ゲート前置増幅器の信号入力ポートに結合され、プリセットされた持続時間のダイプレクサ・ゲート・パルスを受信する制御入力を有し、前記ダイプレクサ・ゲート・パルスが受信されたときに前記超高速励起パルス形成サブシステムを前記共振器に結合し、前記ダイプレクサ・ゲート・パルスが受信されなかったときに前記パルス形成システムを前記超高速データ収集システムから分離し、前記ダイプレクサ・ゲート・パルスを受信した後で、共振器からの前記ＥＰＲ応答無線周波放射を前記ゲート前置増幅器の入力信号ポートに与えるダイプレクサ（９）を特徴とする、高速応答パルス無線周波（ＲＦ）電子常磁性共鳴（ＥＰＲ）システム。２．前記共振器が、共振器応答の帯域幅がＱの大きさに反比例し、かつリング・ダウン磁界がＱに比例するＱパラメータを特徴とし、 Ｑスイッチング・パルスを受信するために前記共振器および前記タイミング・コントローラに結合され、Ｑスイッチング・パルスがアサートされたときに共振器のＱを増大し、かつ前記共振器のリングダウン時間を短縮するＱスイッチング手段（第２Ｅ図）をさらに含み、 前記パルス発生器が、前記送信パルスが前記共振器において受信された直後に約２０ナノ秒のＱスイッチング・パルスを発生する請求項１に記載のシステム。３．前記試料中に磁化を誘導するために一定の磁界を発生する直流磁界と、 前記一定の磁界中に勾配を形成する勾配磁石とをさらに含む請求項１に記載のシステム。４．生体試料中の生体内酸素と相互作用して、緩和速度を速め、酸素に対する感度を高める常磁性コントラスト薬品を調製するステップと、 前記常磁性コントラスト薬品を撮像すべき生体試料中に導入するステップと、 磁気共鳴器を備えるステップと、 前記生体試料を磁気共鳴器に配置するステップと、 約４マイクロ秒よりも大きい時間間隔だけ離間した約２００〜４００ＭＨｚの無線周波数を有する無線周波励起パルスの第１の列を発生するステップと、 ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第１の列内の各無線周波励起パルスを前記共鳴器に結合するステップと、 前記第１の列内の各励起パルスに応答して前記応答放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第１の列の無線周波励起パルス間の時間間隔内で、生体内酸素と前記常磁性コントラスト薬品との相互作用によって強化された対応するＥＰＲ応答信号の第１の列を発生するステップと、 前記ＥＰＲパラメータ信号の第１の列をデジタル化し、合計して、ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第１の列を発生するステップとを含む、試料によって生成された応答放射を増幅するゲート無線周波増幅器を使用して、生物対象内の酸素張力の生体内測定または撮像を実施するために使用されるＥＰＲパラメータを測定する方法。５．約４マイクロ秒よりも長い時間間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第２の列を発生するステップと、 前記無線周波励起パルスの第２の列を１８０°だけ移相して、移相されたパルスを発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の移相された各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第２の列内の移相された各パルスに応答して前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列の前記無線周波励起パルス間の時間間隔内で、生体内酸素と前記常磁性コントラスト薬品との相互作用に基づいて対応するＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲパラメータ信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列から減じて、前記ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生するステップとをさらに含む請求項４に記載の方法。６．前記無線周波励起パルスの第１の列を発生する前に、第１の軸に沿って第１の勾配磁界を発生し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列が生成されるまで前記磁界を維持し、前記試料の第１の投影を形成するステップと、 第２の軸に沿って第２の勾配磁界を発生するステップと、 無線周波励起パルスの第２の列を発生し、その後約４マイクロ秒よりも長い時間間隔だけ離間した第２の勾配磁界を発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列内の前記無線周波励起パルス間の時間間隔内で、生体内酸素と前記常磁性コントラスト薬品との相互作用に基づいて対応するＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲ応答信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列から減じて、前記ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生し、かつ前記試料の第２の投影を形成するステップとをさらに含む請求項４に記載の方法。７．第１の値または第２の値を有する疑似ランダム数の対応する第１の列を発生するステップと、 約２００〜４００ＭＨｚの無線周波数を有し、かつ４マイクロ秒よりも大きい時間間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第１の列を発生するステップと、 前記第１の列内の対応する数が前記第１の値を有する場合には前記１の列内の各パルスを移相し、前記第１の列内の対応する数が前記第１の値に等しい場合には各パルスを移相せずに送信して、位相処理された励起パルスの第１の列を発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第１の列内の位相処理された各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第１の列内の位相処理された各パルスに応答して、前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第１の列の位相処理された無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中の常磁性共鳴に基づいて対応する第ＥＰＲ応答信号の第１の組を発生するステップと、 前記第１の組のＥＰＲ応答信号に対してアダマール変換を実施して、自由誘導減衰パラメータを得るステップとを含む、応答無線周波放射を増幅して、ＥＰＲ応答信号を形成するゲート無線周波増幅器を使用して、無線周波放射パルスが受信されたときに試料を励起して、励起の後で応答無線周波放射を放出するように試料を誘導する磁気共鳴器内に配置された試料のパルスＥＰＲ測定または撮像を実施するために使用されるＥＰＲパラメータを測定する方法。８．生体試料を備えるステップと、 磁気共鳴器を備えるステップと、 前記生体試料を磁気共鳴器内に配置するステップと、 約２００〜４００ＭＨｚの無線周波数を有し、かつ４マイクロ秒よりも大きい時間間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第１の列を発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第１の列内の位相処理された各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第１の列内の位相処理された各パルスに応答して、前記応答放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第１の列の無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中の常磁性共鳴に基づいて対応するＥＰＲ応答信号の第１の組を発生するステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の第１の列をデジタル化し、合計して、前記ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 ＥＰＲ応答信号の正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第１の列を発生するステップとを含む、試料中のフリー・ラジカルの生体内測定を実施するために使用されるＥＰＲパラメータを測定する方法。９．約４マイクロ秒よりも大きい間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第２の列を発生するステップと、 前記無線周波励起パルスの第２の列を１８０°だけ移相して、移相された無線周波励起パルスを発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、 前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の移相された各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第２の列内の移相された各パルスに応答して、前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列の移相された無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中のフリー・ラジカルの生体内常磁性共鳴に基づいて対応するＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲ応答信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列から減じて、前記ＥＰＲパラメータの正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生するステップとをさらに含む請求項８に記載の方法。