EP3293880A1 - Adaptation circuit for low noise amplifier and low noise amplifier including such a circuit - Google Patents

Abstract

Translated fromFrench

Un aspect de l'invention concerne un circuit d'adaptation d'impédance destiné à être connecté à une impédance non-linéaire comprenant un supraconducteur, ledit circuit comportant un premier terminal dit premier port de connexion destiné à être connecté à une première borne de l'impédance non-linéaire, un deuxième terminal dit deuxième port de connexion destiné à être connecté à une deuxième borne de l'impédance non-linéaire, un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie destiné à recevoir le signal à amplifier et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation destiné à être connecté à une source de polarisation et configuré pour qu'une tension V soit appliquée entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion. Le circuit selon l'invention comporte une pluralité de composants électriques passifs configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2) pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que Re(Z(f s )) > 0 avec f s une première fréquence dite fréquence du signal ; Re(Z(f i )) > 0 avec f i une deuxième fréquence dite fréquence idler ; Re Z 0 < h 4 e 2 f p G . BW avec f p une troisième fréquence dite fréquence pompe ; Re Z f p + f s < f p + f s f i Re Z f i ; la fréquence de pompe étant choisie de sorte que nf p = f s + f i avec n un entier appartenant à [1, +ˆž] et la fréquence idler étant choisies de sorte que f i > k B T h avec T la température du circuit, k B la constante de Boltzmann et h la constante de Planck.One aspect of the invention relates to an impedance matching circuit intended to be connected to a non-linear impedance comprising a superconductor, said circuit comprising a first terminal called a first connection port intended to be connected to a first terminal of the nonlinear impedance, a second terminal called the second connection port intended to be connected to a second terminal of the nonlinear impedance, a third terminal called the input/output terminal intended to receive the signal to be amplified and a fourth terminal called supply terminal intended to be connected to a bias source and configured so that a voltage V is applied between the first connection port and the second connection port. The circuit according to the invention comprises a plurality of passive electrical components configured so that the impedance Z(f) between the first connection port (J1) and the second connection port (J2) for a frequency signal f a part real Re(Z(f)) such that Re(Z(fs))>0 with fs a first frequency called signal frequency; Re(Z(f i )) > 0 with f i a second frequency called the idler frequency; Re Z 0 < h 4 e 2 f p G . BW with f p a third frequency called the pump frequency; Re Z f p + f s < f p + f s f i Re Z f i ; the pump frequency being chosen so that nf p = fs + fi with n an integer belonging to [1, +ˆž] and the idler frequency being chosen so that fi > k BT h with T the temperature of the circuit, k B the Boltzmann constant and h the Planck constant.

Description

Translated fromFrench

DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTIONTECHNICAL FIELD OF THE INVENTION

Le domaine technique de l'invention est celui des amplificateurs hautes fréquences. La présente invention concerne un circuit d'adaptation pour un amplificateur bas bruit. L'invention concerne également un amplificateur bas bruit comprenant un tel circuit d'adaptation et en particulier un amplificateur bas bruit à jonction Josephson.The technical field of the invention is that of high frequency amplifiers. The present invention relates to an adaptation circuit for a low noise amplifier. The invention also relates to a low-noise amplifier comprising such a matching circuit and in particular a low-noise Josephson junction amplifier.

ARRIERE-PLAN TECHNOLOGIQUE DE L'INVENTIONBACKGROUND OF THE INVENTION

Dans le cadre de la recherche fondamentale ou de la radioastronomie, il est souvent nécessaire d'avoir recours à des amplificateurs dit très faible bruit, c'est-à-dire des amplificateurs dont le bruit est aussi proche que possible de la limite théorique imposée par la mécanique quantique, et ce, pour des fréquences allant du MHz au THz. Il est possible de distinguer deux types d'amplificateurs : les amplificateurs préservant la phase et les amplificateurs sensibles à la phase. Les amplificateurs sensibles à la phase ne sont pas soumis à la limitation théorique mais ils sont difficiles à utiliser car la phase du signal à amplifier doit parfaitement correspondre à la quadrature amplifiée. Les amplificateurs préservant la phase sont soumis à la limite quantique mais n'imposent en revanche aucune condition quant à la phase du signal à amplifier.In the context of basic research or radio astronomy, it is often necessary to use so-called very low-noise amplifiers, ie amplifiers whose noise is as close as possible to the theoretical limit imposed. by quantum mechanics for frequencies from MHz to THz. Two types of amplifiers can be distinguished: phase-preserving amplifiers and phase-sensitive amplifiers. Phase-sensitive amplifiers are not subject to theoretical limitation but they are difficult to use because the phase of the signal to be amplified must perfectly correspond to the amplified quadrature. Phase-preserving amplifiers are subject to the quantum limit but do not impose any condition on the phase of the signal to be amplified.

Dans le domaine de l'amplification haute fréquence et très haute fréquence il est connu d'utiliser une amplification par réflexion. Cette dernière est obtenue par exemple à l'aide d'une ligne de transmission d'impédance Z₀ terminée par une impédance Z_L(f) où f est la fréquence du signal. Le coefficient de réflexion en tension d'une telle structure est donnée par$\mathrm{G}\left(\mathrm{f}\right)=\frac{\left({\mathrm{Z}}_{\mathrm{L}}\left(\mathrm{f}\right)-{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}{\left({\mathrm{Z}}_{\mathrm{L}}\left(\mathrm{f}\right)+{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}\mathrm{.}$

Si l'on parvient à obtenir une impédance Z_L(f) négative dont la valeur absolue est proche de Z₀, le coefficient G(f) de réflexion diverge et le signal réfléchi est donc amplifié. Bien sûr, cette condition n'est remplie que pour une bande de fréquence donnée qui correspond alors à la bande passante de l'amplificateur.In the field of high frequency and very high frequency amplification, it is known to use reflection amplification. The latter is obtained for example by means of an impedance transmission line Z₀ terminated by an impedance Z_L (f) where f is the frequency of the signal. The voltage reflection coefficient of such a structure is given by$\mathrm{BOY\; WUT}\left(\mathrm{f}\right)=\frac{\left({\mathrm{Z}}_{\mathrm{The}}\left(\mathrm{f}\right)-{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}{\left({\mathrm{Z}}_{\mathrm{The}}\left(\mathrm{f}\right)+{\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}}_{\mathrm{0}}\right)}\mathrm{.}$

If it is possible to obtain a negative impedance Z_L (f) whose absolute value is close to Z₀ , the reflection coefficient G (f) diverges and the reflected signal is amplified. Of course, this condition is fulfilled only for a given frequency band which then corresponds to the bandwidth of the amplifier.

Dans le domaine de l'amplification, il est aussi connu d'utiliser des transistors semiconducteurs travaillant à des températures cryogéniques. Les transistors sont polarisés en tension ce qui rend l'utilisation de ce type d'amplificateurs très facile à mettre en oeuvre. En revanche leur niveau de bruit, même à température cryogénique, reste encore élevé : de l'ordre de 10 photons dans le meilleur des cas, soit 20 fois la limite quantique. Pour limiter le bruit au maximum, il a été proposé d'utiliser un amplificateur paramétrique dans lequel l'impédance négative est obtenue par exemple par l'intermédiaire de quatre jonctions Josephson. Le circuit de l'amplificateur possède un premier mode à la fréquence signal f_s et un deuxième mode à la fréquence idler f_i. Les paramètres du circuit sont modifiés à l'aide de la pompe de fréquence f_p. Cet amplificateur permet d'obtenir une bande passante de quelques MHz avec un bruit proche de la limite quantique mais nécessite la génération d'une pompe, ce qui le rend complexe à mettre en oeuvre.In the field of amplification, it is also known to use semiconductor transistors operating at cryogenic temperatures. The transistors are biased in voltage which makes the use of this type of amplifiers very easy to implement. On the other hand, their noise level, even at cryogenic temperature, remains high: in the order of 10 photons in the best case, ie 20 times the quantum limit. To limit the noise to the maximum, it has been proposed to use a parametric amplifier in which the negative impedance is obtained for example via four Josephson junctions. The circuit of the amplifier has a first mode at the signal frequency f_s and a second mode at the frequency idler f_i . The circuit parameters are modified using the frequency pump f_p . This amplifier makes it possible to obtain a bandwidth of a few MHz with a noise close to the quantum limit but requires the generation of a pump, which makes it complex to implement.

Une autre manière de comprendre cette amplification paramétrique est d'envisager cette dernière en termes de photons, chaque photon étant associé à une énergie. Par exemple, un premier photon d'énergie E₁ peut être converti en un deuxième photon d'énergie E₂ et un troisième photon d'énergie E₃ si la relation entre ces trois énergies est telle que E₁ = E₂ + E₃ (il s'agit d'une condition nécessaire mais pas suffisante). Sachant qu'il est possible d'associer à chaque énergie une fréquence, cette égalité devient f₁ = f₂ + f₃. Si l'on cherche à amplifier un signal de fréquence f₂, il est donc possible d'avoir recours à un signal de fréquence f₁ sous réserve qu'un mode, c'est-à-dire une résonnance du système, à une fréquence f₃ soit également présent. Dans la suite, la fréquence f₁ est appelée fréquence pompe f_p, la fréquence f₂ est appelée fréquence signal f_s et la fréquence f₃ est appelée fréquence idler f_i. Il est possible d'obtenir une amplification d'un signal de fréquence f_s par la génération d'autres photons de signal de fréquence f_s à partir des photons de pompe de fréquence f_p, cette génération entrainant également la génération de photons idler de fréquence f_i. Afin que ce processus d'amplification ait lieu, il est en outre nécessaire, en plus de la condition de conservation de l'énergie, que les différentes fréquences soient couplées entre elles. Un tel couplage est réalisé à l'aide d'une impédance non linéaire.Another way to understand this parametric amplification is to consider the latter in terms of photons, each photon being associated with an energy. For example, a first energy photon E₁ can be converted into a second energy photon E₂ and a third energy photon E₃ if the relationship between these three energies is such that E₁ = E₂ + E₃ (This is a necessary but not sufficient condition). Knowing that it is possible to associate with each energy a frequency, this equality becomes f₁ = f₂ + f₃ . If it is desired to amplify a signal of frequency f₂ , it is therefore possible to use a signal of frequency f₁ provided that a mode, ie a resonance of the system, at a frequency of frequency f₃ is also present. In the following, the frequency f₁ is called the pump frequency f_p , the frequency f₂ is called the signal frequency f_s and the frequency f₃ is called the frequency idler f_i . It is possible to obtain an amplification of a signal of frequency f_s by the generation of other photons of frequency signal f_s from the pump photons of frequency f_p , this generation also causing the generation of photons idler of frequency f_i . So that this process of amplification takes place, it is also necessary, in addition to the condition of energy conservation, that the different frequencies are coupled together. Such coupling is achieved using a non-linear impedance.

