Le domaine de l’invention est celui des capteurs de température haute résolution. L’invention concerne plus particulièrement un ou plusieurs capteurs de température auto étalonnés permettant de réaliser une mesure basée sur la variation, en fonction de la température, de la résistance électrique d’un ou plusieurs composants électroniques de type résistance de platine ou thermistance éventuellement en combinaison avec un résonateur acoustique à ligne à retard à partir de signaux électroniques audio stéréo de synchronisation produits en émission et un signal microphonique mono en réception, normalement destinés à un casque audio comprenant un microphone à électret polarisé en tension.The field of the invention is that of high-resolution temperature sensors. The invention relates more particularly to one or more self-calibrated temperature sensors for performing a measurement based on the variation, as a function of temperature, of the electrical resistance of one or more electronic components of the platinum resistor or thermistor type, possibly in combination with an acoustic resonator with a delay line from stereo audio electronic synchronization signals produced in transmission and a mono microphone signal in reception, normally intended for an audio headset comprising a voltage-polarized electret microphone.
Une méthode de mesure de la température connue consiste à exploiter la variation d’une résistance électrique avec la température selon des lois de variations connues telles les résistances de platine qui ont un Coefficient de Température Positif (CTP) proche de 3850 ppm/°C ou les thermistances qui ont un Coefficient de Température Négatif (CTN) pouvant atteindre -4%/°C soit environ 10 fois plus grand en valeur absolue que celui des résistances de platine.A known method of measuring temperature consists of exploiting the variation of an electrical resistance with temperature according to known variation laws such as platinum resistors which have a Positive Temperature Coefficient (PTC) close to 3850 ppm/°C or thermistors which have a Negative Temperature Coefficient (NTC) which can reach -4%/°C, i.e. approximately 10 times greater in absolute value than that of platinum resistors.
Compte tenu de leur plus forte sensibilité, les thermistances sont plus adaptées à de petites plages de fonctionnement et des températures mieux résolues, par exemple celle de la variation de la température corporelle, tandis que les résistances de platine sont plus adaptées à des plages de variation industrielles s’étalant sur plusieurs centaines de degrés Celsius et un peu moins résolue.Given their higher sensitivity, thermistors are more suitable for small operating ranges and better resolved temperatures, for example that of body temperature variation, while platinum resistors are more suitable for industrial variation ranges extending over several hundred degrees Celsius and somewhat less resolved.
Une méthode de mesure de température connue avec des thermistances ou résistances de platine consiste à exploiter un pont de résistances constitué d’au moins une résistance stable, pratiquement invariant avec la température et distante de la zone de mesure exposée à la température inconnue et au moins une résistance CTN ou CTP exposée à la température du milieu.A known method of measuring temperature with platinum thermistors or resistors consists of using a resistance bridge consisting of at least one stable resistor, practically invariant with temperature and distant from the measurement zone exposed to the unknown temperature and at least one CTN or CTP resistor exposed to the temperature of the environment.
Habituellement, la procédure est gérée par un composant électronique de type microcontrôleur comprenant un convertisseur analogique numérique et le résultat est affiché sur un petit afficheur à cristaux liquides comme on peut le voir sur les thermomètres intracorporels de pharmacie qui comprennent en outre un buzzer audio et une source d’énergie de type pile ou batterie.Usually, the procedure is managed by a microcontroller type electronic component including an analog-digital converter and the result is displayed on a small liquid crystal display as can be seen on pharmacy intracorporeal thermometers which also include an audio buzzer and a power source such as a battery or battery.
Pour faire baisser le prix de revient de ce type de thermomètre, il peut être avantageux d’éviter de recourir au microcontrôleur, à l’afficheur à cristaux liquides, au buzzer et à la pile ainsi que le nombre d’éléments de coque plastique d’assemblage en exploitant le traitement du signal et l’afficheur ainsi que la source d’énergie disponibles sur un smartphone, une tablette ou un ordinateur personnel de bureau. Ces appareils disposent généralement d’une prise jack audio de diamètre 3.5 mm, à 4 pôles ou conducteurs, destinée à être connectée à un casque audio stéréo avec microphone. Les appareils récents disposent également de prises USB-C. Le traitement du signal associé à ces signaux audio sont généralement de très bonne qualité avec des convertisseurs analogique-numérique de résolution verticale 16 ou 24 bits et une fréquence d’échantillonnage atteignant typiquement 44100 échantillons/seconde voire 48000 ou 96000 échantillons/seconde en émission comme en réception.To reduce the cost of this type of thermometer, it may be advantageous to avoid using the microcontroller, the LCD display, the buzzer and the battery as well as the number of plastic assembly shell elements by exploiting the signal processing and the display as well as the power source available on a smartphone, tablet or desktop personal computer. These devices generally have a 3.5 mm diameter audio jack, with 4 poles or conductors, intended to be connected to a stereo audio headset with microphone. Recent devices also have USB-C sockets. The signal processing associated with these audio signals is generally of very good quality with analog-to-digital converters with 16 or 24-bit vertical resolution and a sampling frequency typically reaching 44,100 samples/second or even 48,000 or 96,000 samples/second in both transmission and reception.
Une telle approche minimaliste sans calculateur ni afficheur ni source d’énergie a déjà été réalisée selon un dispositif et un procédé différent, par exemple avec le brevet WO2013/163641. Dans cette demande, la mesure de température est obtenue en mesurant au moyen de l’entrée microphone l’amplitude alternative d’un signal audio émis par l’une des sorties audio d’un jack stéréo que l’on envoie alternativement dans une résistance de référence stable en température et dans une thermistance soumise à la température du milieu. La seconde sortie audio sert à commuter un commutateur analogique à 2 entrées qui sélectionne soit la résistance de référence soit la thermistance, l’une des entrées étant associée soit au signal audio passant dans la résistance de référence, soit au signal passant dans la thermistance soumise à la température du milieu à mesurer selon la position du commutateur analogique. Selon cette approche, la longueur des câbles et le commutateur analogique peuvent introduire un biais si ces 2 entrées se comportent différemment et il est nécessaire de réaliser un étalonnage. En outre le fait d’envoyer le signal audio issu des conducteurs stéréo directement dans le pont de résistances comprenant les résistances de référence et de mesure est de nature à réduire la précision de la mesure car la longueur de câble rajoute une résistance linéique significative et les impédances associées aux signaux sources et aux charges ne sont ni connues ni maitrisées. Enfin, la résolution de ce type de capteur est limitée par le rapport signal/bruit qui n’est pas maîtrisé et le nombre de bits de quantification du signal reçu.Such a minimalist approach without a calculator, display or power source has already been implemented using a different device and method, for example with patent WO2013/163641. In this application, the temperature measurement is obtained by measuring, using the microphone input, the alternating amplitude of an audio signal emitted by one of the audio outputs of a stereo jack that is sent alternately to a temperature-stable reference resistor and to a thermistor subjected to the temperature of the medium. The second audio output is used to switch a 2-input analog switch that selects either the reference resistor or the thermistor, one of the inputs being associated either with the audio signal passing through the reference resistor or with the signal passing through the thermistor subjected to the temperature of the medium to be measured depending on the position of the analog switch. According to this approach, the length of the cables and the analog switch can introduce a bias if these 2 inputs behave differently and it is necessary to perform a calibration. In addition, sending the audio signal from the stereo conductors directly into the resistance bridge comprising the reference and measurement resistors is likely to reduce the accuracy of the measurement because the cable length adds a significant linear resistance and the impedances associated with the source signals and the loads are neither known nor controlled. Finally, the resolution of this type of sensor is limited by the signal-to-noise ratio which is not controlled and the number of quantization bits of the received signal.
Une autre approche minimaliste également basée sur les 4 signaux associés à un connecteur jack audio stéréo à 4 pôles avec 2 signaux de sortie stéréo (L, R), une entrée microphone (MP) mono et un signal de masse (G) est exposée dans le brevet EP3155388 (B1). Selon cette invention la température est obtenue à partir d’un principe exploitant la variation de fréquence avec la température d’un petit résonateur métallique à ligne à retard se présentant sous la forme d’une lame ou feuille suspendue dans laquelle on injecte une onde acoustique à une fréquence se situant dans la partie supérieure du spectre audible au moyen d’une pastille piézoélectrique collée près de l’une des extrémités et que l’on récolte après propagation dans la feuille métallique au moyen d’une seconde pastille piézoélectrique collée près de l’autre extrémité via l’entrée microphone. Une impulsion d’excitation modulée en fréquence englobant la fréquence de résonance permet de trouver la fréquence du pic de résonance par transformée de Fourier du signal de réception. Selon ce principe de mesure, la résolution en température dépend du coefficient de qualité du dispositif et du nombre de points d’acquisition en combinaison avec la puissance de calcul de l’unité électronique qui définira la résolution fréquentielle permettant de quantifier le décalage fréquentiel de la résonance en fonction de la température.Another minimalist approach also based on the 4 signals associated with a 4-pole stereo audio jack connector with 2 stereo output signals (L, R), a mono microphone input (MP) and a ground signal (G) is disclosed in patent EP3155388 (B1). According to this invention, the temperature is obtained from a principle exploiting the frequency variation with the temperature of a small metallic delay line resonator in the form of a suspended blade or sheet into which an acoustic wave is injected at a frequency located in the upper part of the audible spectrum by means of a piezoelectric pellet glued near one of the ends and which is collected after propagation in the metal sheet by means of a second piezoelectric pellet glued near the other end via the microphone input. A frequency-modulated excitation pulse encompassing the resonance frequency makes it possible to find the frequency of the resonance peak by Fourier transform of the reception signal. According to this measurement principle, the temperature resolution depends on the quality coefficient of the device and the number of acquisition points in combination with the computing power of the electronic unit which will define the frequency resolution allowing the frequency shift of the resonance to be quantified as a function of temperature.
En pratique, ce procédé fournit une bonne résolution de température pouvant atteindre le millième de degré Celsius sur une plage assez large pouvant aller de -200°C à +200°C et consomme peu de courant, mais il nécessite un étalonnage régulier du thermomètre, c’est-à-dire une mesure de la fréquence de résonance du capteur à une première température connue de référence et peut souffrir en outre d’une dérive de cette fréquence de résonance de référence avec le vieillissement du capteur.In practice, this method provides good temperature resolution of up to a thousandth of a degree Celsius over a fairly wide range of -200°C to +200°C and consumes little current, but it requires regular calibration of the thermometer, i.e. a measurement of the resonant frequency of the sensor at a first known reference temperature and can also suffer from a drift of this reference resonant frequency as the sensor ages.
Les solutions décrites dans ces 2 demandes de brevets sont de faible coût et potentiellement faible consommation mais ne sont pas satisfaisantes du point de vue du besoin d’étalonnage et de la précision de la mesure.The solutions described in these two patent applications are low cost and potentially low consumption but are not satisfactory from the point of view of the need for calibration and the precision of the measurement.
Dans la suite de l’exposé, le terme thermistance désignera indifféremment une CTN ou une CTP de type résistance de platine dont on précisera au besoin la loi de variation en température. Ainsi, l’invention a pour objectif de répondre à ce besoin d’auto étalonnage et de précision indépendante du niveau du signal de sortie, de la longueur du câble ou cordon de liaison et des impédances sources inconnues associées aux signaux d’émission audio ou de l’impédance d’entrée inconnue et variable d’un appareil à l’autre, associée au circuit de réception audio, ainsi que de faible consommation et propose pour ce faire un capteur de température, comprenant :
- Un premier convertisseur de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la résistance de référence ;
- Au moins un second convertisseur de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la thermistance ;
- Un régulateur ou une référence de tension faible consommation et stable en température;
- Des éléments de connectique permettant de disposer de 2 signaux audio stéréo de synchronisation ou de balayage en fréquence indépendants et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température,
caractérisé en ce que lesdits éléments de connectique comprennent une fiche mâle ou femelle à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact destinés à véhiculer les signaux de synchronisation ou de balayage en fréquence, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension continue de polarisation d’un microphone et un signal de réception alternatif d’un microphone, lesdits éléments de connectique étant configurés pour relier les signaux de synchronisation ou de balayage en fréquence au premier ou au deuxième point de contact et pour relier les sources de tension impulsionnelles au quatrième point de contact.In the remainder of the description, the term thermistor will indifferently designate an NTC or a PTC of platinum resistance type, the temperature variation law of which will be specified if necessary. Thus, the invention aims to meet this need for self-calibration and precision independent of the output signal level, the length of the connecting cable or cord and the unknown source impedances associated with the audio transmission signals or the unknown and variable input impedance from one device to another, associated with the audio reception circuit, as well as low consumption and proposes for this purpose a temperature sensor, comprising:
- A first converter from a high-resistance, precise and temperature-stable DC voltage source to a low-impedance synchronous pulse voltage source, the peak amplitude of which is equal to or proportional to that of the DC voltage source across the reference resistance;
- At least a second converter from a high-thermistor source DC voltage source to a low-impedance synchronous pulse voltage source and whose peak amplitude is equal to or proportional to that of the DC voltage source at the terminals of the thermistor;
- A low-power, temperature-stable voltage regulator or reference;
- Connection elements allowing to have 2 independent stereo audio signals for synchronization or frequency scanning and to connect the sources of low impedance synchronous pulse voltages to an electronic unit external to the temperature sensor,
characterized in that said connection elements comprise a four-contact male or female plug consisting of a first and a second contact point intended to carry the synchronization or frequency sweep signals, a third contact point intended to provide a ground reference and a fourth contact point intended to carry a DC polarization voltage of a microphone and an AC reception signal of a microphone, said connection elements being configured to connect the synchronization or frequency sweep signals to the first or second contact point and to connect the pulse voltage sources to the fourth contact point.