１０．前記無線周波励起パルスの第１の列を発生する前に、第１の軸に沿って第１の勾配磁界を発生し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列が生成されるまで前記磁界を維持し、前記試料の第１の投影を形成するステップと、 第２の軸に沿って第２の勾配磁界を発生するステップと、 無線周波励起パルスの第２の列を発生し、その後約４マイクロ秒よりも長い時間間隔だけ離間した第２の勾配磁界を発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列内の前記無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中のフリー・ラジカルの生体内常磁性共鳴に基づいて、対応するＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲ応答信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の組から減じて、前記ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生し、かつ前記試料の第２の投影を形成するステップとをさらに含む請求項８に記載の方法。１１．スピン捕獲薬品を調製するステップと、 撮像のために前記フリー・ラジカルを安定化するために前記スピン捕獲薬品を前記試料中に導入するステップとをさらに含む請求項８に記載の方法。１２．第１の値または第２の値を有する疑似ランダム数の第１の列を発生するステップと、 約２００〜４００ＭＨｚの無線周波数を有し、かつ４マイクロ秒よりも大きい時間間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第１の列を発生するステップと、 前記第１の列内の対応する数が前記第１の値を有する場合には前記１の列内の各パルスの振幅をオフ値に変調し、前記第１の列内の対応する数が前記第２の値を有する場合には前記１の列内の各パルスの振幅をオン値に変調して、変調された無線周波励起パルスの第１の列を発生するステップと、 ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記変調された無線周波励起パルスの第１の列内の各無線周波励起パルスを前記共鳴器に結合するステップと、 前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第１の列の変調された無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中の常磁性共鳴に基づいて、対応するＥＰＲ応答信号の第１の列を発生するステップと、 対応するＥＰＲ応答信号の第１の組に対してアダマール変換を実施して、自由誘導減衰パラメータを得るステップとを含む、応答無線周波放射を増幅して、ＥＰＲ応答信号を形成するゲート無線周波増幅器を使用して、無線周波放射パルスが受信されたときに試料を励起して、励起の後で応答無線周波放射を放出するように試料を励起する磁気共鳴器内に配置された試料のパルスＥＰＲ測定または撮像を実施するために使用されるＥＰＲパラメータを測定する方法。１３．ＥＰＲパラメータ信号の測定を改善するために常磁性プローブを試料中に注入するステップをさらに含む請求項８に記載の方法。１４．４マイクロ秒よりも大きい時間間隔だけ離間した無線周波励起パルスの第２の列を発生するステップと、 前記無線周波励起パルスの第２の列を１８０°だけ移相して、移相された無線周波励起パルスを発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の移相された各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第２の列内の移相された各パルスに応答して、前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列の無線周波励起パルス間の時間間隔内で、生体内フリー・ラジカルの常磁性共鳴に基づいてＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲ応答信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列から減じて、前記ＥＰＲ応答信号の正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生するステップとをさらに含む請求項１３に記載の方法。１５．前記無線周波励起パルスの第１の列を発生する前に、第１の軸に沿って第１の勾配磁界を発生し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の列が生成されるまで前記磁界を維持し、前記試料の第１の投影を形成するステップと、 第２の軸に沿って第２の勾配磁界を発生するステップと、 無線周波励起パルスの第２の列を発生し、その後約４マイクロ秒よりも長い時間間隔だけ離間した第２の勾配磁界を発生するステップと、 前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器から分離する間、前記試料中にＥＰＲを誘導するために前記第２の列内の各無線周波励起パルスを前記共振器に結合するステップと、 前記第１の列内の各励起パルスに応答して前記応答無線周波放射が発生したときに前記ゲート無線周波増幅器を前記共鳴器に結合して、前記第２の列内の前記無線周波励起パルス間の時間間隔内で、前記試料中のフリー・ラジカルの生体内常磁性共鳴に基づいて、対応するＥＰＲ応答信号の第２の列を発生するステップと、 システム雑音および直流バイアスを除去するために、前記ＥＰＲ応答信号の第２の列をデジタル化し、前記ＥＰＲ応答信号の第１の組から減じて、前記ＥＰＲパラメータの正確な値を得るステップと、 前記ＥＰＲ応答信号の前記正確な値を処理して、ＥＰＲパラメータ信号の第２の列を発生し、かつ前記試料の第２の投影を形成するステップとをさらに含む請求項１３に記載の方法。１６．スピン捕獲薬品を調製するステップと、 撮像のために前記フリー・ラジカルを安定化するために前記スピン捕獲薬品を前記試料中に導入するステップとをさらに含む請求項１３に記載の方法。[Procedure amendment] Article 184-8, Paragraph 1 of the Patent Act [Submission date] June 27, 1997 (1997.6.27) [Amendment contents] Amendment specification Furthermore, since the FT method does not perform modulation, , True line widths are obtained, but in the CW method, the limited modulation creates artifacts for narrow lines and thus significantly limits the resolution that can be achieved. Another factor that significantly limits resolution when detecting and imaging narrow line systems is power saturation. In the case of in vivo research, the CW method poses a difficult problem when the subject under study moves. Further, relaxation-weighted imaging for contrast mapping can be implemented primarily using the pulse method. Most of these advantages of the pulse technique over the CW technique are well established in MRI. The use of pulse techniques for EPR has severe limitations. The extreme advantage of short relaxation times, which in principle can result in virtual "real time" imaging, poses challenges for modern electronics for ultrafast excitation and data acquisition. The dead time problem of the equipment is that, especially at