Alternativement, il a été proposé d'utiliser un amplificateur dans lequel l'impédance négative est obtenue à l'aide d'une jonction Josephson polarisée en tension. Cette polarisation en tension permet de s'affranchir de la pompe et contribue à la simplification du dispositif. En effet, une fois la jonction polarisée, les paires de Cooper responsables du courant supraconducteur dotées d'une énergie proportionnelle à la tension appliquée à la jonction vont devoir relaxer, c'est-à-dire revenir à leur état énergétique fondamental. Or, le seul mécanisme permettant cette relaxation conduit à l'émission d'un ou plusieurs photons dont l'énergie est liée à la tension de polarisation appliquée. Autrement dit, la tension appliquée permet de générer des photons de la même manière que la fréquence pompe de l'amplificateur paramétrique, la fréquence de ces photons étant ici fonction de la tension appliquée à la jonction.Alternatively, it has been proposed to use an amplifier in which the negative impedance is obtained using a voltage-biased Josephson junction. This voltage bias eliminates the pump and contributes to the simplification of the device. In fact, once the junction is polarized, the Cooper pairs responsible for the superconducting current provided with an energy proportional to the voltage applied to the junction will have to relax, that is to say return to their fundamental energetic state. However, the only mechanism allowing this relaxation leads to the emission of one or more photons whose energy is related to the applied bias voltage. In other words, the applied voltage makes it possible to generate photons in the same manner as the pump frequency of the parametric amplifier, the frequency of these photons being here a function of the voltage applied to the junction.

De plus, l'amplification peut être obtenue, dans le mode de réalisation le plus simple, avec une seule jonction Josephson. Un tel dispositif est illustré à lafigure 1 et se compose d'un circuit d'adaptation comprenant un premier port de connexion J1 et un deuxième port de connexion J2, ces deux ports étant connectés à une jonction Josephson JJ. Afin de polariser la jonction Josephson JJ, une source de tension V est connectée à l'aide d'une connexion en T constituée par l'inductance L₃ et la capacité C₂. Le circuit d'adaptation comprend également une résistance R₁ en série avec une capacité C₁ et une inductance L₁ en parallèle l'une de l'autre. Ce circuit d'adaptation permet une polarisation de la jonction Josephson JJ de sorte que cette dernière présente une impédance différentielle négative sur une large plage de tension tout en maintenant une impédance globale, c'est-à-dire l'impédance de la jonction Josephson JJ et du circuit d'adaptation, positive.In addition, the amplification can be achieved, in the simplest embodiment, with a single Josephson junction. Such a device is illustrated in figure 1 and consists of an adaptation circuit comprising a first connection port J1 and a second connection port J2, both of these ports being connected to a Josephson JJ junction. In order to bias the Josephson JJ junction, a voltage source V is connected by means of a T-connection constituted by the inductance L₃ and the capacitance C₂ . The matching circuit also comprises a resistor R₁ in series with a capacitance C₁ and an inductance L₁ in parallel with each other. This matching circuit allows a bias of the Josephson JJ junction so that the latter has a negative differential impedance over a wide voltage range while maintaining a global impedance, i.e., the impedance of the Josephson junction. JJ and adaptive circuit, positive.

Dans ce dispositif, il est possible de distinguer deux situations. Pour les hautes et basses fréquences, la jonction Josephson est court-circuitée par le circuit d'adaptation. La partie réelle du coefficient de réflexion est alors égale à Re(G(f)) =$\frac{\left({\mathrm{R}}_{\mathrm{1}}-{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}{\left({\mathrm{R}}_{\mathrm{1}}+{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}$

avec R₁ la résistance du circuit d'adaptation. R₁ étant de l'ordre de quelques ohms contre plusieurs dizaines de ohms pour Z₀, la partie réelle du coefficient de réflexion devient Re(G(f))∼ - 1 et il n'y a donc aucune amplification du signal mais seulement un déphasage de π. En revanche, à la fréquence du signal f_s, l'impédance du circuit d'adaptation est élevée et l'impédance de la jonction Josephson JJ devient donc « visible » de sorte que l'impédance mesurée au niveau du port d'entrée/sortie est telle que Z_L < 0 et |Z_L| ≥ Z₀, l'amplitude de la réflexion est donc Re(G(f_s)) > 1 et il y a donc amplification du signal. En outre, plus Z_L se rapproche de -Z₀, plus l'amplification est importante. Dans le circuit précédemment évoqué, le circuit L₂C₂ permet de réaliser une adaptation d'impédance entre l'impédance de la jonction Josephson JJ à la fréquence f_s et le port d'entrée du circuit. L'inductance L₃ permet quant à elle d'isoler la partie haute fréquence du circuit de la partie DC. Cependant, bien que ce dispositif améliore le bruit comparativement à un amplificateur utilisant des transistors, le niveau de bruit demeure supérieur au niveau de bruit obtenu avec un amplificateur paramétrique.In this device, it is possible to distinguish two situations. For high and low frequencies, the Josephson junction is short-circuited by the circuit adaptation. The real part of the reflection coefficient is then equal to Re (G (f)) =$\frac{\left({\mathrm{R}}_{\mathrm{1}}-{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}{\left({\mathrm{R}}_{\mathrm{1}}+{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}\right)}$

with R₁ the resistance of the matching circuit. R₁ being of the order of a few ohms against several tens of ohms for Z₀ , the real part of the reflection coefficient becomes Re (G (f)) ~ -1 and there is therefore no amplification of the signal but only a phase shift of π. On the other hand, at the frequency of the signal f_s , the impedance of the matching circuit is high and the impedance of the Josephson junction JJ thus becomes "visible" so that the impedance measured at the input port / output is such that Z_L <0 and | Z_L | ≥ Z₀ , the amplitude of the reflection is Re (G (f_s ))> 1 and there is amplification of the signal. In addition, more Z_L -Z approaches_0, the more the amplification is large. In the previously mentioned circuit, the circuit L₂ C₂ makes it possible to carry out an impedance matching between the impedance of the Josephson junction JJ at the frequency f_s and the input port of the circuit. Inductance L₃ makes it possible for it to isolate the high frequency part of the circuit of the DC part. However, although this device improves the noise compared to an amplifier using transistors, the noise level remains higher than the noise level obtained with a parametric amplifier.

Il existe donc un besoin de fabriquer un amplificateur permettant de maintenir le niveau de bruit similaire à celui d'un amplificateur paramétrique tout en présentant la simplicité d'un amplificateur à jonction Josephson polarisée en tension.There is therefore a need to manufacture an amplifier to maintain the noise level similar to that of a parametric amplifier while having the simplicity of a voltage-biased Josephson junction amplifier.

RESUME DE L'INVENTIONSUMMARY OF THE INVENTION

L'invention offre une solution aux problèmes évoqués précédemment en proposant un circuit d'adaptation permettant de diminuer le bruit généré par un amplificateur à jonction Josephson polarisée en tension. Elle propose également un amplificateur utilisant un tel circuit.The invention offers a solution to the problems mentioned above by proposing an adaptation circuit making it possible to reduce the noise generated by a voltage-polarized Josephson junction amplifier. It also offers an amplifier using such a circuit.

Un premier aspect de l'invention concerne un circuit d'adaptation d'impédance destiné à être connecté à une impédance non-linéaire comprenant un supraconducteur, ledit circuit comportant un premier terminal dit premier port de connexion destiné à être connecté à une première borne de l'impédance non-linéaire, un deuxième terminal dit deuxième port de connexion destiné à être connecté à une deuxième borne de l'impédance non-linéaire, un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie destiné à recevoir le signal à amplifier avec un gain en puissance G et une bande passante BW et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation destiné à être connecté à une source de polarisation et configuré pour qu'une tension V puissent être appliquée entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion.A first aspect of the invention relates to an impedance matching circuit intended to be connected to a non-linear impedance comprising a superconductor, said circuit comprising a first terminal said first connection port intended to be connected to a first terminal of the non-linear impedance, a second terminal said second connection port intended to be connected to a second terminal of the nonlinear impedance, a third terminal called input / output terminal for receiving the signal to be amplified with a power gain G and a bandwidth BW and a fourth terminal said power terminal to be connected to a bias source and configured so that a voltage V can be applied between the first connection port and the second connection port.

Le circuit d'adaptation selon l'invention comporte une pluralité de composants électriques passifs configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que :

• Re(Z(f_s)) > 0 avec f_s une première fréquence dite fréquence signal ;
• Re(Z(f_i)) > 0 avec f_i une deuxième fréquence dite fréquence idler ;
• $\mathrm{<figure-callout\; label="Re\; Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Re</figure-callout>}\left(\mathrm{Z}\right)\left(\mathrm{}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{G}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$
  
  avec f_p une troisième fréquence dite fréquence pompe ;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right);$
  

la fréquence de pompe étant choisie de sorte que nf_p = f_s + f_i avec n un entier appartenant à [1, +∞] et la fréquence idler étant choisie de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

avec T la température du circuit, k_B la constante de Boltzmann et h la constante de Planck.The matching circuit according to the invention comprises a plurality of passive electrical components configured so that the impedance Z (f) between the first connection port and the second connection port for a frequency signal fa has a real part Re ( Z (f)) such that:

• Re (Z (f_s ))> 0 with f_s a first frequency called the signal frequency;
• Re (Z (f_i ))> 0 with f_i a second frequency called idler frequency;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{BOY\; WUT}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$
  
  with f_p a third frequency, referred to as the pump frequency;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right);$
  

the pump frequency being chosen so that nf_p = f_s + f_i with n an integer belonging to [1, + ∞] and the frequency idler being chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

with T the temperature of the circuit, k_B the Boltzmann constant and h the Planck constant.

On entend par Z(f_x) la valeur de l'impédance pour une fréquence appartenant à une plage de fréquences de largeur définie et centrée sur la fréquence f_x. Sauf précision contraire, lorsqu'il est fait mention d'une fréquence f_x cette dernière doit être comprise comme une fréquence f appartenant à un intervalle [f_x - Δf,f_x + Δf] avec Δf < 0.5f_s voire Δf < 0.1f_s. La source de polarisation peut notamment être choisie parmi une source de tension, une source de courant ou bien encore une impédance finie.Z (f_x ) is the value of the impedance for a frequency belonging to a frequency range of defined width and centered on the frequency f_x . Unless otherwise specified, when reference is made to a frequency f_x, the latter must be understood as a frequency f belonging to an interval [f_x - Δf, f_x + Δf] with Δf <0.5f_s or even Δf <0.1 f_s . The polarization source may in particular be chosen from a voltage source, a current source or even a finite impedance.