Certains aspects préférés mais non limitatifs de ce capteur sont les suivants :Some preferred but not limiting aspects of this sensor include:
Il comprend un étage redresseur élévateur de tension à pompes à diodes suivi d’un filtre passe-bas ou coupe bande avec résistance de fuite utile notamment dans le cas d’une connexion à un téléphone portable interposé entre les signaux de synchronisation et la grille des transistors de synchronisation des sources de tension impulsionnelles.It includes a voltage-boosting rectifier stage with diode pumps followed by a low-pass or band-stop filter with leakage resistance, useful in particular in the case of a connection to a mobile phone interposed between the synchronization signals and the grid of the synchronization transistors of the pulse voltage sources.
Il comprend lorsque l’on souhaite mesurer la température de plusieurs thermistances, notamment de 2 ou 3 thermistances, ou d’une thermistance et d’un résonateur acoustique à ligne à retard, des filtres de type bouchon et série à inductances et condensateurs parallèle et série, disposés en amont des étages redresseur élévateur de tension à pompes à diodes, bloquant le courant à une fréquence F1 et le laissant passer à une fréquence F2 pour un premier étage redresseur à pompes à diodes et inversement, pour un second étage redresseur à pompes à diodes disposé en parallèle du 1eret commandé par le même signal de synchronisation.It includes when one wishes to measure the temperature of several thermistors, in particular 2 or 3 thermistors, or a thermistor and an acoustic resonator with delay line, filters of the type stopper and series with parallel and series inductances and capacitors, arranged upstream of the voltage-boosting rectifier stages with diode pumps, blocking the current at a frequency F1 and letting it pass at a frequency F2 for a first rectifier stage with diode pumps and vice versa, for a second rectifier stage with diode pumps arranged in parallel with thefirst and controlled by the same synchronization signal.
Il comprend lorsque l’on souhaite obtenir un capteur de température haute résolution au moins une thermistance et un résonateur acoustique à ligne à retard dont la fréquence de résonance est située dans la partie supérieure du spectre audible, ou dans le domaine ultrasonore proche, la mesure de la résistance stable de référence et de la thermistance étant synchrone avec l’un des signaux audio stéréo de synchronisation comportant 2 fréquences distinctes de synchronisation l’une pour la mesure de la résistance stable de référence, l’autre pour la mesure de la thermistance et la mesure de la fréquence de résonance du résonateur acoustique étant déterminée par balayage fréquentiel émis sur l’autre des signaux audio stéréo.It comprises, when a high-resolution temperature sensor is desired, at least one thermistor and an acoustic resonator with a delay line whose resonance frequency is located in the upper part of the audible spectrum, or in the near ultrasonic domain, the measurement of the stable reference resistance and of the thermistor being synchronous with one of the stereo audio synchronization signals comprising 2 distinct synchronization frequencies, one for the measurement of the stable reference resistance, the other for the measurement of the thermistor, and the measurement of the resonance frequency of the acoustic resonator being determined by frequency sweep emitted on the other of the stereo audio signals.
Il comprend un régulateur de tension et préférentiellement une référence de tension faible consommation et stable en température alimentée par la tension de polarisation normalement destinée à un microphone à électret et disponible sur le quatrième point de contact.It includes a voltage regulator and preferably a low-consumption, temperature-stable voltage reference powered by the bias voltage normally intended for an electret microphone and available on the fourth contact point.
Le capteur de température est également caractérisé par le fait que les signaux de synchronisation sont émis alternativement, l’un au moins conduisant à la transmission d’une tension impulsionnelle de référence correspondant à une tension continue de référence aux bornes d’une résistance de référence, précise et stable en température, l’autre conduisant à la transmission d’une tension impulsionnelle de mesure correspondant à une tension aux bornes d’au moins une thermistance exposée à la température du milieu.The temperature sensor is also characterized by the fact that the synchronization signals are emitted alternately, at least one leading to the transmission of a reference pulse voltage corresponding to a reference DC voltage across a reference resistor, precise and stable in temperature, the other leading to the transmission of a measurement pulse voltage corresponding to a voltage across at least one thermistor exposed to the temperature of the medium.
Le capteur de température est également caractérisé en ce que les signaux de synchronisation sont des rafales carrées ou sinusoïdales de fréquence comprise entre 50Hz et 20kHz avec une amplitude crête comprise entre 0.5V et 2V.The temperature sensor is also characterized in that the synchronization signals are square or sinusoidal bursts of frequency between 50Hz and 20kHz with a peak amplitude between 0.5V and 2V.
Le capteur de température comprend une prise jack mâle ou femelle, 3.5 mm à 4 pôles dont 2 pôles pour l’émission de signaux stéréo, une masse électrique et un pôle fournissant une tension de polarisation et de réception de signaux de type microphonique.The temperature sensor includes a 4-pole 3.5 mm male or female jack socket, including 2 poles for transmitting stereo signals, an electrical ground and a pole providing a polarization voltage and reception of microphone type signals.
Le capteur de température comprend une prise jack femelle reliée à un cordon de liaison audio vers l’unité électronique caractérisé en ce que le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial.The temperature sensor comprises a female jack connected to an audio connection cord to the electronic unit characterized in that the microphone conductor and the ground signal form a coaxial cable, the ground signal being connected to the braid of the coaxial cable and the microphone signal being connected to the core of the coaxial cable.
L’invention consiste également en un procédé de mesure de température au moyen du capteur de température comprenant les étapes consistant à :
- fournir des signaux rafales de synchronisation distinctes dans le temps sur un premier et un deuxième point de contact;
- recueillir les signaux de réception des sources de tension impulsionnelles associées à la résistance de référence et la (ou les) thermistance(s) de mesure sur un quatrième point de contact;
- traiter les signaux de réception des tensions impulsionnelles pour déterminer une température de la (ou les) thermistance(s).The invention also consists of a method for measuring temperature using the temperature sensor comprising the steps of:
- providing time-distinct synchronization burst signals on a first and second contact point;
- collect the reception signals from the pulse voltage sources associated with the reference resistor and the measuring thermistor(s) on a fourth contact point;
- process the pulse voltage reception signals to determine the temperature of the thermistor(s).
Le procédé de mesure de température est aussi caractérisé en ce que le temps de retour vers la tension continue de la voie associée à la résistance de référence après passage à l’état bloqué d’un transistor associé à un premier point de contact est égal au temps de retour vers la tension continue de la voie associée à la thermistance après passage à l’état bloqué d’un autre transistor associé à un deuxième point de contact.The temperature measurement method is also characterized in that the return time to the DC voltage of the channel associated with the reference resistance after a transistor associated with a first contact point has switched to the off state is equal to the return time to the DC voltage of the channel associated with the thermistor after another transistor associated with a second contact point has switched to the off state.
Le procédé de mesure de température est en outre caractérisé en ce qu’il inclut une étape permettant de déterminer l’amplitude minimale des signaux de synchronisation de même amplitude et qui est atteinte lorsqu’en augmentant par paliers successifs dans le temps représentant 1% à 20% de la tension maximale disponible, avec préférentiellement des paliers représentant 5% de la tension maximale disponible, le rapport des deux tensions impulsionnelles de réception associées à la thermistance et à de la résistance de référence, garde une valeur stable, variant de moins de 1% et préférentiellement de moins de 0.2% sur au moins deux paliers successifs.The temperature measurement method is further characterized in that it includes a step for determining the minimum amplitude of the synchronization signals of the same amplitude and which is reached when, by increasing in successive stages over time representing 1% to 20% of the maximum available voltage, with preferably stages representing 5% of the maximum available voltage, the ratio of the two reception pulse voltages associated with the thermistor and the reference resistor, maintains a stable value, varying by less than 1% and preferably by less than 0.2% over at least two successive stages.
L’invention consiste également en un produit programme d’ordinateur comprenant des instructions de code pour l’exécution des étapes du procédé de mesure de la température lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur.The invention also consists of a computer program product comprising code instructions for executing the steps of the temperature measurement method when said program is executed on a computer.
L’invention comprend également une unité de traitement électronique avec prise à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact destinés à véhiculer des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension continue de polarisation et des signaux impulsionnels d’un microphone, caractérisée en ce qu’elle est programmée, lorsque la prise de l’unité électronique et la fiche à quatre points de contact du capteur de température ou du cordon reliant le capteur de température sont connectées l’une à l’autre, pour fournir des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants émis successivement sur le premier et le deuxième point de contact de la prise, recueillir successivement les signaux de réception des tensions impulsionnelles issues des tensions aux bornes des résistances de référence et la thermistance et éventuellement de sortie du résonateur acoustique à ligne à retard alimenté par le balayage fréquentiel, sur le quatrième point de contact de la prise et traiter le signal de réception pour déterminer une température.The invention also comprises an electronic processing unit with a four-contact socket consisting of a first and a second contact point intended to carry independent synchronization or frequency sweep signals, a third contact point intended to provide a ground reference and a fourth contact point intended to carry a DC bias voltage and pulse signals from a microphone, characterized in that it is programmed, when the socket of the electronic unit and the four-contact plug of the temperature sensor or of the cord connecting the temperature sensor are connected to each other, to provide independent synchronization or frequency sweep signals emitted successively on the first and second contact point of the socket, to successively collect the reception signals of the pulse voltages from the voltages at the terminals of the reference resistors and the thermistor and possibly from the output of the acoustic resonator with delay line powered by the frequency sweep, on the fourth contact point of the socket and to process the reception signal to determine a temperature.
L’invention comprend également un adaptateur femelle-femelle à 4 pôles éventuellement interposé entre le connecteur jack du capteur et le connecteur jack de l’unité électronique et comprenant un double commutateur à glissière (DPDT double pole double throw) inversant physiquement au moins deux pôles au plus près de l’unité de traitement électronique.The invention also includes a 4-pole female-female adapter optionally interposed between the jack connector of the sensor and the jack connector of the electronic unit and comprising a double slide switch (DPDT double pole double throw) physically reversing at least two poles as close as possible to the electronic processing unit.
L’invention comprend également une unité de traitement électronique qui se décompose une sortie numérique de type USB-C reliable à un adaptateur USB-C vers une fiche à 4 points de contact commun à tous les capteurs selon l’invention, l’adaptateur comprenant des moyens de conversion numérique-analogique convertisseurs de signaux de synchronisation numériques codés sur au moins 16 bits en signaux analogiques et analogique-numérique codant des signaux analogiques impulsionnels sur au moins 16 bits, les dits moyens étant interposés entre la fiche à 4 points de contact et l’entrée femelle USB-C de l’unité électronique.The invention also comprises an electronic processing unit which breaks down a USB-C type digital output connectable to a USB-C adapter to a 4-point contact plug common to all the sensors according to the invention, the adapter comprising digital-analog conversion means converting digital synchronization signals coded on at least 16 bits into analog signals and analog-digital signals encoding pulse analog signals on at least 16 bits, said means being interposed between the 4-point contact plug and the USB-C female input of the electronic unit.