low frequencies, with a rise time constant t = 2Q / W (where Q is the Q value of the resonator and W is the carrier frequency), the signal must be collected without a considerable interval after excitation. And is thus very serious because it results in a loss of sensitivity. A system using pulsed EPR is disclosed in the document "Radiofrequency FT EPR Spectroscopy and Imaging" published in JOURNAL OF MAGNETIC RESONANCE, Series B102, 112-115 (1933). This document describes a system that uses a standard MRI-type diode switch to couple the excitation pulse to the resonator and amplifies the signal output by the resonator using a standard cascaded amplifier. are doing. A system for collecting data to be used in a pulsed EPR system at a high speed is disclosed in Review of Scientific Instruments, 65 (1994) August, No. 5, pp. 1-95. 8, "High-speed digitizer / averager data-acquisiton system for foreword exchange newsletter published in Woodbury, NY, US, pages 2500-2504. The present invention addresses all these issues and outlines a pulsed EPR methodology in the radio frequency domain for free radical in vivo imaging and oxygen measurement and imaging using appropriate paramagnetic agents.Amended Claims 1. Fast response pulsed radio frequency (RF) electron paramagnetic resonance (EPR) with a system using a system clock signal of the type having a continuous non-overlapping transmit pulse, diplexer gate pulse, and receive gate pulse A) a radio frequency signal generator (1) for providing a radio frequency signal having a frequency of about 200 MHz to about 400 MHz, the system being coupled to an output of the radio frequency signal generator; A beam splitter (2) for splitting a radio frequency signal into a reference radio frequency signal and an excitation signal radio frequency signal, coupled to the phase shifter and providing a duration of about 10 nanoseconds to 90 nanoseconds from the pulse generator; Including a gate coupled to receive a transmission gate pulse, wherein the transmission gate pulse is asserted. A gate circuit (4a) for transmitting a radio frequency excitation signal received when the excitation pulse has a duration of about 10 nanoseconds to 90 nanoseconds and a rise time of about 2 nanoseconds or less; An ultra-high-speed data acquisition system coupled to receive the reference radio frequency signal and the EPR response signal; demodulating means (17, 18a, 18b) for demodulating the EPR response signal to form an EPR parameter signal. An ultra-fast sampling / summing unit coupled to said demodulation means for averaging a series of EPR parameter signals to increase a signal-to-noise ratio, the high-speed sampler digitizing each received EPR parameter signal; Combining each of the digitized EPR parameter signals to receive the digitized EPR parameter signals; An ultra-fast sampling / summing unit (FIG. 2I) including summing means for generating a running sum of the paramagnetic resonance induced in the sample when the excitation pulse is received and released from the sample for paramagnetic resonance Detecting the EPR responsive radio frequency radiation and outputting the EPR responsive radio frequency radiation, coupled to the beam splitter for receiving the transmitted radio frequency signal, to controllably pass the radio frequency excitation signal Or a resonator comprising an ultra-high-speed data acquisition subsystem featuring a phase-shifting phase shifter (3), said ultra-high-speed data acquisition system having a signal input port and receiving gate pulses A gate preamplifier having a control input coupled to receive the signal input port only when the receive gate pulse is received. Amplifies the radio frequency radiation received at the EPR responsive radio frequency radiation received at the signal input port and separated from the radio frequency radiation received at the signal input port when the receive gate pulse is not received A gate preamplifier (10) for amplifying an EPR response signal, coupled to the pulse generator for receiving the excitation pulse, and coupled to the resonator for receiving EPR response radio frequency radiation And a control input coupled to a signal input port of the gate preamplifier