De manière générale, la probabilité qu'a une paire de Cooper de relaxer en générant un photon à la fréquence f, est approximativement proportionnelle à l'impédance vue par l'élément supraconducteur à ladite fréquence f. En particulier, une paire de Cooper a une plus grande probabilité de relaxer en émettant un photon à la fréquence f lorsqu'un mode de résonnance de l'impédance Z(f) vu par l'impédance non linéaire est présent à cette fréquence. Les inventeurs, tirant parti de cette propriété, ont identifié les conditions concernant cette impédance qui limitent le bruit généré.In general, the probability that a Cooper pair will relax by generating a photon at the frequency f, is approximately proportional to the impedance seen by the superconducting element at said frequency f. In particular, a pair of Cooper has a greater probability of relaxing by emitting a photon at the frequency f when a resonance mode of the impedance Z (f) seen by the nonlinear impedance is present at this frequency. The inventors, taking advantage of this property, have identified the conditions concerning this impedance which limit the noise generated.

Les conditions Re(Z(f_s)) > 0 et Re(Z(f_i)) > 0 permettent de s'assurer de l'amplification du signal à la fréquence de signal f_s. En effet l'impédance étant non nulle à ces fréquences, des photons peuvent être générés auxdites fréquences.The conditions Re (Z (f_s ))> 0 and Re (Z (f_i ))> 0 make it possible to ensure the amplification of the signal at the signal frequency f_s . Indeed the impedance being non-zero at these frequencies, photons can be generated at said frequencies.

La condition$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{G}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$

permet quant à elle de stabiliser le point de fonctionnement.The condition$\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{BOY\; WUT}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$

allows to stabilize the operating point.

De plus, la condition$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)$

permet d'éviter que des photons à la fréquence signal f_s soient convertis, lors de la relaxation des paires de Cooper, en photons à la fréquence pompe plus la fréquence signal f_p + f_s, ce qui conduirait à la diminution du rapport signal sur bruit, une partie des photons du signal étant perdus lors de cette conversion. En effet, il est également possible que des photons du signal de fréquence signal f_s s'associent avec des photons de la pompe de fréquence pompe f_p pour créer des photons de fréquence pompe plus fréquence signal f_p + f_s. La condition évoquée précédemment permet de s'assurer que la probabilité d'un tel processus est faible comparativement au processus donnant lieu à l'amplification du signal. On notera que cette condition ne s'applique pas ici à la fréquence signal f_p - f_s. Ainsi, les fréquences signal f_p + f_s et f_p - f_s sont traitées différemment contrairement à ce qui est fait dans l'état de l'art antérieur.In addition, the condition$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)$

avoids that photons at the signal frequency f_s are converted, during the relaxation of the Cooper pairs, into photons at the pump frequency plus the signal frequency f_p + f_s , which would lead to the decrease of the signal ratio on noise, a part of the photons of the signal being lost during this conversion. Indeed, it is also possible for photons of the signal signal signal f_{s to} associate with photons of the pump frequency pump f_p to create photons of pump frequency plus frequency signal f_p + f_s . The condition mentioned above makes it possible to ensure that the probability of such a process is low compared to the process giving rise to the amplification of the signal. It should be noted that this condition does not apply here to the signal frequency f_p - f_s . Thus, the signal frequencies f_p + f_s and f_p - f_s are treated differently, unlike what is done in the state of the prior art.

En outre, la condition${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

permet de s'assurer que la fréquence idler f_i ne se peuple pas de photons thermiques. La température dont il est question ici est la température de l'élément dans lequel se dissipent les photons de la fréquence idler f_i, en général la température électronique dudit élément. En effet, de la même manière que l'amplificateur amplifie le signal de fréquence signal f_s en produisant des photons idler, le processus symétrique est également possible. Le signal associé aux photons thermiques pourrait donc se voir amplifié entrainant la génération de photons signal et donc la génération de bruit à la fréquence signal f_s. La condition évoquée précédemment permet de limiter le bruit provenant de photons thermiques à la fréquence idler f_i.In addition, the condition${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

makes it possible to ensure that the frequency idler f_{i is} not peopled with thermal photons. The temperature in question here is the temperature of the element in which the photons of the frequency idler f_i dissipate, in general the electronic temperature of said element. Indeed, of the same so that the amplifier amplifies the signal f_s frequency signal producing idler photons, the symmetrical process is also possible. The signal associated with the thermal photons could therefore be amplified causing the generation of signal photons and thus the generation of noise at the signal frequency f_s . The condition mentioned above makes it possible to limit the noise originating from thermal photons at the frequency idler f_i .

Enfin, la condition nf_p = f_s + f_i permet de s'assurer que la condition concernant la conservation de l'énergie évoquée précédemment est remplie.Finally, the condition nf_p = f_s + f_i makes it possible to ensure that the condition relating to the conservation of the energy mentioned above is fulfilled.

Autrement dit, grâce au circuit d'adaptation selon l'invention, le bruit inutile n'est pas ramené depuis les fréquences élevées vers la fréquence d'amplification. De plus, le signal utile n'est pas perdu vers d'autres fréquences.In other words, thanks to the matching circuit according to the invention, the unnecessary noise is not brought back from the high frequencies to the amplification frequency. In addition, the useful signal is not lost to other frequencies.

Outre les caractéristiques qui viennent d'être évoquées dans le paragraphe précédent, le circuit d'adaptation d'impédance selon un premier aspect de l'invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.In addition to the characteristics that have just been mentioned in the preceding paragraph, the impedance matching circuit according to a first aspect of the invention may have one or more additional characteristics among the following, considered individually or in any technically possible combination. .

Avantageusement,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

Ainsi, la conversion des photons à la fréquence signal f_s en photons à la fréquence pompe plus la fréquence signal f_p + f_s est encore d'avantage réduite.advantageously,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z\; f\; i"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\left({\mathrm{}}_{}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

Thus, the conversion of photons at the signal frequency f_s into photons at the pump frequency plus the signal frequency f_p + f_s is further reduced.

Avantageusement,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{\mathrm{1}}{\mathrm{10}\mathrm{G}}$

ce qui améliore encore la stabilité du point de fonctionnement.advantageously,$\mathrm{<figure-callout\; label="Re\; Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Re</figure-callout>}\left(\mathrm{Z}\right)\left(\mathrm{}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{<figure-callout\; label="e"\; filenames="imgf0001.png,imgf0002.png"\; state="\{\{state\}\}">e</figure-callout>}}^{\mathrm{2}}}\frac{\mathrm{1}}{\mathrm{10}\mathrm{BOY\; WUT}}$

which further improves the stability of the operating point.

Avantageusement,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}{\mathrm{h}}\mathrm{BW}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$

Ainsi la probabilité de générer, à partir des paires de Cooper, un photon à la fréquence pompe f_p est inférieure à la probabilité de générer à partir des paires de Copper un photon à la fréquence signal f_s et un photon à la fréquence ider f_i. Autrement dit, l'énergie des paires de Cooper est préférentiellement évacuée par l'émission de photons de fréquence f_s et f_i, ce qui permet d'assurer une conversion optimale des paires de Cooper en photons à la fréquence signal f_s (et f_i) plutôt qu'à la fréquence pompe f_p.advantageously,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}{\mathrm{h}}\mathrm{BW}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$

Thus the probability of generating, from the Cooper pairs, a photon at the pump frequency f_p is less than the probability of generating from the Copper pairs a photon at the signal frequency f_s and a photon at the frequency ider f_i . In other words, the energy of Cooper pairs is preferentially evacuated by the emission of photons of frequency f_s and f_i , which makes it possible to ensure optimal conversion of the Cooper pairs into photons at the signal frequency f_s (and f_i ) rather than the pump frequency f_p .

Avantageusement, le terminal d'entrée/sortie est destiné à être connecté à une impédance de valeur Z₀ et$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|Z_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}}$

avec Z_trans(f_s) la tension mesurée au niveau du terminal d'entrée/sortie lorsqu'un courant unitaire de fréquence f_s est appliqué entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion (autrement dit lorsqu'un courant unitaire alternatif de fréquence f_s circule entre le premier port de connexion et le deuxième port de connexion). De manière encore plus avantageuse$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|Z_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{Z_{\mathrm{0}}}\mathrm{.}$

Cette condition permet de s'assurer que les photons amplifiés et à amplifier ne sont pas dissipés dans le circuit mais bien envoyés vers le terminal d'entrée/sortie.Advantageously, the input / output terminal is intended to be connected to an impedance of value Z₀ and$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|Z_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}}_{\mathrm{0}}}$

with Z_trans (f_s ) the voltage measured at the input / output terminal when a unitary current of frequency f_s is applied between the first connection port and the second connection port (that is, when a unitary current alternating frequency f_s flows between the first connection port and the second connection port). Even more advantageous$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|Z_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}}_{\mathrm{0}}}\mathrm{.}$

This condition ensures that the amplified and amplified photons are not dissipated in the circuit but sent to the input / output terminal.

Avantageusement,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}$

Encore plus avantageusement,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

Cette condition permet de s'assurer que des photons à la fréquence idler f_i ne soient pas convertis, en association avec des photons à la fréquence pompe f_p, en des photons de fréquence pompe plus fréquence idler f_p + f_i, ce qui aurait pour conséquence de diminuer l'amplification, les photons pompe mis en jeu dans ce processus ne pouvant plus servir à l'amplification du signal.advantageously,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}$

Even more advantageously,$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z\; f\; s"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\left({\mathrm{}}_{}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

This condition makes it possible to ensure that photons at the frequency idler f_i are not converted, in association with photons at the pump frequency f_p , into more frequency pump frequency photons idler f_p + f_i , which would have the effect of reducing the amplification, pump photons involved in this process can no longer be used for amplification of the signal.

Avantageusement,${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\mathrm{.}$

Les photons obéissant à la distribution des Bose-Einstein, cette condition permet de s'assurer que quasiment aucun photon thermique ne se trouve à la fréquence idler f_i dans l'élément dissipant les photons à la fréquence idler f_i.advantageously,${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\mathrm{.}$

Since photons obey the Bose-Einstein distribution, this condition makes it possible to ensure that almost no thermal photon is at the frequency idler f_i in the element dissipating the photons at the frequency idler f_i .