D'autres aspects, buts, avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront mieux à la lecture de la description détaillée suivante de formes de réalisation préférées de celle-ci, donnée à titre d'exemple non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés sur lesquels :Other aspects, aims, advantages and characteristics of the invention will appear better on reading the following detailed description of preferred embodiments thereof, given by way of non-limiting example, and made with reference to the appended drawings in which:
la
la
La
La
la
La
Exposé détaillé des modes de réalisation particuliersDetailed description of the specific embodiments::
En référence à la
-Un premier convertisseur (42), (32), (52), (62) de source de tension continue à forte résistance de référence source, précise et stable en température, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la résistance de référence ;
-Un second convertisseur (41), (31), (51), (61) de source de tension continue à forte thermistance source, en source de tension impulsionnelle synchrone basse impédance source et dont l’amplitude crête est égale ou proportionnelle à celle de la source de tension continue aux bornes de la thermistance ;
- Une référence de tension (2) ;
- Des éléments de connectique (1) permettant de disposer de 2 signaux de synchronisation indépendants et de relier les sources de tensions impulsionnelles synchrones basse impédance à une unité électronique externe au capteur de température, caractérisé en ce que lesdits éléments de connectique comprennent une fiche (F) mâle ou femelle à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième points de contact (L, R) destinés à véhiculer les signaux de synchronisation, un troisième point de contact (GND) destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact (MP) destiné à véhiculer une tension continue de polarisation et un signal de réception alternatif d’un microphone, lesdits éléments de connectique étant configurés pour relier les signaux de synchronisation au premier et au deuxième point de contact (L, R) et pour relier les sources de tension impulsionnelles au quatrième point de contact (MP).In reference to the
-A first converter (42), (32), (52), (62) from a direct voltage source with high reference resistance, precise and stable in temperature, to a low impedance synchronous pulse voltage source and whose peak amplitude is equal to or proportional to that of the direct voltage source at the terminals of the reference resistance;
-A second converter (41), (31), (51), (61) from a high-thermistor direct voltage source to a low-impedance synchronous pulse voltage source and whose peak amplitude is equal to or proportional to that of the direct voltage source at the terminals of the thermistor;
- A voltage reference (2);
- Connecting elements (1) making it possible to have 2 independent synchronization signals and to connect the low-impedance synchronous pulse voltage sources to an electronic unit external to the temperature sensor, characterized in that said connecting elements comprise a male or female plug (F) with four contact points consisting of a first and a second contact point (L, R) intended to carry the synchronization signals, a third contact point (GND) intended to provide a ground reference and a fourth contact point (MP) intended to carry a DC bias voltage and an AC reception signal from a microphone, said connecting elements being configured to connect the synchronization signals to the first and second contact point (L, R) and to connect the pulse voltage sources to the fourth contact point (MP).
La détermination de la température nécessite alors de déterminer la valeur de la thermistance de mesure R21. Pour cela nous avons besoin d’accéder au rapport Rho des tensions VTaux bornes de la thermistance de mesure R21 et VRaux bornes de la résistance de référence R22.Determining the temperature then requires determining the value of the measuring thermistor R21. To do this we need to access the ratio Rho of the voltages VT across the measuring thermistor R21 and VR across the reference resistor R22.
Ces tensions continues sont obtenues à partir d’une tension de référence VRef1 commune de valeur typique 1.25V alimentant les ponts de résistances (41) et (42). Cette tension de références VRef1 est fournie par un circuit intégré qui prend en entrée la tension continue VMP disponible sur le conducteur microphonique, typiquement comprise entre 2V et 4V en circuit ouvert et la régule à 1.25V sur une large plage de température. Une telle référence de tension, par exemple le circuit REF3112AIDBZT du fabricant Texas Instruments, n’est pas prévue pour fournir beaucoup de courant et elle n’a quasiment pas besoin de condensateur de découplage en entrée et/ou en sortie. Le courant maximal disponible, quelques milliampères, est suffisant pour alimenter les deux ponts de résistances (R11, R21) et (R12, R22).These DC voltages are obtained from a common reference voltage VRef1 of typical value 1.25V supplying the resistance bridges (41) and (42). This reference voltage VRef1 is provided by an integrated circuit which takes as input the DC voltage VMP available on the microphone conductor, typically between 2V and 4V in open circuit and regulates it to 1.25V over a wide temperature range. Such a voltage reference, for example the REF3112AIDBZT circuit from the manufacturer Texas Instruments, is not designed to supply a lot of current and it hardly needs a decoupling capacitor at the input and/or output. The maximum current available, a few milliamps, is sufficient to supply the two resistance bridges (R11, R21) and (R12, R22).
On notera que la référence de tension pourra être remplacée par un régulateur de tension faible consommation et faible chute de tension entrée-sortie (LDO pour Low DropOut en anglais) qui nécessite néanmoins généralement un condensateur de découplage en entrée et en sortie.Note that the voltage reference can be replaced by a low-power, low-dropout input-output voltage regulator (LDO) which generally requires a decoupling capacitor at the input and output.
Les ponts de résistances sont constitués pour le premier pont de la résistance précise et stable R11 (0.05%, 10 ppm/°C) associée à la thermistance R21 et pour le deuxième pont de la résistance précise et stable R12 (0.05%, 10 ppm/°C) associée à la résistance précise et stable en température R22 (0.05%, 10 ppm/°C). Le second pont sert ainsi à définir une tension VRde référence stable et quasiment indépendante de la température.The resistance bridges consist for the first bridge of the precise and stable resistance R11 (0.05%, 10 ppm/°C) associated with the thermistor R21 and for the second bridge of the precise and stable resistance R12 (0.05%, 10 ppm/°C) associated with the precise and temperature-stable resistance R22 (0.05%, 10 ppm/°C). The second bridge is thus used to define a stable reference voltage VR that is virtually independent of temperature.
Les résistances R11, R12 valent typiquement 10kΩ pour un PC avec réglage du gain du microphone et préférentiellement autour de 50kΩ pour un smartphone de façon à avoir une tension de référence VRplus faible, comprise entre 10mV et 50mV pour les smartphones qui ne disposent pas de réglage de gain sur le microphone par rapport aux PCs. Mais Elles pourraient être augmentées jusqu’à 1MΩ pour réduire davantage la consommation totale du capteur et la contrainte sur la référence de tension REF1. Ceci nécessiterait néanmoins un plus fort gain du signal de réception du côté de l’unité électronique de traitement.Resistors R11, R12 are typically 10kΩ for a PC with microphone gain adjustment and preferably around 50kΩ for a smartphone in order to have a lower reference voltage VR , between 10mV and 50mV for smartphones that do not have gain adjustment on the microphone compared to PCs. But they could be increased up to 1MΩ to further reduce the total consumption of the sensor and the constraint on the voltage reference REF1. This would nevertheless require a higher gain of the reception signal on the electronic processing unit side.
Les tensions VTet VRconstituent les tensions de polarisation respectives de l’une des électrodes des condensateurs C81 et C82. Les deux autres électrodes des condensateurs C81 et C82 sont soumises à la même tension de polarisation VMPdisponible sur le conducteur microphonique, de sorte que les différences de potentiel continu auxquelles sont soumis les condensateurs C81 et C82 sont respectivement (VMP-VT) et (VMP-VR). Et lorsque les transistors MOSFET canal N, T1 et T2 commutent sous l’effet de leur signal de synchronisation respectif L et R, les tensions VTet VRsont brutalement mises à la masse.The voltages VT and VR constitute the respective bias voltages of one of the electrodes of the capacitors C81 and C82. The other two electrodes of the capacitors C81 and C82 are subjected to the same bias voltage VMP available on the microphone conductor, so that the DC potential differences to which the capacitors C81 and C82 are subjected are respectively (VMP -VT ) and (VMP -VR ). And when the N-channel MOSFET transistors, T1 and T2 switch under the effect of their respective synchronization signals L and R, the voltages VT and VR are abruptly grounded.
Ceci est d’autant mieux réalisé que ces transistors ont une résistance Rds(on) très faible à l’état passant, typiquement inférieure à 0.05 Ohm et une tension de commutation seuil de grille Vth également très faible, typiquement inférieure à 1V, que l’on retrouve par exemple dans la référence DMG6968U-7 du fabricant Diodes Inc., de sorte que la différence de potentiel aux bornes des condensateurs C81 et C82 varient brutalement d’une quantité égale respectivement aux tensions VTet VR.This is all the better achieved since these transistors have a very low resistance Rds(on) in the on state, typically less than 0.05 Ohm and a gate threshold switching voltage Vth also very low, typically less than 1V, which is found for example in the reference DMG6968U-7 from the manufacturer Diodes Inc., so that the potential difference across the terminals of the capacitors C81 and C82 vary abruptly by an amount equal to the voltages VT and VR respectively.
Cette variation est suffisamment brutale pour franchir le filtre audio passe-haut en entrée de l’unité électronique chargée de traiter le signal microphonique de réception.This variation is sudden enough to pass the high-pass audio filter at the input of the electronic unit responsible for processing the reception microphone signal.
On remarquera qu’une variation un peu moins brutale et de signe opposé existe également lorsque les transistors T1 et T2 repassent à l’état bloqué et que les tensions VTet VRreviennent à leur valeur continue imposée par leur pont de polarisation respectif. Ceci se produit lorsque les tensions de grille repassent en dessous des tensions seuil Vth. Cette deuxième variation présente moins d’intérêt pour une mesure de précision car elle est parasitée par les signaux résiduels de la première variation et est associée à une plus forte impédance source.It will be noted that a slightly less abrupt variation of opposite sign also exists when transistors T1 and T2 return to the blocked state and voltages VT and VR return to their continuous value imposed by their respective bias bridge. This occurs when the gate voltages return below the threshold voltages Vth. This second variation is of less interest for a precision measurement because it is interfered with by the residual signals of the first variation and is associated with a higher source impedance.
On remarquera que les signaux impulsionnels ont idéalement des amplitudes crête VTet VRqui franchissent les condensateurs C81 et C82 et subissent non seulement un filtrage passe-haut mais également ensuite une amplification G normalement destinée au signal issu d’un microphone et qui peut atteindre couramment 10 à 40 dB. Il en résulte que selon la figure 1, le rapport Rho défini par :
On obtient ainsi la formule ci-dessous permettant de déterminer la valeur de la thermistance R21 :
[Math 1]
[Math 1]
Sachant que les résistances R11, R12, et R22 sont des résistances de grande précision avec une tolérance typiquement meilleure que 0.05% et une stabilité en température excellente de l’ordre de 10ppm/°C, nous pouvons simplifier numériquement la formule ci-dessus en remplaçant les résistances par leur valeur (R11 = 10 kΩ ; R12 = 10 kΩ ; R22 = 1 kΩ). On obtient :
[Math 2]
[Math 2]
Ensuite il suffit d’exploiter la loi de variation de la résistance R21 donnée par le fabricant pour en déduire la température. Par exemple si la résistance R21 est une résistance de platine à coefficient de température positif (CTP) et que sa loi de variation est soumise à la norme CEI 60751, nous aurons pour les températures positives :
[Math 3]
[Math 3]
Par exemple nous avons entre 0 °C et 850 °C :
A = 3908.3 ppm / °C
B = −0.5775 ppm / °C−2For example we have between 0°C and 850°C:
A = 3908.3 ppm / °C
B = −0.5775 ppm / °C−2
Les 2 équations précédentes conduisent à l’équation du second degré :
[Math 4]
[Math 4]
En posant
[Math 5]
[Math 5]
On obtient
[Math 6]
[Math 7]
[Math 6]
[Math 7]
Dans le cas d’une thermistance avec coefficient de température négatif CTN satisfaisant à la relation de Steinhart-Hart, la valeur de la résistance suit la formule approximative suivante sur une plage limitée de température :
[Math 8]
R0, la valeur de la thermistance à une température donnée T0, par exemple 25°C,
β, le coefficient de température, constant sur une plage de température donnée, par exemple β=3348K entre 25°C et 85°C.In the case of a thermistor with negative temperature coefficient NTC satisfying the Steinhart-Hart relation, the resistance value follows the following approximate formula over a limited temperature range:
[Math 8]
R0 , the value of the thermistor at a given temperature T0 , for example 25°C,
β, the temperature coefficient, constant over a given temperature range, for example β=3348K between 25°C and 85°C.
En remplaçant R0par sa valeur numérique 1 kOhms, on peut alors écrire :
[Math 9]
[Math 10]
[Math 9]
[Math 10]
Bien sûr, on peut remplacer ces formules par des polynômes interpolant la valeur de la température en fonction de la valeur mesurée de la thermistance sachant que les fabricants donnent souvent un tableau de valeurs reliant la température à la thermistance sur une plage de températures espacées de degré en degré.Of course, we can replace these formulas with polynomials interpolating the temperature value as a function of the measured value of the thermistor, knowing that manufacturers often give a table of values relating the temperature to the thermistor over a range of temperatures spaced from degree to degree.