for receiving a diplexer gate pulse of a preset duration, wherein the ultra high speed signal is received when the diplexer gate pulse is received. An excitation pulse forming subsystem is coupled to the resonator and the diplexer gate pulse is received. If not, the pulse forming system is separated from the ultra-high-speed data acquisition system, and after receiving the diplexer gate pulse, the EPR responsive radio frequency radiation from the resonator is input to the gate preamplifier. A fast response pulsed radio frequency (RF) electron paramagnetic resonance (EPR) system, characterized by a diplexer (9) applied to a signal port. 2. Wherein the resonator is characterized by a Q parameter wherein the bandwidth of the resonator response is inversely proportional to the magnitude of Q and the ring-down field is proportional to Q; and the resonator and the resonator for receiving a Q switching pulse. A Q-switching means (FIG. 2E) coupled to the timing controller for increasing the Q of the resonator when the Q-switching pulse is asserted and reducing the ring-down time of the resonator; The system of claim 1, wherein the generator generates a Q switching pulse of about 20 nanoseconds immediately after the transmitted pulse is received at the resonator. 3. The system of claim 1, further comprising: a direct current magnetic field that generates a constant magnetic field to induce magnetization in the sample; and a gradient magnet that forms a gradient in the constant magnetic field. 4. Interacting with in vivo oxygen in the biological sample, increasing the relaxation rate, preparing a paramagnetic contrast agent that increases sensitivity to oxygen, and introducing the paramagnetic contrast agent into the biological sample to be imaged. Providing a magnetic resonator; placing the biological sample on the magnetic resonator; and a first of a radio frequency excitation pulse having a radio frequency of about 200-400 MHz separated by a time interval greater than about 4 microseconds. And coupling each radio frequency excitation pulse in the first row to the resonator to induce EPR in the sample while isolating a gated radio frequency amplifier from the resonator. And when the response radiation occurs in response to each excitation pulse in the first column, the gated RF amplifier is coupled to the resonator. Together, within the time interval between the first series of radio frequency excitation pulses, generating a first series of corresponding EPR response signals enhanced by the interaction of in vivo oxygen with the paramagnetic contrast agent. Digitizing and summing a first column of the EPR parameter signal to obtain an accurate value of the EPR response signal; processing the exact value of the EPR response signal to obtain an EPR parameter signal; Generating a first column of the biological signal using a gated radio frequency amplifier to amplify the responsive radiation generated by the sample. To measure the EPR parameter to be measured. 5. Generating a second train of RF excitation pulses separated by a time interval greater than about 4 microseconds; and shifting the second train of RF excitation pulses by 180 °. Generating a pulse; and isolating the phase shifted RF excitation pulses in the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated RF amplifier from the resonator. Coupling the gated radio frequency amplifier to the resonator when the response radio frequency radiation occurs in response to each phase shifted pulse in the second column; Generating a corresponding second sequence of EPR response signals based on the interaction of in vivo oxygen with the paramagnetic contrast agent within a time interval between the two sequences of the radio frequency excitation pulses; Digitizing a second column of the EPR parameter signal and subtracting from the first column of the EPR response signal to obtain an accurate value of the EPR response signal to eliminate DC bias. Processing the exact value of the response signal to generate a second column of the EPR parameter signal. 