Avantageusement, n = 1 ou, autrement dit,${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}={\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\mathrm{.}$

Ainsi, la génération d'un photon signal ne nécessite qu'une seule paire de Cooper ce qui rend le processus plus probable et donc l'amplification plus efficace.Advantageously, n = 1 or, in other words,${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}={\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\mathrm{.}$

Thus, the generation of a signal photon requires only a single pair of Cooper which makes the process more likely and therefore the amplification more efficient.

Avantageusement,$\max \left\{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right),\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\right\}<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}$

voire max{Re(Z(f_s)),Re(Z(f_i))}< 100Ω voire max{Re(Z(f_s)),Re(Z(f_i))} < 10Ω. Cette condition permet d'améliorer la dynamique de l'amplificateur dans lequel le circuit d'adaptation est destiné à être utilisé.advantageously,$\max \left\{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right),\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\right\}<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{<figure-callout\; label="e"\; filenames="imgf0001.png,imgf0002.png"\; state="\{\{state\}\}">e</figure-callout>}}^{\mathrm{2}}}$

even max {Re (Z (f_s )), Re (Z (f_i ))} <100Ω or even max {Re (Z (f_s )), Re (Z (f_i ))} <10Ω. This condition improves the dynamics of the amplifier in which the matching circuit is intended to be used.

Avantageusement, l'impédance Z(f) présente un maximum local en f_s et/ou f_i. Ainsi, le circuit d'adaptation présente des modes de résonnance à la fréquence signal f_s et/ou à la fréquence idler f_i ce qui permet de garantir qu'à ces fréquences un photon a une forte probabilité d'être généré lors de la relaxation des paires de Cooper.Advantageously, the impedance Z (f) has a local maximum in f_s and / or f_i . Thus, the matching circuit has resonant modes to the frequency signal f_s and / or the idler frequency f_i which ensures that at these frequencies a photon has a high probability of being generated during the Cooper pairs relaxation.

Avantageusement,$\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}>\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{f}\right)\right)\mathrm{.}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{f}-{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)}{\mathrm{f}\mathrm{.}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}-\mathrm{f}\right)}$

pour toute fréquence f différente de 0, f_s, f_i et f_p. Cette condition permet de s'assurer que l'amplification amplifie seulement dans la bande passante c'est-à-dire que l'amplificateur utilisant un circuit d'adaptation selon l'invention peut avoir un fort gain à f_s sans devenir instable aux autres fréquences f.advantageously,$\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}>\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{f}\right)\right)\mathrm{.}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{f}-{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)}{\mathrm{f}\mathrm{.}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}-\mathrm{f}\right)}$

for any frequency f different from 0, f_s , f_i and f_p . This condition makes it possible to ensure that the amplification amplifies only in the bandwidth, that is to say that the amplifier using an adaptation circuit according to the invention can have a high gain at f_s without becoming unstable at other frequencies f.

Avantageusement, l'impédance Z(f) présente un minimum local en f_p et/ou f_p + f_i et/ou f_p + f_s. Ainsi, le circuit présente des anti-résonnances à la fréquence pompe f_p, à la fréquence pompe plus la fréquence idler f_p + f_i et à la fréquence pompe plus la fréquence signal f_p + f_s ce qui permet de garantir qu'à ces fréquences un photon a une faible probabilité d'être généré lors de la relaxation des paires de Cooper.Advantageously, the impedance Z (f) has a local minimum in f_p and / or f_p + f_i and / or f_p + f_s . Thus, the circuit has anti-resonances at the pump frequency f_p , at the pump frequency plus the frequency idler f_p + f_i and at the pump frequency plus the signal frequency f_p + f_s , which makes it possible to guarantee that at these frequencies a photon has a low probability of being generated during the relaxation of the Cooper pairs.

Avantageusement, la pluralité de composants électriques passifs comporte :

• un premier segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée au terminal d'alimentation par l'intermédiaire d'une inductance et au terminal d'entrée/sortie par l'intermédiaire d'une première capacité et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion ;
• un deuxième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une deuxième capacité et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion ;
• un troisième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion ;

Advantageously, the plurality of passive electrical components comprises:

• a first waveguide segment whose first end is connected to the power supply terminal via an inductor and at the input / output terminal via a first capacitance and a second end is connected to the first connection port;
• a second waveguide segment having a first end connected to the ground via a second capacitor and a second end connected to the first connection port;
• a third waveguide segment having a first end connected to an infinite impedance and a second end connected to the first connection port;

En outre, le deuxième port de connexion est connecté à la masse. Ainsi, les propriétés électriques sont obtenues à l'aide de guides d'onde. L'impédance et la fréquence de résonance de ces derniers étant facile à contrôler par l'intermédiaire de leurs dimensions, leur utilisation est très avantageuse.In addition, the second connection port is connected to ground. Thus, the electrical properties are obtained using waveguides. The impedance and resonance frequency of the latter being easy to control through their dimensions, their use is very advantageous.

Avantageusement, la pluralité de composants électriques passifs comporte :

• un premier segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée au terminal d'entrée/sortie ;
• un deuxième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à une deuxième extrémité du premier segment de guide d'onde et dont une deuxième extrémité est connectée à une impédance infinie ;
• un troisième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à la deuxième extrémité du premier segment de guide d'onde et dont une deuxième extrémité est connectée à une impédance infinie ;
• un quatrième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité et au terminal d'alimentation et dont une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion ;
• un cinquième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie et dont une deuxième extrémité est connecté au premier port de connexion.

Advantageously, the plurality of passive electrical components comprises:

• a first waveguide segment having a first end connected to the input / output terminal;
• a second waveguide segment having a first end connected to a second end of the first waveguide segment and having a second end connected to an infinite impedance;
• a third waveguide segment having a first end connected to the second end of the first waveguide segment and having a second end connected to an infinite impedance;
• a fourth waveguide segment whose first end is connected to ground via a capacitor and to the power supply terminal and a second end of which is connected to the first connection port;
• a fifth waveguide segment whose first end is connected to an infinite impedance and whose second end is connected to the first connection port.

En outre, le deuxième port de connexion est connecté à la masse, le deuxième segment de guide d'onde est en outre couplé de manière capacitive au quatrième segment de guide d'onde et le troisième segment de guide d'onde est couplé de manière capacitive au cinquième segment de guide d'onde de sorte à former un coupleur.In addition, the second connection port is grounded, the second waveguide segment is further capacitively coupled to the fourth waveguide segment, and the third waveguide segment is coupled to the second waveguide segment. capacitively way to the fifth waveguide segment so as to form a coupler.

Avantageusement, la pluralité de composants électriques passifs comporte :

• une inductance L₁ dont une première borne est connectée au terminal d'alimentation et dont une deuxième borne est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une première capacité, au terminal d'entrée/sortie par l'intermédiaire d'une quatrième capacité et au premier port de connexion ;
• un premier segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie et dont une deuxième extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance ;
• un deuxième segment de guide d'onde dont une première extrémité est à une impédance infinie et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion par l'intermédiaire d'une deuxième capacité ;
• un troisième segment de guide d'onde dont une extrémité est connectée à une impédance infinie et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion par l'intermédiaire d'une troisième capacité ;
• un quatrième segment de guide d'onde dont une première extrémité est connectée à la masse et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion.

Advantageously, the plurality of passive electrical components comprises:

• an inductance L₁ , a first terminal of which is connected to the supply terminal and a second terminal of which is connected to ground via a first capacitor, to the input / output terminal via a fourth terminal; capacity and the first connection port;
• a first waveguide segment whose first end is connected to an infinite impedance and whose second end is connected to ground via a resistor;
• a second waveguide segment whose first end is at infinite impedance and a second end of which is connected to the second connection port through a second capacitance;
• a third waveguide segment whose one end is connected to an infinite impedance and a second end of which is connected to the second connection port through a third capacitance;
• a fourth waveguide segment having a first end connected to the ground and a second end connected to the second connection port.

En outre, le premier segment de guide d'onde est couplé de manière capacitive au quatrième guide d'onde.In addition, the first waveguide segment is capacitively coupled to the fourth waveguide.

Avantageusement, au moins un segment de guide d'onde est réalisé dans un matériau supraconducteur afin de diminuer la dissipation, et donc le bruit thermique, au sein du circuit d'adaptation.Advantageously, at least one waveguide segment is made of a superconductive material in order to reduce the dissipation, and therefore the thermal noise, within the adaptation circuit.

Un deuxième aspect de l'invention concerne un amplificateur à réflexion comportant un circuit d'adaptation d'impédance selon un premier aspect de l'invention, une source de polarisation connectée au terminal d'alimentation, une impédance non linéaire comprenant un supraconducteur, ladite impédance non-linéaire comportant une premier borne et une deuxième borne, la première borne de l'impédance étant connectée au premier port de connexion du circuit d'adaptation, la deuxième borne de l'impédance étant connectée au deuxième port de connexion du circuit d'adaptation. De plus, la tension V appliquée entre le premier terminal de connexion et le deuxième terminal de connexion au moyen de la source de polarisation est choisie de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}$

avec 2e la charge électrique d'une paire de Cooper et h la constante de Planck.A second aspect of the invention relates to a reflection amplifier having an impedance matching circuit according to a first aspect of the invention, a bias source connected to the power supply terminal, a nonlinear impedance comprising a superconductor, said non-linear impedance having a first terminal and a second terminal, the first terminal of the impedance being connected to the first connection port of the matching circuit, the second terminal of the impedance being connected to the second connection port of the matching circuit. In addition, the voltage V applied between the first connection terminal and the second connection terminal by means of the polarization source is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}$

with 2nd the electric charge of a pair of Cooper and h the constant of Planck.

Avantageusement, dans l'amplificateur selon un deuxième aspect de l'invention, le matériau supraconducteur de l'impédance non-linéaire est choisi de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<$

$\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

avec Δ le gap supraconducteur du supraconducteur. Ainsi, en imposant${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}},$

on s'assure que la dissipation du supraconducteur est faible à f_s.Advantageously, in the amplifier according to a second aspect of the invention, the superconducting material of the nonlinear impedance is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<$

$\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

with Δ the superconducting gap of the superconductor. So, by imposing${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}},$

it is ensured that the dissipation of the superconductor is low at f_s .