Cette approche permet ainsi de mesurer une température sans avoir à calibrer le capteur et sans que la mesure soit significativement perturbée par les résistances de câble et des résistances Rds(on) qui seraient légèrement différentes entre les transistors T1 et T2 des transistors de commutation, car une résistance Rds(on) de 0.05 ohm représente 0.05/1000 soit 50 ppm de variation parasite, c’est-à-dire l’équivalent de 50ppm/3850(ppm/°C)=0.013°C. Les impédances de sortie des deux sources de tension impulsionnelles sont aussi imposées par les impédances des condensateurs C81 et C82. Ces impédances sont d’autant plus faibles que la commutation des transistors est rapide.This approach thus makes it possible to measure a temperature without having to calibrate the sensor and without the measurement being significantly disturbed by the cable resistances and the Rds(on) resistances which would be slightly different between the transistors T1 and T2 of the switching transistors, because an Rds(on) resistance of 0.05 ohm represents 0.05/1000 or 50 ppm of parasitic variation, i.e. the equivalent of 50ppm/3850(ppm/°C)=0.013°C. The output impedances of the two pulse voltage sources are also imposed by the impedances of the capacitors C81 and C82. These impedances are all the lower as the switching of the transistors is fast.
Il en résulte qu’au moment de la commutation des transistors, l’intégralité ou presque des tensions VRet VTtraverse les condensateurs C81 et C82, avec une chute de tension quasi négligeable aux bornes de ces condensateurs. Ils ont ici une capacité de 10 µF, mais on pourra au besoin augmenter leur valeur jusqu’à 100 µF pour réduire encore leur l’impédance.As a result, when the transistors switch, almost all of the voltages VR and VT flow through capacitors C81 and C82, with a virtually negligible voltage drop across these capacitors. Here, they have a capacity of 10 µF, but if necessary, their value can be increased to 100 µF to further reduce their impedance.
Ces deux condensateurs ont des valeurs identiques à mieux que 20% et de préférence 5% de façon à réduire l’effet de tensions résiduelles différentes à leurs bornes qui engendrerait une erreur de mesure du rapport des tensions VT/VR.These two capacitors have identical values to within better than 20% and preferably 5% so as to reduce the effect of different residual voltages at their terminals which would cause a measurement error of the voltage ratio VT /VR .
Le schéma électronique peut être décomposé selon les blocs fonctionnels suivants :
1. Le connecteur jack audio (1)
2. Le régulateur ou la référence de tension (2)
3. Les étages redresseurs à pompes à diodes élévateurs de tension (31) et (32)
4. Les filtres passe-bas à décharge lente par résistance de fuite (51) et (52)
5. Les blocs de commutation faible impédance (61) et (62)
6. Les éléments constitutifs des convertisseurs de tension (41), (31), (51), (61) pour la thermistance et (42), (32), (52), (62) pour la résistance de référence.The electronic diagram can be broken down into the following functional blocks:
1. The audio jack connector (1)
2. The voltage regulator or reference (2)
3. The rectifier stages with voltage-boosting diode pumps (31) and (32)
4. Slow discharge low-pass filters by leakage resistance (51) and (52)
5. Low impedance switching blocks (61) and (62)
6. The constituent elements of the voltage converters (41), (31), (51), (61) for the thermistor and (42), (32), (52), (62) for the reference resistor.
L’activation des deux convertisseurs de tension nécessite une rafale de signaux carrés ou sinusoïdaux avec éventuellement une enveloppe gaussienne provenant des conducteurs L et R comme illustré sur le graphe supérieur de la
Pour rendre les transistors de synchronisation T1 et T2 à l’état passant, la tension de grille doit atteindre une valeur seuil Vth que l’on choisit parmi les plus faibles disponibles. On trouve ainsi des transistors dont la valeur seuil commence à 0.5V. Mais la résistance Rds(on) du transistor à l’état passant atteint son minimum, proche de 0.02 ohm, pour des tensions de grille au moins égales à 1.2V et de préférence 1.8V.To turn on the synchronization transistors T1 and T2, the gate voltage must reach a threshold value Vth that is chosen among the lowest available. We thus find transistors whose threshold value starts at 0.5V. But the resistance Rds(on) of the transistor in the on state reaches its minimum, close to 0.02 ohm, for gate voltages at least equal to 1.2V and preferably 1.8V.
Il faut donc que les tensions des signaux L et R soient réglées vers leur maximum pour être certain de commuter les transistors avec un Rds(on) qui ne perturbe pas la mesure et qui impose que l’impédance associée de la source de tension impulsionnelle constituée de la tension Vds du transistor, sa résistance Rds(on) et l’impédance en série associée aux condensateurs de couplage (C81, C82) soit la plus faible possible et indépendante de la température.It is therefore necessary that the voltages of the L and R signals be set towards their maximum to be certain of switching the transistors with an Rds(on) which does not disturb the measurement and which requires that the associated impedance of the pulse voltage source consisting of the voltage Vds of the transistor, its resistance Rds(on) and the series impedance associated with the coupling capacitors (C81, C82) is as low as possible and independent of the temperature.
Pour garantir ce bon fonctionnement, notamment avec les téléphones mobiles dont les tensions L et R ne dépassent pas 0.7V crête (soit 0.5Vrms), il est préférable de rajouter un étage redresseur élévateur de tension (31, 32) à pompes à diodes. Le montage proposé ici multiplie la tension par un facteur 3, ce qui est ni trop peu par rapport à Vth, ni trop par rapport à la tension maximale VGSentre la grille et la source, admissible de ce type de transistor, comprise entre 8V et 20V.To ensure this proper operation, particularly with mobile phones whose L and R voltages do not exceed 0.7V peak (i.e. 0.5Vrms), it is preferable to add a voltage-boosting rectifier stage (31, 32) with diode pumps. The assembly proposed here multiplies the voltage by a factor of 3, which is neither too little compared to Vth, nor too much compared to the maximum voltage VGS between the gate and the source, admissible for this type of transistor, between 8V and 20V.
Et pour que le fonctionnement soit optimal, la fréquence des rafales de forme sinusoïdale ou carrée L et R est choisie dans la partie haute du spectre audible, typiquement entre 5 kHz et 20 kHz et ont une durée typique inférieure à 20 ms et un nombre de périodes compris en 1 et 200, préférentiellement 150 périodes sinusoïdales à une fréquence de 15kHz pour une durée de 10 ms à une amplitude crête comprise entre 0.5V et 2V. Ceci permet d’atteindre rapidement la tension maximale.And for optimal operation, the frequency of the sinusoidal or square bursts L and R is chosen in the high part of the audible spectrum, typically between 5 kHz and 20 kHz and have a typical duration of less than 20 ms and a number of periods between 1 and 200, preferably 150 sinusoidal periods at a frequency of 15 kHz for a duration of 10 ms at a peak amplitude between 0.5 V and 2 V. This allows the maximum voltage to be reached quickly.
Ensuite pour éviter les ondulations résiduelles dans le signal redressé de synchronisation, on insère un filtrage passe-bas (51, 52), d’ordre 1 (ou 2 si l’on change la résistance du filtre passe-bas par une inductance), de fréquence de coupure typique autour de 1 kHz ce qui a pour effet de lisser l’impulsion de synchronisation lorsqu’elle atteint la grille des transistors (T1, T2).Then, to avoid residual ripples in the rectified synchronization signal, a low-pass filter (51, 52) is inserted, of order 1 (or 2 if the resistance of the low-pass filter is changed by an inductance), with a typical cut-off frequency around 1 kHz, which has the effect of smoothing the synchronization pulse when it reaches the gate of the transistors (T1, T2).
On peut également remplacer le filtre passe-bas par un filtre coupe-bande (non représenté) à inductance et condensateur en parallèle, centré sur la fréquence de synchronisation de 15kHz, ce qui a pour effet de supprimer les bruits résiduels autour de 15kHz.The low-pass filter can also be replaced by a band-stop filter (not shown) with inductance and capacitor in parallel, centered on the synchronization frequency of 15kHz, which has the effect of removing residual noise around 15kHz.
Les résistances de fuite R61 et R62 ont pour but de réaliser une décharge lente des condensateurs respectifs C91 et C92. La commutation d’impédance des transistors est alors monotone dans le temps ce qui permet de produire des impulsions de tensions franches avec un front raide et un pic avec une région plate, où la tangente est horizontale, telles que celles que l’on a sur la
Au besoin, compte tenu de la fréquence d’échantillonnage Fs élevée du signal microphonique valant typiquement 44100 Hz (ou échantillons par seconde, noté éch/s sur la figure) codés sur 16 ou 24 bits, on peut lisser les échantillons sur une moyenne mobile de quelques échantillons successifs. Cela permet de lisser le pic, le rendre plus stable et reproductible d’une mesure à l’autre et in fine de mieux déterminer l’amplitude crête.If necessary, given the high sampling frequency Fs of the microphone signal, typically worth 44100 Hz (or samples per second, noted ech/s in the figure) coded on 16 or 24 bits, the samples can be smoothed on a moving average of a few successive samples. This makes it possible to smooth the peak, make it more stable and reproducible from one measurement to another and ultimately to better determine the peak amplitude.
Le gain G optimal du microphone est réglé de façon à ce que l’amplitude crête des impulsions soit comprise entre 5% et 50% de la pleine échelle et préférentiellement autour de 40% de la pleine échelle à température ambiante pour une résistance de platine CTP et autour de 5% à 15% pour une thermistance CTN qui peut varier sur une plage beaucoup plus grande, typiquement entre 58 Ohms et 18 kOhms entre -40°C et +125°C pour une valeur nominale de 1kOhms à 25°C.The optimum microphone gain G is set so that the peak amplitude of the pulses is between 5% and 50% of the full scale and preferably around 40% of the full scale at room temperature for a PTC platinum resistor and around 5% to 15% for an NTC thermistor which can vary over a much larger range, typically between 58 Ohms and 18 kOhms between -40°C and +125°C for a nominal value of 1kOhms at 25°C.
De ce point de vue, le réglage classique du gain audio d’un microphone opéré par les systèmes d’exploitation des PCs (MS Windows, Linux, Android etc…), tablettes et smartphones sont parfaitement adaptés au réglage du gain optimal pour les impulsions de sortie du capteur de température. Sur cette figure on a représenté en pointillés sur le graphe supérieur l’impulsion liée à la résistance de référence et en trait plein l’impulsion liée à la thermistance au moment où les transistors T1, T2 deviennent passants.From this point of view, the classic adjustment of the audio gain of a microphone operated by the operating systems of PCs (MS Windows, Linux, Android etc.), tablets and smartphones are perfectly adapted to the adjustment of the optimal gain for the output pulses of the temperature sensor. In this figure, the pulse linked to the reference resistor is shown in dotted lines on the upper graph and the pulse linked to the thermistor in solid lines at the moment when transistors T1, T2 become conductive.
Le rapport des amplitudes crêtes de la courbe en trait continu sur celle de la courbe en pointillés est considéré comme étant identique au rapport Rho =VT/ VRdes tensions continues VTet VR, à une faible erreur près caractérisée un peu plus loin.The ratio of the peak amplitudes of the continuous curve to that of the dotted curve is considered to be identical to the ratio Rho = VT / VR of the continuous voltages VT and VR , to within a small error characterized a little further on.
De ce rapport et de la connaissance de la loi de variation de la résistance en fonction de la température, on détermine la température de la thermistance R21.From this ratio and knowledge of the law of variation of resistance as a function of temperature, we determine the temperature of thermistor R21.
Le second graphe au bas de la
On obtient ainsi une bonne précision de mesure. Elle atteint typiquement 0.1°C avec une résistance de platine, et 0.01°C avec une thermistance CTN avec des prises jack femelles à 4 points sur les unités de traitement électronique.This gives good measurement accuracy. It typically reaches 0.1°C with a platinum resistor, and 0.01°C with an NTC thermistor with 4-pin female jack sockets on electronic processing units.
Lorsqu’il y a 2 prises jack, l’une à 2 pôles pour le microphone et l’autre à 3 pôles pour les sorties stéréo, la résolution en température est encore meilleure en raison de la réduction du bruit de fond sur la voie microphonique. Il faut néanmoins un adaptateur d’une prise jack femelle à 4 pôles vers 2 prises jack femelles, l’une mono, l’autre stéréo.When there are 2 jack sockets, one 2-pole for the microphone and one 3-pole for the stereo outputs, the temperature resolution is even better due to the reduction of background noise on the microphone path. However, an adapter from a 4-pole female jack socket to 2 female jack sockets, one mono, the other stereo, is required.