6. Prior to generating the first train of radio frequency excitation pulses, generating a first gradient magnetic field along a first axis and maintaining the magnetic field until a first train of the EPR response signal is generated. Forming a first projection of the sample; generating a second gradient magnetic field along a second axis; generating a second train of radio frequency excitation pulses; Generating a second gradient magnetic field that is separated by a time interval greater than seconds, and within the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated RF amplifier from the resonator. Coupling each RF excitation pulse to the resonator; and coupling the gated RF amplifier to the resonator when the responsive RF radiation occurs, wherein the RF frequency in the second column is Within the time interval between excitation pulses Generating a second column of a corresponding EPR response signal based on an interaction between in vivo oxygen and the paramagnetic contrast agent; and removing a second column of the EPR response signal to remove system noise and DC bias. Digitizing and subtracting from the first column of the EPR response signal to obtain an accurate value of the EPR response signal; processing the exact value of the EPR response signal to obtain an EPR parameter signal; Generating a second column and forming a second projection of the sample. 7. Generating a corresponding first column of pseudorandom numbers having a first value or a second value; having a radio frequency of about 200-400 MHz and separated by a time interval greater than 4 microseconds Generating a first train of radio frequency excitation pulses; and, if the corresponding number in the first train has the first value, shifting each pulse in the one train; Transmitting each pulse without phase shifting if the corresponding number in the first sequence is equal to said first value to generate a first sequence of phased excitation pulses; Coupling each phased RF excitation pulse in the first column to the resonator to induce EPR in the sample while isolating a gated RF amplifier from the resonator; Each phased pulse in the first column In response, the gated radio frequency amplifier is coupled to the resonator when the responsive radio frequency radiation occurs, and within the time interval between the phased radio frequency excitation pulses of the first row, Generating a corresponding first set of EPR response signals based on paramagnetic resonance in the sample; performing a Hadamard transform on the first set of EPR response signals to determine a free induction decay parameter; Amplifying the response radio frequency radiation to form an EPR response signal, using a gated radio frequency amplifier to excite the sample when the radio frequency radiation pulse is received, and A method of measuring EPR parameters used to perform pulsed EPR measurements or imaging of a sample located in a magnetic resonator that directs the sample to emit responsive radio frequency radiation. 8. Providing a biological sample; providing a magnetic resonator; placing the biological sample in the magnetic resonator; having a radio frequency of about 200-400 MHz and for a time interval greater than 4 microseconds Generating a first train of spaced radio frequency excitation pulses; and phase processing within the first train to induce EPR in the sample while isolating the gated radio frequency amplifier from the resonator. Coupling each of the resulting RF excitation pulses to the resonator; and, in response to each of the phased pulses in the first column, the gate RF amplifier when the response radiation occurs. Coupled to a resonator to generate a first set of corresponding EPR response signals based on paramagnetic resonance in the sample within a time interval between the first row of radio frequency excitation pulses. Digitizing and summing a first column of the EPR response signal to obtain an accurate value of the EPR response signal; processing the exact value of the EPR response signal to obtain an EPR parameter signal; Generating a first column. A method for measuring EPR parameters used to perform in vivo measurements of free radicals in a sample. 