Avantageusement,${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}<\frac{\mathrm{4}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}},$

ceci afin de s'assurer que la tension appliquée à l'impédance non linéaire afin de faire circuler les paires de Cooper à travers l'impédance non linéaire n'excède pas le gap supraconducteur 2Δ et que donc le transport n'implique pas de quasi-particules au niveau du supraconducteur.advantageously,${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}<\frac{\mathrm{4}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}},$

this is to ensure that the voltage applied to the nonlinear impedance in order to circulate the Cooper pairs through the nonlinear impedance does not exceed the superconducting gap 2Δ and that therefore the transport does not involve quasi particles at the level of the superconductor.

En outre, ce deuxième aspect de l'invention permet d'obtenir des performances proches ou équivalentes à celle d'un amplificateur paramétrique, mais avec une alimentation DC au lieu d'une alimentation par un signal micro-ondes. Cela rend l'utilisation d'un tel amplificateur bien plus simple et moins onéreuse, surtout dans un environnement cryogénique. Un tel avantage devient notamment important au-dessus de 10 GHz.In addition, this second aspect of the invention makes it possible to obtain performances close to or equivalent to that of a parametric amplifier, but with a DC supply instead of a supply by a microwave signal. This makes the use of such an amplifier much simpler and less expensive, especially in a cryogenic environment. Such an advantage becomes particularly important above 10 GHz.

De plus, le fait de travailler avec une jonction polarisée en tension permet de travailler à plus haute fréquence. En effet, dans le cas d'un amplificateur paramétrique, la jonction est dans l'état supraconducteur où elle a un comportement inductif. Cette inductance, ensemble avec la capacité de la jonction, détermine la fréquence plasma de la jonction a une valeur environ égale à$\frac{\mathrm{\Delta }}{\mathrm{2}\mathrm{h}},$

soit de l'ordre de 30 GHz pour l'Aluminium (Al), 300 GHz pour le nitrure de niobium (NbN) et la fréquence du signal micro-ondes utilisé (et donc la fréquence de travail de l'amplificateur) est limitée par cette fréquence plasma. Dans le cas d'un amplificateur selon l'invention, la jonction polarisée en tension n'a pas d'inductance et cet amplificateur peut donc travailler jusqu'à des fréquences de$\frac{\mathrm{\Delta }}{\mathrm{2}\mathrm{h}},$

soit environ 100 GHz pour l'Aluminium et 1 THz pour le nitrure de niobium. Pour un même matériau il sera donc possible d'optimiser un amplificateur selon l'invention pour des fréquences de travail environ 3 fois plus élevées que celles accessibles par un amplificateur paramétrique classique à base de jonctions Josephson dans l'état supraconducteur.In addition, working with a voltage-biased junction enables you to work at a higher frequency. Indeed, in the case of a parametric amplifier, the junction is in the superconducting state where it has an inductive behavior. This inductance, together with the capacitance of the junction, determines the plasma frequency of the junction to a value approximately equal to$\frac{\mathrm{\Delta }}{\mathrm{2}\mathrm{h}},$

of the order of 30 GHz for Aluminum (Al), 300 GHz for niobium nitride (NbN) and the frequency of the microwave signal used (and therefore the working frequency of the amplifier) is limited by this plasma frequency. In the case of an amplifier according to the invention, the voltage-biased junction has no inductance and this amplifier can therefore work up to$\frac{\mathrm{\Delta }}{\mathrm{2}\mathrm{h}},$

about 100 GHz for Aluminum and 1 THz for niobium nitride. For the same material, it will therefore be possible to optimize an amplifier according to the invention for working frequencies approximately 3 times higher than those accessible by a conventional parametric amplifier based on Josephson junctions in the superconducting state.

Par ailleurs, comme cela a été présenté précédemment, il est préférable d'avoir une fréquence idler f_i telle que${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\left({\mathrm{voire\; f}}_{\mathrm{i}}>\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\right)$

afin de limiter au maximum le bruit thermique de l'amplificateur. La facilité d'augmenter la tension d'alimentation permet d'augmenter aisément la fréquence idler f_i ce qui rend les exigences de refroidissement moins contraignantes. Un amplificateur selon l'invention fonctionnant à 4K (c'est-à-dire proche de la température de l'Hélium liquide) avec une fréquence idler f_i à 1 THz peut ainsi être très proche de la limite quantique même si la fréquence signal f_s est bien plus basse. Un amplificateur paramétrique typique doit au contraire être refroidi à des températures inférieures 100 mK ce qui nécessitent un réfrigérateur à dilution.Moreover, as was presented previously, it is preferable to have a frequency idler f_i such that${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\left({\mathrm{even\; f}}_{\mathrm{i}}>\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\right)$

to minimize the thermal noise of the amplifier. The facility to increase the supply voltage makes it easy to increase the frequency f_i idler making them less stringent cooling requirements. An amplifier according to the invention operating at 4K (that is to say close to the temperature of liquid helium) with a frequency idler f_i at 1 THz can thus be very close to the quantum limit even if the signal frequency f_s is much lower. On the contrary, a typical parametric amplifier must be cooled to temperatures below 100 mK which require a dilution refrigerator.

Enfin, le gain de l'amplificateur selon l'invention augmente avec le courant critique de la jonction (ou du SQUID), tandis que dans le cas des amplificateurs paramétriques il diminue. Ceci peut faciliter l'optimisation de l'amplificateur pour avoir à la fois un fort gain pour une large bande passante et une large étendue dynamique (point de compression élevé) qui nécessite des courants critiques élevés.Finally, the gain of the amplifier according to the invention increases with the critical current of the junction (or SQUID), while in the case of parametric amplifiers it decreases. This can facilitate the optimization of the amplifier to have both a high gain for a wide bandwidth and a large dynamic range (high compression point) that requires high critical currents.

Outre les caractéristiques qui viennent d'être évoquées dans le paragraphe précédent, l'amplificateur à réflexion selon un deuxième aspect de l'invention peut présenter une ou plusieurs caractéristiques complémentaires parmi les suivantes, considérées individuellement ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.In addition to the characteristics that have just been mentioned in the preceding paragraph, the reflection amplifier according to a second aspect of the invention may have one or more additional characteristics among the following, considered individually or in any technically possible combination.

Avantageusement, l'impédance non-linéaire comprend une jonction Josephson. La jonction Josephson présente notamment l'avantage d'être un élément non linéaire avec des caractéristiques physiques et un comportement bien compris donc plus facile à mettre en oeuvre.Advantageously, the nonlinear impedance comprises a Josephson junction. The Josephson junction has the advantage of being a non-linear element with physical characteristics and behavior well understood and easier to implement.

Avantageusement, la jonction Josephson est de type SIS (Supraconducteur/Isolant/Supraconducteur). Une jonction de type SIS présente l'avantage d'être un élément non linéaire non dissipatif ce qui évite de créer des processus de conversion parasites.Advantageously, the Josephson junction is of SIS type (superconductor / insulator / superconductor). A SIS type junction has the advantage of being a non-dissipative non-linear element, which avoids creating spurious conversion processes.

Avantageusement, l'impédance non-linéaire supraconductrice comprend un SQUID. Ainsi, il est possible de moduler le gain de l'amplificateur à l'aide d'un champ magnétique.Advantageously, the superconducting non-linear impedance comprises a SQUID. Thus, it is possible to modulate the gain of the amplifier using a magnetic field.

Avantageusement, la bande passant BW de l'amplificateur est choisie de sorte que$\mathrm{BW}>\frac{\mathrm{2}\mathrm{e}}{\mathrm{h}}\mathrm{\Delta V}$

avec ΔV le bruit en tension intégré de 0 à la limite inférieure de la bande passante. Cela permet notamment de diminuer l'impact des fluctuations de la polarisation sur le bruit de l'amplificateur.Advantageously, the passing band BW of the amplifier is chosen so that$\mathrm{BW}>\frac{\mathrm{2}\mathrm{e}}{\mathrm{h}}\mathrm{.DELTA.V}$

with ΔV the integrated voltage noise from 0 to the lower limit of the bandwidth. This allows in particular to reduce the impact of polarization fluctuations on the noise of the amplifier.

L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent.The invention and its various applications will be better understood by reading the following description and examining the figures that accompany it.

BREVE DESCRIPTION DES FIGURESBRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES

Les figures sont présentées à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention.

• Lafigure 1 montre un amplificateur à jonction Josephson selon l'état de l'art antérieur.
• Lafigure 2 montre un circuit d'adaptation selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 3 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 4 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon une première variante d'un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 5 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon une deuxième variante d'un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 6 montre un circuit d'adaptation selon un deuxième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 7 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un deuxième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 8 montre un circuit d'adaptation selon un troisième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 9 montre un graphique présentant la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence d'un circuit d'adaptation selon un troisième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention.
• Lafigure 10 montre un amplificateur à jonction Josephson selon un mode de réalisation d'un deuxième aspect de l'invention.

The figures are presented as an indication and in no way limit the invention.

• The figure 1 shows a Josephson junction amplifier according to the state of the prior art.
• The figure 2 shows an adaptation circuit according to a first embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 3 shows a graph showing the real part of the impedance as a function of the frequency of an adaptation circuit according to a first embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 4 shows a graph showing the real part of the impedance as a function of the frequency of an adaptation circuit according to a first variant of a first embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 5 shows a graph showing the real part of the impedance as a function of the frequency of an adaptation circuit according to a second variant of a first embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 6 shows an adaptation circuit according to a second embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 7 shows a graph showing the real part of the impedance as a function of the frequency of an adaptation circuit according to a second embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 8 shows an adaptation circuit according to a third embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 9 shows a graph showing the real part of the impedance as a function of the frequency of an adaptation circuit according to a third embodiment of a first aspect of the invention.
• The figure 10 shows a Josephson junction amplifier according to an embodiment of a second aspect of the invention.

DESCRIPTION DETAILLEE D'AU MOINS UN MODE DE REALISATION DE L'INVENTIONDETAILED DESCRIPTION OF AT LEAST ONE EMBODIMENT OF THE INVENTION

Sauf précision contraire, un même élément apparaissant sur des figures différentes présente une référence unique. Tous les modes de réalisation suivants ont été conçus dans le cas où le terminal d'entrée/sortie ES est destiné à être connecté ou est connecté à une ligne d'impédance Z₀ égale à 50 Ω.Unless otherwise specified, the same element appearing in different figures has a unique reference. All the following embodiments have been designed in the case where the input / output terminal ES is intended to be connected or is connected to an impedance line Z₀ equal to 50 Ω.