Il existe un autre type d’adaptateur d’intérêt femelle-femelle 4 pôles, consistant à inverser les pôles MP et GND au moyen d’un double commutateur (dit double switch DPDT=double pole double throw en anglais) directement en sortie de l’unité de traitement électronique qui peut inverser ces deux pôles d’un fabricant à l’autre. Les transistors T1 et T2 associés à leurs condensateurs respectifs C81 et C82 constituent ainsi des sources de tension impulsionnelle basse impédance, indépendantes de la température au moment où les transistors commutent et passent à l’état passant dont la tension crête est égale aux tensions continues VTet VRque l’on retrouve aux bornes des résistances de référence R22 et de la thermistance R21.There is another type of 4-pole female-female adapter of interest, consisting of reversing the MP and GND poles by means of a double switch (called a double switch DPDT = double pole double throw in English) directly at the output of the electronic processing unit which can reverse these two poles from one manufacturer to another. Transistors T1 and T2 associated with their respective capacitors C81 and C82 thus constitute sources of low impedance pulse voltage, independent of the temperature at the moment when the transistors switch and go to the on state whose peak voltage is equal to the continuous voltages VT and VR found at the terminals of the reference resistors R22 and the thermistor R21.
Du côté des ponts de résistances (41) et (42) nous avons des sources de tensions continues pouvant être perçues comme des générateurs de Thévenin avec une résistance source haute impédance valant R11 en parallèle à R21 (soit R11.R21/(R11+R21)=909.1 Ohms à 0°C) pour la thermistance et R12 en parallèle avec R22 (soit 909.1 Ohms) pour la résistance de référence stable en température.On the side of the resistance bridges (41) and (42) we have sources of continuous voltages which can be perceived as Thévenin generators with a high impedance source resistance worth R11 in parallel with R21 (i.e. R11.R21/(R11+R21)=909.1 Ohms at 0°C) for the thermistor and R12 in parallel with R22 (i.e. 909.1 Ohms) for the temperature-stable reference resistance.
Les forces électromotrices équivalentes de ces générateurs de Thévenin sont VTet VRavec VT=VREF1xR21/(R21+R11) et VR=VREF1xR22/(R22+R12). Compte tenu des valeurs numériques choisies sur la
Ainsi au moment où le transistor T1 (respectivement T2) commute à l’état passant, la résistance source R11//R21 (respectivement R12//R22) haute impédance est transformée en résistance source basse impédance valant RdsT1(on) + 1/(jC81*2π*f) où f désigne la fréquence de travail (respectivement RdsT2(on) + 1/(jC82*2π*f). Si les transistors T1 et T2 basculent instantanément, la fréquence de travail peut être considérée comme infinie et la résistance source se limite au Rds(on) des transistors.Thus at the moment when transistor T1 (respectively T2) switches to the on state, the high impedance source resistance R11//R21 (respectively R12//R22) is transformed into a low impedance source resistance equal to RdsT1 (on) + 1/(jC81 *2π*f) where f denotes the working frequency (respectively RdsT2 (on) + 1/(jC82 *2π*f). If transistors T1 and T2 switch instantaneously, the working frequency can be considered infinite and the source resistance is limited to the Rds(on) of the transistors.
Si Rds(on)=0.02 Ohms pour T1 et T2, on a ainsi transformé une impédance source continue de 909 Ohms en une impédance source impulsionnelle de 0.02 Ohms et une tension source continue VRde 113.6 mV en une impulsion d’amplitude crête de 113.6 mV.If Rds(on)=0.02 Ohms for T1 and T2, we have thus transformed a continuous source impedance of 909 Ohms into a pulse source impedance of 0.02 Ohms and a continuous source voltage VR of 113.6 mV into a pulse with a peak amplitude of 113.6 mV.
Ceci constitue un avantage majeur de l’invention en termes de réduction potentielle de la consommation électrique et de possibilité de raccordement à une unité électronique, distante sans perte de précision liée à la résistance linéique des conducteurs de petit diamètre ou à une éventuelle faible impédance d’entrée du circuit audio de réception.This constitutes a major advantage of the invention in terms of potential reduction in electrical consumption and the possibility of connection to a remote electronic unit without loss of precision linked to the linear resistance of the small diameter conductors or to a possible low input impedance of the receiving audio circuit.
La
Pour cette raison et compte tenu du fait que les condensateurs C81 et C82 ont des tolérances peu précises, autour de 20%, il n’est pas envisageable d’exploiter ces 2 pics dont le rapport instable serait peu représentatif de la température du milieu.For this reason and taking into account the fact that capacitors C81 and C82 have imprecise tolerances, around 20%, it is not possible to exploit these 2 peaks whose unstable ratio would be poorly representative of the temperature of the environment.
Par ailleurs, le blocage des transistors T1 et T2 implique un retour à l’équilibre selon une loi du 1erordre vers les tensions VTet VRaux bornes des résistances R21 et R22. Les temps de retour à l’équilibre de ces systèmes du 1er ordre sont imposés par les constantes de temps R11 x C81 et R12 x C82, qui valent dans le cas de la
Ce temps est le temps qu’il faut pour atteindre 63% des tensions continues. Et il faut environ 4 fois ce temps pour atteindre 98% des tensions continues VRet VTet 7 fois ce temps pour atteindre 99.9% de VRet VT. Donc lorsque l’on procède à des mesures récurrentes de température avec un intervalle de temps d’enregistrement en réception qui est de 0.8 seconde, se décomposant en 0.1 s de latence avant la première rafale L, suivi d’une rafale sinusoïdale L de durée 5 ms, suivi d’un temps d’attente de 0.4 s, puis de la rafale sinusoïdale R de durée 5 ms, suivi d’un temps d’attente de retour à la tension continue de durée 0.3 s, le temps de retour aux tensions d’équilibre VRet VTest à peu près identique pour les deux voies, soit 0.4s, mais les tensions VRet VTne sont pas totalement atteintes. Cet écart, voisin de 2%, n’est pas gênant si les intervalles de temps séparant le blocage des transistors de celui où ils commutent à l’état passant sont identiques pour le transistor T1 et pour le transistor T2.This time is the time it takes to reach 63% of the DC voltages. And it takes about 4 times this time to reach 98% of the DC voltages VR and VT and 7 times this time to reach 99.9% of VR and VT . So when we make recurrent temperature measurements with a reception recording time interval of 0.8 seconds, broken down into 0.1 s of latency before the first burst L, followed by a sinusoidal burst L of duration 5 ms, followed by a waiting time of 0.4 s, then the sinusoidal burst R of duration 5 ms, followed by a waiting time to return to the DC voltage of duration 0.3 s, the time to return to the equilibrium voltages VR and VT is approximately the same for both channels, i.e. 0.4s, but the voltages VR and VT are not completely reached. This difference, close to 2%, is not a problem if the time intervals between the blocking of the transistors and the time when they switch to the on state are identical for transistor T1 and for transistor T2.
Dans ces cas, les amplitudes crête des signaux impulsionnels qui franchissent les condensateurs C81 et C82 ne sont pas égales à VRet VT, mais restent proportionnelles à VRet VT, avec une valeur de 98% de VRet VTsi le temps entre le blocage d’un transistor pour une mesure N et son état passant à la mesure N+1 suivante est égale à 4 x R11 x C81 et 4 x R12 x C82 (soit à 400 ms). Le rapport de ces tensions crête 98%VT/98%xVRreste, quant à lui, égal à VT/VR. Cette erreur de 2% sur la valeur de VRet VTreprésente potentiellement une valeur conséquente de près de 5.2°C pour une résistance de platine de valeur 1kOhm avec un coefficient de température de 3850ppm/°C et 10 fois moins (soit 0.5°C) pour une thermistance.In these cases, the peak amplitudes of the pulse signals that cross capacitors C81 and C82 are not equal to VR and VT , but remain proportional to VR and VT , with a value of 98% of VR and VT if the time between the blocking of a transistor for a measurement N and its passing state at the following measurement N+1 is equal to 4 x R11 x C81 and 4 x R12 x C82 (i.e. 400 ms). The ratio of these peak voltages 98%VT /98%xVR remains, for its part, equal to VT /VR . This 2% error on the value of VR and VT potentially represents a significant value of nearly 5.2°C for a platinum resistor of value 1kOhm with a temperature coefficient of 3850ppm/°C and 10 times less (i.e. 0.5°C) for a thermistor.
Il faut donc, en cas de retour à l’équilibre incomplet après blocage des transistors T1 et T2, que les temps de retour vers les tensions continues VRet VTsoient identiques pour les deux voies associées aux tensions VRet VT.It is therefore necessary, in the event of an incomplete return to equilibrium after blocking of transistors T1 and T2, that the return times to the continuous voltages VR and VT be identical for the two channels associated with the voltages VR and VT .
Sinon, il faut réduire la cadence de mesure de façon à ce que le retour à la tension continue de chaque voie soit atteint au moins à 99.9% ce qui nécessite l’équivalent de 7 fois la constante de temps du système du premier ordre, soit 0.7 s entre la rafale L et la rafale R dans le cas de la
On remarquera que compte tenu du fait que la tension VRne change normalement jamais, il peut être astucieux de procéder à une mesure de la tension crête associée à VRuniquement au moment du lancement du monitoring et de ne retenir qu’un pourcentage de cette valeur crête en relation avec le temps de cycle de la thermistance et du pourcentage de la tension continue atteignable associée à la constante de temps R12 x C82. Ceci permet de ne procéder qu’à une seule mesure de tension crête, celle associée à la thermistance. Pour un même temps de cycle global, on pourra alors bénéficier d’un doublement du temps (soit 0.8s) de retour à la tension d’équilibre continue VTreprésentant 99.966% de cette tension continue et donc une mesure plus résolue et stable d’une mesure à l’autre représentant une erreur par défaut inférieure à 0.1°C pour une résistance de platine et par excès de 0.01°C pour une thermistance CTN.It should be noted that given that the voltage VR normally never changes, it may be a good idea to measure the peak voltage associated with VR only when monitoring is launched and to retain only a percentage of this peak value in relation to the thermistor cycle time and the percentage of the achievable DC voltage associated with the time constant R12 x C82. This allows only one peak voltage measurement to be made, that associated with the thermistor. For the same overall cycle time, we can then benefit from a doubling of the time (i.e. 0.8s) to return to the DC equilibrium voltage VT representing 99.966% of this DC voltage and therefore a more resolved and stable measurement from one measurement to another representing a default error of less than 0.1°C for a platinum resistor and by excess of 0.01°C for an NTC thermistor.
En pratique, l’impulsion représentative de VRpeut être perturbée à la baisse aux températures élevées par une chute drastique de la résistance CTN qui peut être inférieure à 100 Ohms alors que sa résistance nominale est de 1kOhms à 25°C et également très légèrement perturbée à la hausse aux basses températures par une augmentation drastique de la résistance CTN qui peut avoisiner 20kOhms à -40°C. Ceci est dû au fait que l’impédance source équivalente liée à la commutation de T2 n’est pas rigoureusement nulle. On fait alors comme si l’impulsion représentative de VRn'avait pas été perturbée et on calcule une première valeur approximative de la thermistance R21. Cette valeur approximative de la thermistance sert ensuite à corriger à la hausse aux températures supérieures à 25°C et à la baisse aux températures inférieures à 25°C la hauteur de l’impulsion associée VRque l’on appelle VRcorrigéeselon une loi de correction empirique. Et à partir de là, on recalcule le rapport VT/VRcorrigéequi permet d’ajuster la valeur de la thermistance R21 et par la suite d’en déduire la température.In practice, the pulse representing VR can be disturbed downwards at high temperatures by a drastic drop in the NTC resistance which can be less than 100 Ohms while its nominal resistance is 1kOhms at 25°C and also very slightly disturbed upwards at low temperatures by a drastic increase in the NTC resistance which can be around 20kOhms at -40°C. This is due to the fact that the equivalent source impedance linked to the switching of T2 is not strictly zero. We then act as if the pulse representing VR had not been disturbed and we calculate a first approximate value of the thermistor R21. This approximate value of the thermistor is then used to correct upwards at temperatures above 25°C and downwards at temperatures below 25°C the height of the associated pulse VR which we call VRcorrected according to an empirical correction law. And from there, we recalculate thecorrected VT /VR ratio which allows us to adjust the value of the thermistor R21 and subsequently deduce the temperature.
Si l’on veut pouvoir augmenter la cadence de mesure tout en bénéficiant d’une bonne résolution, il faut que les temps de retour à l’équilibre des deux voies soient identiques autant que possible, ce qui impose que les capacités des condensateurs C81 et C82 soient égales autant que possible.If we want to be able to increase the measurement rate while benefiting from good resolution, the return to equilibrium times of the two channels must be as identical as possible, which requires that the capacities of capacitors C81 and C82 be as equal as possible.
En outre, lorsque la cadence de tir est élevée et provoque une erreur de retour à la tension continue, il se produit non seulement une baisse de l’amplitude crête, mais également une erreur, éventuellement différente entre les deux voies en raison de valeurs différentes des capacités C81 et C82, de non-retour à une tension nulle en entrée de l’unité électronique.Furthermore, when the firing rate is high and causes an error of return to the DC voltage, not only a drop in the peak amplitude occurs, but also an error, possibly different between the two channels due to different values of the capacitances C81 and C82, of non-return to zero voltage at the input of the electronic unit.