9. Generating a second train of RF excitation pulses separated by an interval greater than about 4 microseconds; and shifting the second train of RF excitation pulses by 180 ° to produce a phase shifted radio. Generating a frequency excitation pulse; and separating each of the phase shifted RF excitation pulses in the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated RF amplifier from the resonator. Coupling the gated RF amplifier to the resonator when the responsive RF radiation occurs in response to each phase shifted pulse in the second column. And within the time interval between the phase shifted RF excitation pulses of the second sequence, a corresponding second sequence of EPR response signals based on in vivo paramagnetic resonance of free radicals in the sample. The steps that occur; Digitizing a second column of the EPR response signal and subtracting from the first column of the EPR response signal to remove the system noise and DC bias to obtain an accurate value of the EPR parameter; Processing said exact value of an EPR response signal to generate a second sequence of EPR parameter signals. 10. Prior to generating the first train of radio frequency excitation pulses, generating a first gradient magnetic field along a first axis and maintaining the magnetic field until a first train of the EPR response signal is generated Forming a first projection of the sample; generating a second gradient magnetic field along a second axis; generating a second train of radio frequency excitation pulses; Generating a second gradient magnetic field that is separated by a time interval greater than seconds, and within the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated RF amplifier from the resonator. Coupling each RF excitation pulse to the resonator; and coupling the gated RF amplifier to the resonator when the responsive RF radiation occurs, wherein the RF frequency in the second column is Within the time interval between excitation pulses Generating a second column of a corresponding EPR response signal based on in vivo paramagnetic resonance of free radicals in the sample; and removing a second sequence of the EPR response signal to remove system noise and DC bias. Digitizing and subtracting from the first set of EPR response signals to obtain an exact value of the EPR response signal; processing the exact value of the EPR response signal to obtain an EPR parameter signal Generating a second column of, and forming a second projection of the sample. 11. 9. The method of claim 8, further comprising: preparing a spin-capture chemical; and introducing the spin-capture chemical into the sample to stabilize the free radicals for imaging. 12. Generating a first sequence of pseudorandom numbers having a first value or a second value; radio frequencies having a radio frequency of about 200-400 MHz and separated by a time interval greater than 4 microseconds Generating a first train of excitation pulses; modulating the amplitude of each pulse in the first train to an off value if the corresponding number in the first train has the first value; Modulating the amplitude of each pulse in the first column to an on value if the corresponding number in the first column has the second value, to provide the first of the modulated radio frequency excitation pulses. Generating a train of RF excitation pulses in a first train of the modulated RF excitation pulses to induce EPR in the sample while isolating a gated RF amplifier from the resonator. Coupling a pulse to the resonator; Coupling the gated radio frequency amplifier to the resonator when the responsive radio frequency radiation is generated, within the time interval between the modulated radio frequency excitation pulses of the first column, Generating a first column of a corresponding EPR response signal based on the resonance; and performing a Hadamard transform on the first set of the corresponding EPR response signal to obtain a free induction decay parameter. Using a gated radio frequency amplifier to amplify the response radio frequency radiation to form an EPR response signal, and to excite the sample when a radio frequency radiation pulse is received, and to provide a response radio frequency after excitation A method for measuring EPR parameters used to perform pulsed EPR measurements or imaging of a sample placed in a magnetic resonator that excites the sample to emit radiation. 