Un circuit d'adaptation destiné à être connecté à une impédance non-linéaire L comprenant un supraconducteur selon un premier mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention est illustré à lafigure 2. Le circuit d'adaptation comprend un premier terminal dit premier port de connexion J1 destiné à être connecté à une première borne B1 de l'impédance non-linéaire L, un deuxième terminal dit deuxième port de connexion J2 destiné à être connecté à une deuxième borne B2 de l'impédance non-linéaire L, un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie ES destiné à recevoir le signal à amplifier, l'amplification se faisant avec un gain en puissance G et sur une bande passante BW, et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation TA destiné à être connecté à une source de polarisation ST et configuré pour qu'une tension V soit appliquée entre le premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2.An adaptation circuit intended to be connected to a non-linear impedance L comprising a superconductor according to a first embodiment of a first aspect of the invention is illustrated in FIG. figure 2 . The adaptation circuit includes a first terminal said first connection port J1 intended to be connected to a first terminal B1 of the nonlinear impedance L, a second terminal said second connection port J2 intended to be connected to a second terminal B2 of the non-linear impedance linear L, a third terminal said input / output terminal ES for receiving the signal to be amplified, the amplification being done with a power gain G and a bandwidth BW, and a fourth terminal said TA power terminal intended to be connected to an ST bias source and configured so that a voltage V is applied between the first connection port J1 and the second connection port J2.

Le circuit d'adaptation comporte également une pluralité de composants électriques passifs (T₁, T₂, T₃, C₁, C₂, L₁) configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2 pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que :

• Re(Z(f_s)) > 0 avec f_s une première fréquence dite fréquence signal ;
• Re(Z(f_i)) > 0 avec f_i une deuxième fréquence dite fréquence idler ;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{G}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$
  
  avec f_p une troisième fréquence dite fréquence pompe ;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$
  

The matching circuit also comprises a plurality of passive electrical components (T₁ , T₂ , T₃ , C₁ , C₂ , L₁ ) configured so that the impedance Z (f) between the firstconnection port J 1 and the second connection port J2 for a frequency signal fa a real part Re (Z (f)) such that:

• Re (Z (f_s ))> 0 with f_s a first frequency called the signal frequency;
• Re (Z (f_i ))> 0 with f_i a second frequency called idler frequency;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{BOY\; WUT}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$
  
  with f_p a third frequency, referred to as the pump frequency;
• $\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$
  

En outre, la fréquence pompe est choisie de sorte que nf_p = f_s + f_i avec n un entier appartenant à [1, +∞] et la fréquence idler est choisie de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

avec T la température du circuit, k_B la constante de Boltzmann et h la constante de Planck. Comme cela a été précisé auparavant, les fréquences signal f_p + f_s et f_p - f_s sont ici traitées différemment. Cette différence s'explique par le fait que les inventeurs utilise une interprétation quantique qui donne un sens très différent aux bandes f_p + f_s et f_p - f_s :

• la bande f_p - f_s est due à un processus où chaque paire de Cooper qui tunnel à travers la jonction donne un photon à la fréquence f_s et un photon à la fréquence f_p - f_s ce qui amplifie le signal à la fréquence f_s (effet d'émission stimulée) et donne lieu à un bruit ajouté d'un demi-photon hf_s (effet d'émission spontanée) ;
• la bande f_p + f_s est due à un processus où chaque paire de Cooper est décalée en fréquence de la fréquence f_s à la fréquence f_p + f_s en absorbant l'énergie d'une paire de Cooper qui tunnel ce qui conduit à l'absorption du signal à la fréquence f_s sans ajouter de bruit.

In addition, the pump frequency is chosen so that nf_p = f_s + f_i with n an integer belonging to [1, + ∞] and the frequency idler is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

with T the temperature of the circuit, k_B the Boltzmann constant and h the Planck constant. As has been stated previously, the signal frequencies f_p + f_s and f_p - f_s are treated differently here. This difference is explained by the fact that the inventors use a quantum interpretation which gives a very different meaning to the bands f_p + f_s and f_p - f_s :

• the band f_p - f_s is due to a process where each Cooper pair which tunnel through the junction gives a photon at the frequency f_s and a photon at the frequency f_p - f_s which amplifies the signal at the frequency f_s (stimulated emission effect) and gives rise to an added noise of half a photon hf_s (effect spontaneous emission);
• the band f_p + f_s is due to a process where each pair of Cooper is shifted in frequency from the frequency f_s to the frequency f_p + f_s by absorbing the energy of a pair of Cooper which tunnel which leads at the absorption of the signal at the frequency f_s without adding noise.

Si les deux processus ont la même intensité, le processus associé à la fréquence f_p + f_s fait perdre la moitié du signal incident et seulement l'autre moitié peut être amplifiée ce qui équivaut à réduire le gain en puissance d'un facteur deux. De plus, le bruit se trouve augmenté d'un facteur deux pour passer d'un demi-photon$\mathrm{h}\frac{\mathrm{f}}{\mathrm{2}}$

à un photon hf. Donc, si la bande f_p + f_s peut être fortement réduite en minimisant l'impédance à la fréquence f_p + f_s comme le propose l'invention, il est possible de tendre vers le bruit optimal.If the two processes have the same intensity, the process associated with the frequency f_p + f_s lost half of the incident signal and only the other half can be amplified which is equivalent to reducing the power gain by a factor . In addition, the noise is increased by a factor of two to go from half aphoton$\mathrm{h}\frac{\mathrm{f}}{}$$\frac{\mathrm{}}{\mathrm{2}}$

to a photon hf. Thus, if the band f_p + f_s can be greatly reduced by minimizing the impedance at the frequency f_p + f_s as proposed by the invention, it is possible to tend towards the optimal noise.

Dans le mode de réalisation illustré à lafigure 2, une partie des éléments électriques passifs est réalisé à l'aide de segments de guide d'onde (ou CPW pour CoPlanar Waveguide en anglais). Ces derniers peuvent être réalisés dans un matériau supraconducteur afin de minimiser les pertes par effet joule et donc le bruit thermique au niveau du circuit. Pour rappel, un CPW d'impédance Z₀ et de longueur 1 se terminant par une impédance Z_L a une impédance Z_in mesurée à l'entrée du CPW donnée par${\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}=\frac{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{L}}+{\mathrm{jZ}}_{\mathrm{0}}\tan \left(\mathrm{\beta l}\right)}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}+{\mathrm{jZ}}_{\mathrm{L}}\tan \left(\mathrm{\beta l}\right)}{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}$

où β est la constante de propagation. L'impédance des segments de guide d'onde est donc facile à contrôler par l'intermédiaire de leurs dimensions ce qui rend leur utilisation très avantageuse. Cependant, il est également possible d'utiliser des éléments électriques passifs tels que des capacités ou des inductances, par exemple lorsque les exigences de dimensions ne sont pas compatibles avec l'utilisation de segments de guide d'onde.In the embodiment illustrated in figure 2 , part of the passive electrical elements is realized using waveguide segments (or CPW for CoPlanar Waveguide in English). These can be made of a superconducting material to minimize losses by joule effect and therefore the thermal noise at the circuit. As a reminder, a CPW of impedance Z₀ and oflength 1 ending in an impedance Z_L has an impedance Z_in measured at the input of the CPW given by${\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}=\frac{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{The}}+{\mathrm{<figure-callout\; label="JZ"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">JZ</figure-callout>}}_{\mathrm{0}}\mathrm{<figure-callout\; label="tan\; \beta l\; Z"\; filenames="imgf0003.png,imgf0004.png"\; state="\{\{state\}\}">tan</figure-callout>}\left(\mathrm{\beta l}\right)}{{\mathrm{Z}}_{}}{\mathrm{Z}}_{}{\mathrm{}}_{\mathrm{0}}$

where β is the propagation constant. The impedance of the waveguide segments is therefore easy to control through their dimensions which makes their use very advantageous. However, it is also possible to use passive electrical elements such as capacitors or inductors, for example when the dimensional requirements are not compatible with the use of waveguide segments.

Plus particulièrement, le circuit d'adaptation illustré à lafigure 2 comporte un premier segment de guide d'onde T₁ dont une première extrémité est connectée au terminal d'alimentation TA par l'intermédiaire d'une inductance L₁ et au terminal d'entrée/sortie ES par l'intermédiaire d'une première capacité C₁ et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J1. Comme nous le verrons dans la suite, ce premier segment de guide d'onde T₁ permet de transformer l'impédance de sorte à favoriser une large bande de fréquence ou un bruit optimal en fonction des applications envisagées.More particularly, the adaptation circuit illustrated in FIG. figure 2 comprises a first waveguide segment T₁ whose first end is connected to the power supply terminal TA via an inductance L₁ and to the input / output terminal ES via a first capacity C₁ and a second end is connected to the first connection port J1. As will be seen below, this first waveguide segment T₁ makes it possible to transform the impedance so as to favor a broad frequency band or an optimal noise depending on the applications envisaged.

Le circuit comporte également un deuxième segment de guide d'onde T₂ dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une deuxième capacitance C₂ et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J1. La deuxième capacité est choisie de sorte à se comporter en court-circuit aux fréquences f_i, f_s et f_p.The circuit also comprises a second waveguide segment T₂ , a first end of which is connected to ground via a second capacitance C₂ and a second end is connected to the firstconnection port J 1. The second capacitance is chosen to behave in short circuit at frequencies f_i , f_s and f_p .

De plus, le circuit comporte un troisième segment de guide d'onde T₃ dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion J1. Enfin, le deuxième port de connexion J2 est connecté à la masse.In addition, the circuit includes a third waveguide segment T₃ , a first end of which is connected to an infinite impedance (i.e. an open circuit) and a second end of which is connected to the first connection port. J1. Finally, the second connection port J2 is connected to ground.