Pour cette raison, plutôt que de ne mesurer que les amplitudes crêtes traversant les condensateurs C81 et C82, on préfèrera mesurer les amplitudes crête à crête au pied des impulsions, plus proportionnelles et avec la même constante de proportionnalité, aux tensions VRet VT. Par ailleurs, c’est uniquement au moment où les transistors T1 et T2 deviennent passants que l’impédance des condensateurs C81 et C82 ainsi que celle des transistors T1 et T2 sont minimales. Il en résulte que la tension drain-source Vds=VTpour T1 et VRpour T2 franchit quasiment intégralement le filtre passe-haut constitué par les condensateurs C81, C82 et l’impédance résistive d’entrée de l’unité électronique à laquelle est relié le capteur de température via le connecteur jack male, ou un connecteur jack femelle relié à un cordon audio avec connecteurs jack male-male qui sera connecté à l’unité électronique de traitement tel un ordinateur portable, un PC, une tablette ou un smartphone.For this reason, rather than measuring only the peak amplitudes crossing capacitors C81 and C82, we will prefer to measure the peak-to-peak amplitudes at the foot of the pulses, more proportional and with the same proportionality constant, to the voltages VR and VT . Furthermore, it is only when transistors T1 and T2 become conductive that the impedance of capacitors C81 and C82 as well as that of transistors T1 and T2 are minimal. As a result, the drain-source voltage Vds = VT for T1 and VR for T2 almost completely crosses the high-pass filter formed by capacitors C81, C82 and the resistive input impedance of the electronic unit to which the temperature sensor is connected via the male jack connector, or a female jack connector connected to an audio cable with male-male jack connectors which will be connected to the electronic processing unit such as a laptop, PC, tablet or smartphone.
On remarquera que dans cette configuration et c’est un bénéfice de la présente invention par rapport à l’état de l’art, la résistance linéique du cordon de liaison audio ne perturbe pas la mesure étant donnée la très faible valeur de l’impédance source associée au Rds(on) du transistor T1 (respectivement T2), typiquement 0.02 Ohm, en série avec celle du condensateur qui suit C81 (respectivement C82) par rapport à l’impédance linéique du cordon et d’entrée de l’unité électronique de traitement dans laquelle la source impulsionnelle débite le courant. En outre, on remarquera, côté capteur, que les deux sources impulsionnelles débitent aussi du courant dans la même impédance constituée de la résistance R3 de valeur 10 kOhms en parallèle avec le condensateur de découplage C1 de valeur 100 nF et l’impédance d’entrée In1 de la référence de tension Ref1.It will be noted that in this configuration and this is a benefit of the present invention compared to the state of the art, the linear resistance of the audio connection cord does not disturb the measurement given the very low value of the source impedance associated with the Rds(on) of the transistor T1 (respectively T2), typically 0.02 Ohm, in series with that of the capacitor which follows C81 (respectively C82) compared to the linear impedance of the cord and input of the electronic processing unit in which the pulse source delivers the current. In addition, it will be noted, on the sensor side, that the two pulse sources also deliver current in the same impedance consisting of the resistor R3 of value 10 kOhms in parallel with the decoupling capacitor C1 of value 100 nF and the input impedance In1 of the voltage reference Ref1.
Ces 3 impédances groupées constituent une valeur suffisamment faible pour que l’unité électronique externe qui fournit la tension de polarisation microphone disponible sur le conducteur MP détecte que l’équivalent d’un microphone est branché sur la prise jack audio et commute les signaux audio sur ce port d’entrée/sortie.These 3 grouped impedances constitute a sufficiently low value so that the external electronic unit which provides the microphone bias voltage available on the MP conductor detects that the equivalent of a microphone is plugged into the audio jack and switches the audio signals to this input/output port.
Mais cette impédance groupée garde également une valeur suffisamment élevée pour que la tension disponible sur le conducteur MP ne chute pas au-dessous de 1.8V, tension minimale nécessaire au bon fonctionnement de la référence de tension Ref1 régulée à 1.25V ou de la tension d’entrée minimale d’un régulateur de tension à faible chute (LDO).But this grouped impedance also keeps a sufficiently high value so that the voltage available on the MP conductor does not drop below 1.8V, the minimum voltage necessary for the proper operation of the voltage reference Ref1 regulated to 1.25V or the minimum input voltage of a low dropout voltage regulator (LDO).
D’un point de vue de l’impédance impulsionnelle, la capacité C1, destinée à la stabilisation de la tension VREF1, reste très petite, typiquement 100 fois à 1000 fois plus petite que les capacités sources C81 et C82 et perturbe les signaux VTet VRdans une faible et même proportion ce qui ne change quasiment rien au rapport VT/VRdont la perturbation reste inférieure à la tolérance requise pour une résolution de température donnée de 0.01°C.From a pulse impedance point of view, the capacitance C1, intended for the stabilization of the voltage VREF1, remains very small, typically 100 times to 1000 times smaller than the source capacitances C81 and C82 and disturbs the signals VT and VR in a small and same proportion which changes almost nothing in the ratio VT /VR whose disturbance remains lower than the tolerance required for a given temperature resolution of 0.01°C.
Le courant électrique fourni par REF1 étant très faible, C1 peut être réduite à une valeur plus faible, typiquement 10 nF, voire supprimée, si les résistances R11 et R12 sont augmentées.Since the electric current supplied by REF1 is very low, C1 can be reduced to a lower value, typically 10 nF, or even eliminated, if resistors R11 and R12 are increased.
Le seul risque de parasitage pourrait venir d’un couplage capacitif direct entre les conducteurs des voies stéréo et le conducteur microphonique. Mais cette perturbation est fortement réduite si le conducteur microphonique (MP) est entouré du conducteur de masse GND en formant un câble coaxial produisant un blindage efficace. Et c’est un point particulier de la présente invention que de recourir à un cordon de liaison audio entre le capteur de température et l’unité électronique dont le conducteur microphonique et le signal de masse forment un câble coaxial, le signal de masse étant connecté à la tresse du câble coaxial et le signal microphonique étant connecté à l’âme du câble coaxial. Le cordon audio peut ainsi faire 5 à 10 mètres de long et constituer une résistance linéique de quelques ohms, sans que cela ne perturbe la mesure.The only risk of interference could come from a direct capacitive coupling between the conductors of the stereo channels and the microphone conductor. But this disturbance is greatly reduced if the microphone conductor (MP) is surrounded by the ground conductor GND by forming a coaxial cable producing effective shielding. And it is a particular point of the present invention to use an audio connection cord between the temperature sensor and the electronic unit whose microphone conductor and the ground signal form a coaxial cable, the ground signal being connected to the braid of the coaxial cable and the microphone signal being connected to the core of the coaxial cable. The audio cord can thus be 5 to 10 meters long and constitute a linear resistance of a few ohms, without this disturbing the measurement.
En pratique le cordon audio de liaison fait entre 0.3 m et 1 m de long de façon à pouvoir placer le capteur à l’endroit souhaité, l’électronique de traitement étant déportée et restant à température ambiante, soit une résistance linéique typique maximale de 0.6 ohms et une capacité de câble de 100pF, non gênantes par rapport à la forte impédance d’entrée de l’unité électronique valant typiquement 5 à 10kOhms. C’est-à-dire que l’impédance de charge est typiquement 10 mille fois plus grande que l’impédance linéique du câble, ce qui ne perturbera pas la mesure. Et si cette dernière est perturbée, cela reste identique pour les deux voies ce qui ne change pas le rapport des impulsions crête associées aux deux voies ce qui est en particulier le cas lorsqu’une résistance CTN est portée à température élevée et que sa résistance chute par exemple de 1kOhm à température nominale de 25°C à environ 58 ohms à 125°C.In practice, the audio connection cable is between 0.3 m and 1 m long so that the sensor can be placed at the desired location, the processing electronics being remote and remaining at room temperature, i.e. a typical maximum linear resistance of 0.6 ohms and a cable capacitance of 100pF, not disturbing compared to the high input impedance of the electronic unit typically worth 5 to 10kOhms. That is to say that the load impedance is typically 10 thousand times greater than the linear impedance of the cable, which will not disturb the measurement. And if the latter is disturbed, this remains identical for both channels which does not change the ratio of the peak pulses associated with the two channels which is particularly the case when a CTN resistor is brought to a high temperature and its resistance drops for example from 1kOhm at nominal temperature of 25°C to approximately 58 ohms at 125°C.
Entre outre, les 2 conducteurs L et R forment eux-mêmes un câble coaxial, l’âme étant connectée au signal L et la tresse au signal R, de sorte que le cordon de liaison est constitué de 2 câbles coaxiaux enrobés d’une gaine de protection.Furthermore, the 2 conductors L and R themselves form a coaxial cable, the core being connected to the L signal and the braid to the R signal, so that the connecting cord is made up of 2 coaxial cables coated with a protective sheath.
Enfin la
On constate qu’à partir d’un certain seuil représentatif de la tension de grille Vth de commutation des transistors T1 et T2, le rapport mesuré représentatif de VT/VRatteint un plateau, ce qui signifie que la résistance Rds(on) des transistors a atteint une valeur minimale stable. Typiquement, la tension maximale disponible en sortie d’une prise casque d’un ordinateur portable est de 1.3V à 1.6V tandis qu’elle n’est que de 0.6V à 0.8V en sortie d’un smartphone. Il faut donc l’aide de l’étage pompe à diodes (31) (respectivement (32)) pour commuter le transistor T1 (respectivement T2) dans le cas d’un smartphone, tandis que dans le cas d’un ordinateur portable ou d’un PC, la tension maximale en sortie de la prise casque serait suffisante pour commuter les transistors T1 et T2.It is observed that from a certain threshold representative of the switching gate voltage Vth of transistors T1 and T2, the measured ratio representative of VT /VR reaches a plateau, which means that the resistance Rds(on) of the transistors has reached a stable minimum value. Typically, the maximum voltage available at the output of a laptop headphone jack is 1.3V to 1.6V while it is only 0.6V to 0.8V at the output of a smartphone. It is therefore necessary to use the diode pump stage (31) (respectively (32)) to switch transistor T1 (respectively T2) in the case of a smartphone, while in the case of a laptop or a PC, the maximum voltage at the output of the headphone jack would be sufficient to switch transistors T1 and T2.
Néanmoins, certains filtrages audio opérés automatiquement par les systèmes d’exploitation des unités électroniques peuvent modifier la forme des rafales de synchronisation, de sorte que le front en début de rafale soit perturbé et ne soit plus du tout purement sinusoïdal ou carré ce qui peut engendrer une commutation laborieuse des transistors, en dents de scie au voisinage de Vth, génératrice de bruits au niveau de l’amplitude crête.However, some audio filtering performed automatically by the operating systems of the electronic units can modify the shape of the synchronization bursts, so that the front at the start of the burst is disturbed and is no longer purely sinusoidal or square, which can cause laborious switching of the transistors, in sawtooth in the vicinity of Vth, generating noise at the peak amplitude level.
Ceci est problématique et source d’erreur dans les brevets mentionnés sur l’état de l’art. Il en résulte qu’il est préférable d’envoyer des signaux de synchronisation L, R à une fréquence la plus élevée possible garantissant le franchissement de la pompe à diodes jouant le rôle de filtre passe-haut, puis de rajouter un filtrage passe-bas (51, 52), de fréquence de coupure environ 1kHz, garantissant la mise en forme basse-fréquence des signaux de synchronisation.This is problematic and a source of error in the patents mentioned on the state of the art. It follows that it is preferable to send L, R synchronization signals at the highest possible frequency guaranteeing the crossing of the diode pump acting as a high-pass filter, then to add a low-pass filtering (51, 52), with a cut-off frequency of approximately 1 kHz, guaranteeing the low-frequency shaping of the synchronization signals.
On pourra remplacer le filtrage passe-bas par un circuit bouchon coupe-bande, à inductance et condensateur en parallèle, centré sur la fréquence du signal de synchronisation. Ceci éliminera le bruit résiduel en dents de scie autour de 15kHz et ne laissera passer que le signal redressé basse-fréquence. On peut ainsi avoir des signaux L et R haute fréquence, typiquement entre 5 et 20 kHz, relativement déformés et perturbés en amplitude, voire pas forcément équilibrés en amplitude, en particulier en raison de la faible fréquence d’échantillonnage Fs de 44100 éch/s, tout en garantissant une impulsion redressée basse fréquence relativement lisse et bien formée après franchissement du filtre passe-bas (51,52).The low-pass filtering can be replaced by a band-stop trap circuit, with inductance and capacitor in parallel, centered on the frequency of the synchronization signal. This will eliminate the residual sawtooth noise around 15 kHz and will only allow the low-frequency rectified signal to pass. This allows high-frequency L and R signals, typically between 5 and 20 kHz, to be relatively distorted and disturbed in amplitude, or even not necessarily balanced in amplitude, in particular due to the low sampling frequency Fs of 44100 samples/s, while guaranteeing a relatively smooth and well-formed low-frequency rectified pulse after passing the low-pass filter (51,52).