13. 9. The method of claim 8, further comprising injecting a paramagnetic probe into the sample to improve the measurement of the EPR parameter signal. Generating a second train of radio frequency excitation pulses separated by a time interval greater than 14.4 microseconds; and phase shifting the second train of radio frequency excitation pulses by 180 °. Generating a radio frequency excitation pulse, wherein each of the phase shifted radio frequency excitations in the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated radio frequency amplifier from the resonator. Coupling a pulse to the resonator; and responsive to each phase shifted pulse in the second column, coupling the gated RF amplifier to the resonator when the responsive RF radiation occurs. Generating a second sequence of EPR response signals based on the paramagnetic resonance of free radicals in vivo within the time interval between the radiofrequency excitation pulses of the second sequence; Digitizing a second column of the EPR response signal to remove bias and subtracting from the first column of the EPR response signal to obtain an accurate value of the EPR response signal; Processing the exact value of the EPR parameter to generate a second sequence of EPR parameter signals. 15. Prior to generating the first train of radio frequency excitation pulses, generating a first gradient magnetic field along a first axis and maintaining the magnetic field until a first train of the EPR response signal is generated Forming a first projection of the sample; generating a second gradient magnetic field along a second axis; generating a second train of radio frequency excitation pulses; Generating a second gradient magnetic field that is separated by a time interval greater than seconds, and within the second column to induce EPR in the sample while isolating the gated RF amplifier from the resonator. Coupling each of the RF excitation pulses to the resonator; and coupling the gated RF amplifier to the resonator when the responsive RF emission occurs in response to each of the excitation pulses in the first column. Combine to form in the second column Generating a second sequence of corresponding EPR response signals based on in vivo paramagnetic resonance of free radicals in the sample within a time interval between the radio frequency excitation pulses; and system noise and DC bias. Digitizing a second column of the EPR response signal and subtracting from the first set of EPR response signals to obtain an accurate value of the EPR parameter to remove the EPR response signal; Processing the exact values to generate a second column of the EPR parameter signal and forming a second projection of the sample. 16. 14. The method of claim 13, further comprising preparing a spin-capture chemistry, and introducing the spin-capture chemistry into the sample to stabilize the free radicals for imaging.
─────────────────────────────────────────────────────フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ(72)発明者 ミッチェル，ジェームス・ビイ アメリカ合衆国・20872・メリーランド 州・ダマスカス・スイープステイクス ロ ード・10516(72)発明者 サブラマニアン，サンカラン インド国・600042・マドラス・アヨデュア コロニー・10(72)発明者 チューディン，ロルフ・ジイ アメリカ合衆国・20895・メリーランド 州・ケンジントン・カルバー ストリー ト・9628────────────────────────────────────────────────── ───Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE,DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, LU, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF), CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE,SN, TD, TG), AP (KE, LS, MW, SD, SZ, UG), UA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AL, AM, AT, AU, AZ, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CU,CZ, DE, DK, EE, ES, FI, GB, GE, HU, IL, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MD, MG,MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT, RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, TJ, TM, TR, TT, UA, UG, UZ, VN(72) Inventor Mitchell, James B. United States 20872 Maryland State of Damascus Sweep Stakes Mode 10516(72) Inventor Sabramanian, Sankaran India 600042 Madras Ayodua Colony 10(72) Inventor Tudin, Rolf Jii United States, 20895, Maryland Kensington, Culver Street G 9628