Dans un premier exemple de réalisation, on choisit f_p = 12GHz et f_s = f_i = 6GHz. Le premier segment de guide d'onde T₁ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{s}}}{4},$

avec λ_s la longueur d'onde associée à la fréquence f_s et une impédance Z₁ égale à 50 Ω. Le deuxième segment de guide d'onde T₂ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}}}{2},$

avec λ_p la longueur d'onde associée à la fréquence f_p et une impédance Z₂ égale à 150 Ω. Ce CPW permet donc de produire des antirésonances de l'impédance entre la premier port de connexion J1 et le deuxième port de connexion J2 aux fréquences k × f_p avec k ∈ [1, +∞] et a une fréquence proche de la fréquence nulle, mais permet d'appliquer une tension DC au niveau du port de connexion J1. Autrement dit, la partie réelle de l'impédance Re(Z(f)) est nulle auxdites fréquences. Le troisième segment de guide d'onde T₃ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}+\mathrm{s}}}{4},$

avec λ_p+s la longueur d'onde associée à la fréquence f_p + f_s, et une impédance Z₃ égale à 150 Ω. Ce CPW permet donc de produire des antirésonances aux fréquences k' × (f_p + f_s) avec k' un nombre impair et k' ∈ [1, +∞]. En effet, lorsque la fréquence est égale à k' × (f_p + f_s) avec k' un nombre impair et k' ∈ [1, +∞], l'impédance mesurée au niveau du premier port de connexion J1 est égale à$\frac{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{3}}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{L}}},$

Z_L étant l'impédance de terminaison du segment de guide d'onde. Or, dans le cas du troisième segment de guide d'onde T₃, Z_L = +∞ et donc l'impédance mesurée au niveau du premier port de connexion J1 est nulle.In a first exemplary embodiment, f_p = 12 GHz and f_s = f_i = 6 GHz are chosen. The first waveguide segment T₁ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda \; s"\; filenames="imgf0008.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_{\mathrm{s}}}{4},$

with λ_s the wavelength associated with the frequency f_s and an impedance Z₁ equal to 50 Ω. The second waveguide segment T₂ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda \; p"\; filenames="imgf0001.png,imgf0002.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_{\mathrm{p}}}{2},$

with λ_p the wavelength associated with the frequency f_p and an impedance Z₂ equal to 150 Ω. This CPW thus makes it possible to produce antiresonances of the impedance between the first connection port J1 and the second connection port J2 at the frequencies k × f_p with k ∈ [1, + ∞] and has a frequency close to the zero frequency , but allows to apply a DC voltage at the connection port J1. In other words, the real part of the impedance Re (Z (f)) is zero at said frequencies. The third waveguide segment T₃ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}+\mathrm{<figure-callout\; label="s"\; filenames="imgf0008.png"\; state="\{\{state\}\}">s</figure-callout>}}}{4},$

with λ_{p + s} the wavelength associated with the frequency f_p + f_s , and an impedance Z₃ equal to 150 Ω. This CPW thus makes it possible to produce antiresonances with the frequencies k '× (f_p + f_s ) with k' an odd number and k '∈ [1, + ∞]. Indeed, when the frequency is equal to k '× (f_p + f_s ) with k' a odd number and k '∈ [1, + ∞], the impedance measured at the first connection port J1 is equal to$\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="Z"\; filenames="imgf0002.png,imgf0006.png"\; state="\{\{state\}\}">Z</figure-callout>}}_{\mathrm{3}}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{The}}},$

Z_L being the termination impedance of the waveguide segment. However, in the case of the third waveguide segment T₃ , Z_L = + ∞ and therefore the impedance measured at the first connection port J1 is zero.

La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de ce mode particulier de réalisation est illustrée à lafigure 3. L'impédance est nulle pour les fréquences pompe f_p, signal plus pompe f_s + f_p, idler plus pompe f_p + f_i ainsi que la première harmonique de la fréquence pompe 2f_p. En outre, l'impédance présente bien une impédance élevée (donc non nulle) aux fréquences f_s et f_i. Plus particulièrement, l'impédance mesurée présente un maximum local aux fréquences f_s et f_i. La structure de lafigure 2 remplit donc toutes les conditions évoquées précédemment.The real part of the impedance as a function of the frequency of this particular embodiment is illustrated in FIG. figure 3 . The impedance is zero for the pump frequencies f_p , plus pump signal f_s + f_p , idler plus pump f_p + f_i and the first harmonic of the pump frequency 2f_p . In addition, the impedance has a high impedance (and therefore not zero) at frequencies f_s and f_i . More particularly, the measured impedance has a local maximum at frequencies f_s and f_i . The structure of the figure 2 therefore fulfills all the conditions mentioned above.

Dans une variante de ce premier exemple de réalisation, l'impédance Z₁ du premier guide d'onde T₁ est choisie égale à 150 Ω. La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de cet exemple de réalisation est illustrée à lafigure 4. On peut noter que si les résonnances apparaissent aux mêmes fréquences que précédemment, les pics associés à ces résonances sont plus élevés et plus étroits. Autrement dit, il est possible de modifier le gain et la bande passante d'un amplificateur comprenant un tel circuit en modifiant la valeur de l'impédance Z₁ du premier guide d'onde T₁. Dans le premier exemple de réalisation, la valeur de cette impédance permet d'obtenir une large bande passante autour de la fréquence signal f_s avec toutefois un minimum à la fréquence f_p + f_s étroit et donc une plage de fréquences où le bruit est optimal plus étroite. Dans la variante de ce premier exemple de réalisation, la bande passante autour de la fréquence signal f_s est réduite mais permet d'obtenir un minimum à la fréquence f_p + f_s plus large et donc une plage de fréquences où le bruit est optimal plus large.In a variant of this first exemplary embodiment, the impedance Z₁ of the first waveguide T₁ is chosen to be equal to 150 Ω. The real part of the impedance as a function of the frequency of this embodiment is illustrated in FIG. figure 4 . It can be noted that if the resonances appear at the same frequencies as before, the peaks associated with these resonances are higher and narrower. In other words, it is possible to modify the gain and the bandwidth of an amplifier comprising such a circuit by modifying the value of the impedance Z₁ of the first waveguide T₁ . In the first exemplary embodiment, the value of this impedance makes it possible to obtain a wide bandwidth around the signal frequency f_s, with however a minimum at the frequency f_p + f_s narrow and therefore a frequency range where the noise is optimal narrower. In the variant of this first exemplary embodiment, the bandwidth around the signal frequency f_s is reduced but makes it possible to obtain a minimum at the frequency f_p + f_s which is wider and therefore a frequency range where the noise is optimal. wider.

Dans un troisième exemple de réalisation, on choisit f_s = 6GHz, f_i = 16.8GHz et f_p = 22.8GHz. Dans ce troisième exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T₁ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_1}{4},$

avec λ₁ la longueur d'onde associée à la fréquence f₁ = 7.25GHz et une impédance Z₁ égale à 150 Ω. Le deuxième segment de guide d'onde T₂ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_2}{2},$

avec λ₂ la longueur d'onde associée à la fréquence f₂ = 14.5GHz et une impédance Z₂ égale à 150 Ω. Le troisième segment de guide d'onde T₃ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_3}{4},$

avec λ₃ la longueur d'onde associée à la fréquence f₃ = 21.5GHz et une impédance Z₂ égale à 150 Ω. La partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence de ce mode particulier de réalisation est illustrée à lafigure 5. Dans cet exemple de réalisation, il apparait clairement que la fréquence du signal à amplifier f_s peut être différente de la fréquence idler f_i et avantageusement plus basse que cette dernière.In a third exemplary embodiment, f_s = 6 GHz, f_i = 16.8 GHz and f_p = 22.8 GHz. In this third exemplary embodiment, the first waveguide segment T₁ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0002.png,imgf0008.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_1}{4},$

with λ₁ the wavelength associated with the frequency f₁ = 7.25GHz and an impedance Z₁ equal to 150 Ω. The second waveguide segment T₂ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0001.png,imgf0002.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_2}{2},$

with λ₂ the wavelength associated with the frequency f₂ = 14.5 GHz and an impedance Z₂ equal to 150 Ω. The third waveguide segment T₃ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0002.png,imgf0006.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_3}{4},$

with λ₃ the wavelength associated with the frequency f₃ = 21.5 GHz and an impedance Z₂ equal to 150 Ω. The real part of the impedance as a function of the frequency of this particular embodiment is illustrated in FIG. figure 5 . In this embodiment, it is clear that the frequency of the signal to be amplified f_s may be different from the frequency idler f_i and advantageously lower than the latter.

Pour optimiser à la fois la bande passante BW à la fréquence signal f_s et la largeur de la plage de fréquences où le bruit est optimal, un deuxième mode de réalisation d'un premier aspect de l'invention est illustré à lafigure 6.To optimize both the bandwidth BW at the signal frequency f_s and the width of the frequency range where the noise is optimal, a second embodiment of a first aspect of the invention is illustrated in FIG. figure 6 .

Dans ce mode de réalisation, le circuit d'adaptation comporte un premier segment de guide d'onde T₁ dont une première extrémité est connectée au terminal au terminal d'entrée/sortie ES et une deuxième extrémité est connectée à une première extrémité d'un deuxième guide d'onde T'₂ et à une première extrémité d'un troisième guide d'onde T'₃. Les deuxièmes extrémités du deuxième guide d'onde T'₂ et troisième guide d'onde T'₃ sont quant à elles chacune connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert). Le deuxième segment de guide d'onde T'₂ est en outre couplé de manière capacitive à un quatrième guide d'onde T"₂ et le troisième segment de guide d'onde T'₃ est en outre couplé de manière capacitive à un cinquième guide d'onde T"₃ de sorte à former un coupleur. Une première extrémité du quatrième guide d'onde T"₂ est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une capacité C₂ et au terminal d'alimentation TA. Une deuxième extrémité du quatrième guide d'onde T"₂ est connectée au premier port de connexion J1. Une première extrémité du cinquième guide d'onde T"₃ est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert). Une deuxième extrémité du cinquième guide d'onde T"₃ est connectée au premier port de connexion J1. Le deuxième port de connexion J2 est quant à lui connecté à la masse.In this embodiment, the matching circuit comprises a first waveguide segment T₁ whose first end is connected to the terminal at the input / output terminal ES and a second end is connected to a first end of the waveguide. a second waveguide T '₂ and at a first end of a third waveguide T'₃ . The second ends of the second waveguide T '₂ and third waveguide T'₃ are each connected to an infinite impedance (that is to say an open circuit). The second waveguide segment T '₂ is further capacitively coupled to a fourth waveguide T "₂ and the third waveguide segment T'₃ is further capacitively coupled to a fifth waveguide. T waveguide₃ so as to form a coupler. A first end of the fourth waveguide T "₂ is connected to ground via a capacitor C₂ and to the power supply terminal TA.A second end of the fourth waveguide T"₂ is connected to the first connection port J1. A first end of the fifth waveguide T "₃ is connected to an infinite impedance (i.e. an open circuit) A second end of the fifth waveguide T"₃ is connected to the first connection port J1. The second connection port J2 is connected to the mass.