Bien sûr, si l’on a recours à une adapteur jack 3.5 mm 4 pôles vers USB-C qui intègre des moyens de conversion analogique-numérique et numérique analogique, on aura intérêt à recourir à un adaptateur haut de gamme dont certains ont une fréquence Fs en émission pouvant aller jusqu’à 384000 éch/s codés sur 32 bits pour produire les signaux audios de synchronisation et jusqu’à 96000 éch/s codés sur 24 bits en réception pour numériser les signaux impulsionnels arrivant sur la voie microphone.Of course, if you use a 3.5 mm 4-pole jack to USB-C adapter that integrates analog-digital and digital-analog conversion means, you will be better off using a high-end adapter, some of which have a transmission frequency Fs of up to 384,000 echos/s coded on 32 bits to produce the audio synchronization signals and up to 96,000 echos/s coded on 24 bits in reception to digitize the impulse signals arriving on the microphone channel.
La fréquence d’échantillonnage des signaux de synchronisation pourra ainsi être différente de celle des signaux impulsionnels.The sampling frequency of the synchronization signals can therefore be different from that of the pulse signals.
C’est par exemple le cas du composant CX31993 de la société Conexant qui peut en outre produire des signaux audio de sortie L et R d’amplitude 1Vrms soit 1.4Vcrête, c’est-à-dire le double de ce que peuvent produire la plupart des smartphones qui ont en général une tension de sortie audio analogique limitée à 0.5Vrms (soit 0.7Vcrête).This is for example the case of the CX31993 component from the Conexant company which can also produce L and R output audio signals with an amplitude of 1Vrms or 1.4Vpeak, i.e. double what can be produced by most smartphones which generally have an analog audio output voltage limited to 0.5Vrms (or 0.7Vpeak).
En outre, lorsque l’on désire contrôler la mesure de plus de 2 résistances, par exemple 1 résistance de référence, et 2 ou 3 thermistances, on augmente le nombre de voies avec étage redresseur à pompes à diodes, filtres passe-bas et transistors de synchronisation du nombre de thermistances supplémentaires à mesurer et on exploite deux fréquences F1 et F2 de contrôle des signaux stéréo de synchronisation.Furthermore, when it is desired to control the measurement of more than 2 resistors, for example 1 reference resistor, and 2 or 3 thermistors, the number of channels with diode pump rectifier stage, low-pass filters and synchronization transistors is increased by the number of additional thermistors to be measured and two frequencies F1 and F2 are used to control the stereo synchronization signals.
Le signal de synchronisation L peut ainsi être constitué d’une première rafale sinusoïdale à la fréquence F1 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un 1er transistor de synchronisation suivie d’une pause puis d’une rafale à la fréquence F2 durant un laps de temps suffisant pour déclencher un autre transistor de synchronisation. Cette double rafale alimente deux étages redresseurs élévateurs de tension comme illustrés à la figure 5, disposés en parallèle et comprenant en entrée au moins un filtre bouchon (L1p et C1p) avec F2
Dans cette configuration, cela déclenche uniquement le 1ertransistor de synchronisation T1, tandis que lorsque la fréquence d’excitation du signal de synchronisation passe à F2, par exemple 15.9 kHz, le filtre bouchon du second étage ne bloque plus le passage du courant et le filtre série du second étage présente une impédance minimale. Le second étage permet ainsi l’élévation de tension en sortie de la pompe à diodes et commande son transistor de synchronisation T2, tandis que le 1erétage ne laisse pas passer le courant et son transistor T1 reste à l’état bloqué. Les transistors T1 et T2 commutent de façon exclusive l’un de l’autre : lorsque l’un commute et devient passant, l’autre reste à l’état bloqué et réciproquement. Nous avons donc globalement L1p=L2s, C1p=C2s, C1s=C2p, L1s=L2p.In this configuration, this only triggers the1st synchronization transistor T1, while when the excitation frequency of the synchronization signal changes to F2, for example 15.9 kHz, the trap filter of the second stage no longer blocks the passage of current and the series filter of the second stage has a minimum impedance. The second stage thus allows the voltage rise at the output of the diode pump and controls its synchronization transistor T2, while the1st stage does not allow the current to pass and its transistor T1 remains in the blocked state. Transistors T1 and T2 switch exclusively from each other: when one switches and becomes conductive, the other remains in the blocked state and vice versa. We therefore have globally L1p=L2s, C1p=C2s, C1s=C2p, L1s=L2p.
Dans une version simplifiée, on peut faire l’économie des filtres série (L1s, C1s) et (L2s, C2s), les circuits bouchon étant suffisants pour bloquer ou favoriser le passage du courant. Mais les filtres série, permettent d’augmenter l’efficacité de sélection des voies, surtout lorsque l’on ne connait pas a priori l’amplitude du signal de commande L. On arrive ainsi à choisir lequel des étages à pompes à diodes sera actif selon que l’on travaille à la fréquence F1 ou F2.In a simplified version, we can do without the series filters (L1s, C1s) and (L2s, C2s), the trap circuits being sufficient to block or promote the passage of current. But the series filters make it possible to increase the efficiency of channel selection, especially when we do not know a priori the amplitude of the control signal L. We can thus choose which of the diode pump stages will be active depending on whether we are working at frequency F1 or F2.
Lorsque l’on travaille à F1, c’est le 1er étage qui est actif, et lorsque l’on travaille à F2, c’est le 2nd étage qui est actif, tout ceci pour le même signal L de synchronisation. Ce signal pourra donc contrôler et synchroniser à lui seul, la mesure d’une résistance de référence et d’une 1èrethermistance.When working at F1, it is the 1st stage that is active, and when working at F2, it is the 2nd stage that is active, all this for the same synchronization signal L. This signal can therefore control and synchronize by itself, the measurement of a reference resistance and a1st thermistor.
De même, pour le second signal de synchronisation R, on pourra exploiter des filtres bouchon (Lp,Cp) et série (Ls,Cs) aux fréquences F1 et F2 pour choisir l’un des deux étages élévateur à pompes à diodes. Le signal de synchronisation R pourra donc contrôler et synchroniser à lui seul 2 autres thermistances. Il peut donc y avoir 4 étages à pompes à diodes permettant de commander 4 transistors de synchronisation, associés respectivement à au moins une résistance de référence et 3 thermistances.Similarly, for the second synchronization signal R, trap filters (Lp,Cp) and series filters (Ls,Cs) can be used at frequencies F1 and F2 to choose one of the two diode pump booster stages. The synchronization signal R can therefore control and synchronize 2 other thermistors on its own. There can therefore be 4 diode pump stages to control 4 synchronization transistors, associated respectively with at least one reference resistor and 3 thermistors.
En variante, et en référence à la
On disposera ainsi simultanément d’un double capteur de température avec un 1ercapteur de température à thermistance étalonnée, stable mais de résolution moyenne à bonne, par exemple de 0.1°C à 0.01°C et d’un second capteur de température à résonateur acoustique à dérive lente, mais de résolution plus élevée, par exemple de 0.001°C. On aura ainsi globalement une solution de capteur étalonné, stable et haute résolution comprenant un capteur à base de thermistance pour avoir une température absolue avec une précision moyenne qui sera mesurée en début d’expérience et de temps en temps durant l’expérience en fonction de la variation de température et un capteur à base de résonateur acoustique à ligne à retard qui servira à la mesure de température haute résolution pendant une durée maximale où la dérive attendue du capteur acoustique du fait de son vieillissement est inférieure à sa résolution sur cette durée.This will simultaneously provide a dual temperature sensor with afirst calibrated thermistor temperature sensor, stable but with average to good resolution, for example from 0.1°C to 0.01°C and a second acoustic resonator temperature sensor with slow drift, but with higher resolution, for example 0.001°C. This will provide an overall calibrated, stable and high-resolution sensor solution comprising a thermistor-based sensor to have an absolute temperature with average precision which will be measured at the start of the experiment and from time to time during the experiment depending on the temperature variation and a sensor based on an acoustic resonator with delay line which will be used for high-resolution temperature measurement for a maximum duration where the expected drift of the acoustic sensor due to its aging is less than its resolution over this duration.
On suppose implicitement ici que les 2 capteurs, thermistance et résonateur acoustique sont exposés à la même température du milieu. Pour cela ils sont en pratique logés dans une même enceinte protectrice et disposés au plus près l’un de l’autre.It is implicitly assumed here that the 2 sensors, thermistor and acoustic resonator, are exposed to the same temperature of the environment. For this reason, they are in practice housed in the same protective enclosure and arranged as close as possible to each other.
Leur taille respective est de l’ordre de 2 mm x 2 mm x 5 mm pour la thermistance et 2 mm x 1 mm x 10 mm pour le résonateur à ligne à retard. En outre, ils ont une constante de temps caractéristique de leur temps de réponse à 63% pour un échelon de température, proche l’une de l’autre, de l’ordre de quelques secondes à une dizaine de secondes dans l’air.Their respective sizes are of the order of 2 mm x 2 mm x 5 mm for the thermistor and 2 mm x 1 mm x 10 mm for the delay line resonator. In addition, they have a characteristic time constant of their response time at 63% for a temperature step, close to each other, of the order of a few seconds to about ten seconds in air.
Quantitativement, si la dérive du capteur est de 0.001°C par heure, et que sa résolution est de 0.001°C cela signifie qu’après une première mesure d’une température absolue avec une précision de 0.1°C, on pourra effectuer des mesures fines avec une résolution de 0.001°C durant au moins 1 heure.Quantitatively, if the sensor drift is 0.001°C per hour, and its resolution is 0.001°C, this means that after an initial measurement of an absolute temperature with a precision of 0.1°C, fine measurements can be made with a resolution of 0.001°C for at least 1 hour.
On remarquera que d’un point de vue impédance électrique, le résonateur acoustique (8) exploite un transducteur piézoélectrique PZT1 en entrée, collé ou soudé sur le résonateur mécanique et convertissant le signal électrique en onde mécanique se propageant dans le résonateur mécanique à ligne à retard de type lame ou feuille métallique suspendue et un transducteur piézoélectrique PZT2 en sortie, également collé ou soudé sur la lame et convertissant l’onde mécanique en signal électrique qui offre une forte impédance en dehors de la fréquence de résonance du résonateur et n’engendre pas de perturbation pour la mesure précise des résistances de référence R22 et de thermistance R21.It will be noted that from an electrical impedance point of view, the acoustic resonator (8) uses a PZT1 piezoelectric transducer at the input, glued or welded to the mechanical resonator and converting the electrical signal into a mechanical wave propagating in the mechanical resonator with a suspended metal blade or sheet type delay line and a PZT2 piezoelectric transducer at the output, also glued or welded to the blade and converting the mechanical wave into an electrical signal which offers a high impedance outside the resonant frequency of the resonator and does not cause any disturbance for the precise measurement of the reference resistors R22 and thermistor R21.
A la résonance, la longueur de la lame vaut 1 longueur d’onde et les transducteurs PZT1 et PZT2 sont disposés sur les nœuds de vibration. En outre, si l’on exploite 2 résonateurs acoustiques avec des fréquences de résonance différentes, par exemple l’un ayant une fréquence de résonance à 17 kHz et l’autre à 19 kHz, on peut connecter ces 2 résonateurs en parallèle et les alimenter par le même signal électrique R, tandis que la mesure de la température absolue sera obtenue à partir de la résistance stable de référence R22 et de la thermistance R21 via les rafales de synchronisation aux fréquences F1 et F2 émises sur la voie L.At resonance, the length of the blade is equal to 1 wavelength and the transducers PZT1 and PZT2 are arranged on the vibration nodes. Furthermore, if we exploit 2 acoustic resonators with different resonance frequencies, for example one having a resonance frequency at 17 kHz and the other at 19 kHz, we can connect these 2 resonators in parallel and supply them with the same electrical signal R, while the measurement of the absolute temperature will be obtained from the stable reference resistor R22 and the thermistor R21 via the synchronization bursts at frequencies F1 and F2 emitted on the L channel.
Les lames des 2 résonateurs ont une longueur légèrement différente de façon à ce que l’une résonne à 17 kHz et l’autre à 19 kHz. Par exemple, l’une des lames pourra être en maillechort avec une longueur de 10 mm et une largeur de 2 mm, pour une épaisseur de 0.1 mm, tandis que l’autre aura une longueur de 10,5 mm pour une fréquence de fonctionnement plus basse, les deux fréquences étant situées entre 15 kHz et 22 kHz.The blades of the 2 resonators have a slightly different length so that one resonates at 17 kHz and the other at 19 kHz. For example, one of the blades could be made of nickel silver with a length of 10 mm and a width of 2 mm, for a thickness of 0.1 mm, while the other will have a length of 10.5 mm for a lower operating frequency, the two frequencies being located between 15 kHz and 22 kHz.
Les transducteurs PZT1 et PZT2 sont des pastilles piézoélectriques, de type Titanate zirconate de plomb, par exemple en matériau PZ27 de la société Ferroperm Meggit, de forme rectangulaire et de dimensions 2 mm x 1.25 mm x 0.1 mm. Ces dimensions correspondent au format 0805 (8 millièmes de pouce x 5 millièmes de pouce) habituellement utilisé pour les composants CMS. Les pastilles piézoélectriques sont brasées sur la lame en maillechort et positionnées à un quart et trois quart soit 2.5 mm et 7.5 mm de la longueur de la lame. Dans cette configuration, le coefficient de température du résonateur est d’environ 330 ppm/°C ou 5 Hz/°C, ce qui implique que sur une plage de 400°C la fréquence de résonance se décalera d’environ 2000 Hz. Les deux capteurs ayant des fréquences centrales à 17kHz et 19kHz ont donc des plages de fonctionnement distinctes sur +/-200°C par rapport à l’ambiante.The PZT1 and PZT2 transducers are piezoelectric pellets, of the Lead Zirconate Titanate type, for example in PZ27 material from the Ferroperm Meggit company, with a rectangular shape and dimensions of 2 mm x 1.25 mm x 0.1 mm. These dimensions correspond to the 0805 format (8 thousandths of an inch x 5 thousandths of an inch) usually used for CMS components. The piezoelectric pellets are brazed onto the nickel silver blade and positioned at one quarter and three quarters, or 2.5 mm and 7.5 mm, of the blade length. In this configuration, the temperature coefficient of the resonator is about 330 ppm/°C or 5 Hz/°C, which implies that over a range of 400°C the resonant frequency will shift by about 2000 Hz. The two sensors having center frequencies at 17kHz and 19kHz therefore have distinct operating ranges over +/-200°C relative to ambient.
En ce qui concerne la résolution en température, elle dépend du facteur de qualité de la résonance et de la résolution fréquentielle. Pour une résolution de 0.001°C, la résolution fréquentielle est donc théoriquement de 0.005 Hz, soit une longueur d’acquisition théorique de 200 s représentant 44100 éch/s x 200 s = 8.8 millions d’échantillons. Le traitement d’un aussi grand nombre d’échantillons n’engendre aujourd’hui plus de problème de lenteur pour la puissance de calcul des ordinateurs portables, ni même pour les smartphones.As for the temperature resolution, it depends on the quality factor of the resonance and the frequency resolution. For a resolution of 0.001°C, the frequency resolution is therefore theoretically 0.005 Hz, or a theoretical acquisition length of 200 s representing 44100 samples/s x 200 s = 8.8 million samples. The processing of such a large number of samples no longer causes a problem of slowness for the computing power of laptops, or even for smartphones.
En pratique, il n’est bien sûr pas nécessaire de faire l’acquisition durant 200 s, mais durant environ 1 s, soit 44100 échantillons, par balayage sinusoïdal linéaire entre 16 kHz et 20 kHz, le reste des points étant obtenu par la technique du padding, consistant à remplacer les points manquants par des zéros.In practice, it is of course not necessary to carry out the acquisition for 200 s, but for approximately 1 s, or 44100 samples, by linear sinusoidal sweep between 16 kHz and 20 kHz, the rest of the points being obtained by the padding technique, consisting of replacing the missing points with zeros.
Les résonateurs piézoélectriques à ligne à retard tels qu’ils viennent d’être décrits ici sont donc parfaitement adaptés pour être utilisés en combinaison de thermistances de type résistance de platine qui ont également des plages de fonctionnement comparables de plusieurs centaines de degrés Celsius, typiquement -50°C à +500°C.The delay line piezoelectric resonators as just described here are therefore ideally suited for use in combination with platinum resistance type thermistors which also have comparable operating ranges of several hundred degrees Celsius, typically -50°C to +500°C.
En outre, l’amplitude des signaux, en entrée comme en sortie, sont comparables et c’est un avantage de la présente invention. Ils peuvent être gérés par les mêmes réglages audio en particulier le même réglage de gain du microphone de l’unité électronique distante, réglé à température ambiante de 25°C à 30% ou 40% de la pleine échelle pour une résistance de platine CTP et 6% à 15% de la pleine échelle du microphone pour une thermistance CTN.Furthermore, the amplitude of the signals, both input and output, are comparable and this is an advantage of the present invention. They can be managed by the same audio settings, in particular the same gain setting of the microphone of the remote electronic unit, set at room temperature of 25°C to 30% or 40% of the full scale for a PTC platinum resistor and 6% to 15% of the full scale of the microphone for a NTC thermistor.
On aura alors un triple capteur, constitué d’un capteur de température absolue faible résolution et de deux capteurs haute résolution. Enfin la sélectivité des résonateurs pourra être améliorée en remplaçant la lame de maillechort par une lame silicium ou en arséniure de gallium qui pourra être traitée par les techniques conventionnelles de la microélectronique et être métallisée aux endroits des emplacements des transducteurs, les pastilles PZT pouvant être remplacées par des couches de matériaux piézoélectriques d’épaisseur encore plus faible, de l’ordre du micron, tel l’oxyde de zinc (ZnO) ou simplement métalisées pour un substrat piézoélectrique en arséniure de gallium (AsGa).We will then have a triple sensor, consisting of a low-resolution absolute temperature sensor and two high-resolution sensors. Finally, the selectivity of the resonators can be improved by replacing the nickel silver plate with a silicon or gallium arsenide plate that can be treated using conventional microelectronics techniques and metallized at the locations of the transducers, the PZT pellets can be replaced by layers of piezoelectric materials of even lower thickness, of the order of a micron, such as zinc oxide (ZnO) or simply metallized for a piezoelectric substrate in gallium arsenide (AsGa).
Le fait de disposer d’une mesure de température absolue à 0.1°C près et une résolution à 0.001°C donne ainsi accès à des expériences impliquant l’échange de faibles quantités de chaleur et donc implicitement de faible consommation électrique, ce qui pourra engendrer des applications par exemple en débitmétrie massique thermique ou en calorimétrie.Having an absolute temperature measurement to within 0.1°C and a resolution of 0.001°C thus provides access to experiments involving the exchange of small quantities of heat and therefore implicitly low electrical consumption, which could lead to applications for example in thermal mass flowmetry or calorimetry.
Par ailleurs, l’intérêt de pouvoir mesurer la température de 3 thermistances avec seulement 2 signaux stéréo est intéressant pour des applications où l’on souhaite réaliser des mesures différentielles entre plusieurs thermistances.Furthermore, the interest of being able to measure the temperature of 3 thermistors with only 2 stereo signals is interesting for applications where we wish to carry out differential measurements between several thermistors.
L’invention n’est pas limitée au capteur de température tel que précédemment décrit, mais s’étend également à un procédé de mesure de température au moyen du capteur de température, comprenant les étapes consistant à :
- fournir des signaux rafales de synchronisation aux fréquences F1, F2, distinctes dans le temps sur le premier et le deuxième point de contact L et R;
- recueillir les signaux de réception des sources de tension impulsionnelles de référence et de la (ou les) thermistance(s) ou du (des) résonateur(s) acoustique(s) sur le quatrième point de contact (MP);
- traiter les signaux de réception des tensions impulsionnelles pour déterminer une température de la (des) thermistance(s) ou du (des) résonateur(s) acoustique(s).The invention is not limited to the temperature sensor as previously described, but also extends to a method of measuring temperature by means of the temperature sensor, comprising the steps of:
- provide synchronization burst signals at frequencies F1, F2, distinct in time on the first and second contact point L and R;
- collect the reception signals from the reference pulse voltage sources and from the thermistor(s) or acoustic resonator(s) on the fourth contact point (MP);
- process the pulse voltage reception signals to determine a temperature of the thermistor(s) or acoustic resonator(s).
En particulier, comme illustré à la
La
L’invention s’étend également à un produit programme d’ordinateur, tablette ou smartphone comprenant des instructions de code pour l’exécution des étapes de ce procédé lorsque ledit programme est exécuté sur un ordinateur, tablette ou smartphone.The invention also extends to a computer, tablet or smartphone program product comprising code instructions for executing the steps of this method when said program is executed on a computer, tablet or smartphone.
L’invention vise aussi l’unité électronique comprenant une prise à quatre points de contact consistant en un premier et un deuxième point de contact destinés à véhiculer des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants, un troisième point de contact destiné à fournir une référence de masse et un quatrième point de contact destiné à véhiculer une tension de polarisation et des signaux d’un microphone, caractérisée en ce qu’elle est programmée, lorsque la prise de l’unité électronique et la fiche à quatre points de contact du capteur de température ou du cordon reliant le capteur de température sont connectées l’une à l’autre, pour fournir des signaux de synchronisation ou de balayage fréquentiel indépendants émis successivement sur le premier ou le deuxième point de contact de la prise, recueillir successivement les signaux de réception des tensions impulsionnelles issues des tensions aux bornes des résistances de référence et de la thermistance et éventuellement du (des) résonateur(s) acoustique(s) à ligne à retard sur le quatrième point de contact de la prise et traiter le signal de réception pour déterminer une température.The invention also relates to the electronic unit comprising a four-contact socket consisting of a first and a second contact point intended to carry independent synchronization or frequency sweep signals, a third contact point intended to provide a ground reference and a fourth contact point intended to carry a bias voltage and signals from a microphone, characterized in that it is programmed, when the socket of the electronic unit and the four-contact plug of the temperature sensor or of the cord connecting the temperature sensor are connected to each other, to provide independent synchronization or frequency sweep signals emitted successively on the first or second contact point of the socket, successively collect the reception signals of the pulse voltages from the voltages at the terminals of the reference resistors and of the thermistor and possibly of the acoustic resonator(s) with delay line on the fourth contact point of the socket and process the reception signal to determine a temperature.
L’invention comprend également un adaptateur femelle-femelle à 4 pôles éventuellement interposé entre le connecteur jack du capteur et le connecteur jack de l’unité électronique et comprenant un double commutateur à glissière (DPDT double pole double throw en anglais) inversant physiquement au moins deux pôles, le pôle de masse GND et le pôle microphonique MP au plus près de l’unité de traitement électronique.The invention also includes a 4-pole female-female adapter optionally interposed between the jack connector of the sensor and the jack connector of the electronic unit and comprising a double slide switch (DPDT double pole double throw in English) physically reversing at least two poles, the ground pole GND and the microphone pole MP as close as possible to the electronic processing unit.
L’invention comprend également un adaptateur jack femelle vers USB-C mâle reliant un connecteur jack mâle 3.5mm à 4 pôles vers un connecteur USB-C femelle d’un PC, tablette ou smartphone et assurant une conversion numérique-analogique (sortie L et R) et analogique numérique (entrée microphone) avec impédance d’entrée identique à tous les capteurs selon l’invention.The invention also includes a female jack to male USB-C adapter connecting a 4-pole 3.5mm male jack connector to a female USB-C connector of a PC, tablet or smartphone and providing digital-analog (L and R output) and analog-digital (microphone input) conversion with input impedance identical to all sensors according to the invention.
Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. La personne du métier comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaîtront à la personne du métier.Various embodiments and variations have been described. Those skilled in the art will understand that certain features of these various embodiments and variations could be combined, and other variations will occur to those skilled in the art.
Enfin, la mise en œuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de la personne du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.Finally, the practical implementation of the embodiments and variants described is within the reach of those skilled in the art from the functional indications given above.
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2304574AFR3148647A1 (en) | 2023-05-09 | 2023-05-09 | Self-calibrating high-resolution temperature sensors, electronic unit interacting with such sensors, associated method and computer program |
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2304574AFR3148647A1 (en) | 2023-05-09 | 2023-05-09 | Self-calibrating high-resolution temperature sensors, electronic unit interacting with such sensors, associated method and computer program |
| FR2304574 | 2023-05-09 |
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|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| EP3155388A1 (en) | 2014-06-10 | 2017-04-19 | Commissariat à l'Énergie Atomique et aux Énergies Alternatives | Temperature sensor, electronic unit interacting with such a sensor, and related method and computer program |
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|---|---|---|---|---|
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