Contrairement au premier mode de réalisation évoqué précédemment, le premier segment de guide d'onde T₁ permet de transformer l'impédance de sorte à favoriser une large bande de fréquence sans compromis sur le bruit optimal.Unlike the first embodiment mentioned above, the first waveguide segment T₁ makes it possible to transform the impedance so as to favor a broad frequency band without compromising on the optimal noise.

Dans un exemple de réalisation, on choisit f_p = 12GHz et f_s = f_i = 6 GHz. Dans cet exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T1 a une longueur 1 =$\frac{{\lambda }_{\mathrm{s}}}{3.28}$

avec λ_s la longueur d'onde associée à la fréquence signal f_s et une impédance Z₁ égale à 42.5 Ω. Le deuxième segment de guide d'onde T'₂ et le quatrième segment de guide d'onde T"₂ ont une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}}}{3},$

avec λ_p la longueur d'onde associée à la fréquence f_p et des impédances paire Z_2P égale à 90 Ω et impaire Z_2I égale à 9 Ω (ces deux impédances sont dues au couplage entre le deuxième segment de guide d'onde T'₂ et le quatrième segment de guide d'onde T"₂). En outre, le troisième segment de guide d'onde T'₃ et le cinquième segment de guide d'onde T"₃ ont une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}}}{6}$

avec λ_p la longueur d'onde associée à la fréquence f_p et des impédances paire Z_3P égale à 90 Ω et impaire Z_3I égale à 9 Ω (ces deux impédances sont dues au couplage entre le troisième segment de guide d'onde et le cinquième segment de guide d'onde).In an exemplary embodiment, f_p = 12 GHz and f_s = f_i = 6 GHz are chosen. In this embodiment, the first waveguide segment T1 has alength 1 =$\frac{{\lambda }_{\mathrm{s}}}{3.28}$

with λ_s the wavelength associated with the signal frequency f_s and an impedance Z₁ equal to 42.5 Ω. The second waveguide segment T '₂ and the fourth waveguide segment T "₂ have a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda \; p"\; filenames="imgf0002.png,imgf0006.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_{\mathrm{p}}}{3},$

with λ_p the wavelength associated with the frequency f_p and impedances pair Z_2P equal to 90 Ω and odd Z_2I equal to 9 Ω (these two impedances are due to the coupling between the second segment of waveguide T₂ and the fourth waveguide segment T "₂ ) In addition, the third waveguide segment T '₃ and the fifth waveguide segment T"₃ have a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_{\mathrm{p}}}{6}$

with λ_p the wavelength associated with the frequency f_p and impedances pair Z_3P equal to 90 Ω and odd Z_3I equal to 9 Ω (these two impedances are due to the coupling between the third waveguide segment and the fifth waveguide segment).

L'amplitude de la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence obtenue avec cet exemple de réalisation est illustrée à lafigure 7. Comme précédemment, l'impédance présente bien une impédance élevée (donc non nulle) aux fréquences f_s et f_i. Plus particulièrement, l'impédance présente un plateau d'impédance élevé large de plusieurs GHz autour des fréquences signal f_s et idler f_i. Autrement dit, un amplificateur comprenant un tel circuit présentera une large bande de fréquence autour de la fréquence signal f_s dans laquelle le signal sera amplifié. De la même manière, l'impédance est sensiblement égale à zéro pour les fréquences f_p et f_p + f_s ainsi qu'à des fréquences faibles. L'impédance obtenue avec cette structure remplit donc les critères établis précédemment à savoir un bruit inférieur à 1 photon et permet en outre de séparer la partie DC du circuit de la partie AC.The amplitude of the real part of the impedance as a function of the frequency obtained with this embodiment is illustrated in FIG. figure 7 . As before, the impedance has a high impedance (thus non-zero) at frequencies f_s and f_i . More particularly, the impedance has a high impedance plateau wide of several GHz around the signal frequencies f_s and idler f_i . In other words, an amplifier comprising such a circuit will present a wide frequency band around the frequency signal f_s wherein the signal will be amplified. In the same way, the impedance is substantially equal to zero for the frequencies f_p and f_p + f_s as well as at low frequencies. The impedance obtained with this structure thus fulfills the previously established criteria of a noise of less than 1 photon and also makes it possible to separate the DC portion of the circuit of the AC portion.

Un troisième mode de réalisation d'un circuit d'adaptation selon un premier aspect de l'invention est illustré à lafigure 8. Dans ce mode de réalisation, le premier port de connexion J1 est connecté au terminal d'entrée/sortie ES par l'intermédiaire d'une quatrième capacité C₄. Le premier port de connexion J1 est également connecté à la masse par l'intermédiaire d'une première capacité C₁ et au terminal d'alimentation TA par l'intermédiaire d'une inductance L₁. Le circuit comporte également un premier segment de guide d'onde T₁ dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R. Le circuit comporte également un deuxième segment de guide d'onde T₂ dont une première extrémité est à une impédance infinie (c'est-à-dire un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion J2 par l'intermédiaire d'une deuxième capacité C₂. Le circuit comporte en outre un troisième segment de guide d'onde T₃ dont une extrémité est connectée à une impédance infinie (c'est-à-dire à un circuit ouvert) et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion J2 par l'intermédiaire d'une troisième capacité C₃. Le circuit comporte également un quatrième segment de guide d'onde T'₁ dont une première extrémité est connectée à la masse et dont une deuxième extrémité est connectée au deuxième port de connexion J2. De plus, le premier segment de guide d'onde T₁ est couplé de manière capacitive au quatrième guide d'onde T'₁.A third embodiment of an adaptation circuit according to a first aspect of the invention is illustrated in FIG. figure 8 . In this embodiment, the first connection port J1 is connected to the input / output terminal ES via a fourth capacitor C₄ . The first connection port J1 is also connected to ground via a first capacitor C₁ and to the supply terminal TA via an inductor L₁ . The circuit also includes a first waveguide segment T₁ whose first end is connected to an infinite impedance (i.e., an open circuit) and a second end of which is connected to ground via The circuit also includes a second waveguide segment T₂ , a first end of which has an infinite impedance (i.e. an open circuit) and a second end of which is connected to the second end. connection port J2 via a second capacitor C₂ . The circuit further includes a third waveguide segment T₃ , one end of which is connected to an infinite impedance (i.e., an open circuit) and a second end of which is connected to the second connection port J2. via a third capacitor C₃ . The circuit also comprises a fourth waveguide segment T '₁ whose first end is connected to ground and a second end of which is connected to the second connection port J2. In addition, the first waveguide segment T₁ is capacitively coupled to the fourth waveguide T '₁ .

Dans un exemple de réalisation, on choisit f_p = 300GHz, f_i = 290GHz et f_s = 10GHz. Dans cet exemple de réalisation, le premier segment de guide d'onde T₁ et le quatrième segment de guide d'onde T'₁ ont une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_1}{4}$

avec λ₁ la longueur d'onde associée à la fréquence f₁ = 310 GHz, une impédance paire Z_1P égale à 25 Ω et une impédance impaireZ_1I égale à 20 Ω (ces deux impédances sont dues au couplage entre le premier segment de guide d'onde et le quatrième segment de guide d'onde).In an exemplary embodiment, one chooses f_p = 300 GHz, f_i = 290 GHz and f_s = 10 GHz. In this exemplary embodiment, the first waveguide segment T₁ and the fourth waveguide segment T '₁ have a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0002.png,imgf0008.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_1}{4}$

with λ₁ the wavelength associated with the frequency f₁ = 310 GHz, a pair impedance Z_1P equal to 25 Ω and an impairance odd_1I equal to 20 Ω (these two impedances are due to the coupling between the first guide segment wave and the fourth waveguide segment).

Le deuxième segment de guide d'onde T₂ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_2}{2}$

avec λ₂ la longueur d'onde associé à la fréquence f₂ = 320 GHz et une impédance Z₂ égale à 50 Ω. De plus, la deuxième capacité C₂ a une impédance de 1 fF. Ainsi l'association du deuxième segment de guide d'onde T₂ et de la deuxième capacité C₂ permet d'obtenir une antirésonance à f_p + f_s (c'est-à-dire 310GHz).The second waveguide segment T₂ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0001.png,imgf0002.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_2}{2}$

with λ_2, the wavelength associated with the frequency f₂ = 320 GHz and an impedance Z₂ equal to 50 Ω. In addition, the second capacitance C₂ has an impedance of 1 fF. Thus the association of the second waveguide segment T₂ and the second capacitance C₂ makes it possible to obtain an antiresonance at f_p + f_s (that is to say 310 GHz).

Le troisième segment de guide d'onde T₃ a une longueur$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{\lambda }}_3}{2}$

avec λ₃ la longueur d'onde associée à la fréquence f₃ = 304,6GHz et une impédance Z₃ égale à 50 Ω. De plus, la troisième capacité C₃ a une impédance de 0.5 fF. Ainsi l'association du troisième segment de guide d'onde T₃ et de la troisième capacité C₃ permet d'obtenir une antirésonance à f_p (c'est-à-dire 300GHz).The third waveguide segment T₃ has a length$\mathrm{l}=\frac{{\mathrm{<figure-callout\; label="\lambda "\; filenames="imgf0002.png,imgf0006.png"\; state="\{\{state\}\}">\lambda </figure-callout>}}_3}{2}$

with λ₃ the wavelength associated with the frequency f₃ = 304.6GHz and an impedance Z₃ equal to 50 Ω. In addition, the third capacitor C₃ has an impedance of 0.5 fF. Thus, the combination of the third waveguide segment T₃ and the third capacitance C₃ makes it possible to obtain antiresonance at_p (that is to say 300 GHz).

En outre, la première capacité C₁ a une impédance de 100 fF, la quatrième capacité C₄ a une impédance de 100 pF, l'inductance L₁ a une impédance de 100nH et la résistance R a une impédance de 5 Ω. Dans cet exemple de réalisation, la quatrième capacité C₄ et l'inductance L₁ permettent de contrôler la fréquence de coupure basse (environ 80MHz). Il est également possible de choisie des valeurs d'impédance pour ces éléments cent fois plus petites pour centrer la bande passante autour de 10 GHz. L'amplitude de la partie réelle de l'impédance en fonction de la fréquence obtenue avec cet exemple de réalisation est illustrée à lafigure 9.In addition, the first capacitor C₁ has an impedance of 100 fF, the fourth capacitor C₄ has an impedance of 100 pF, the inductance L₁ has an impedance of 100nH and the resistor R has an impedance of 5 Ω. In this embodiment, the fourth capacitance C₄ and the inductance L₁ make it possible to control the low cut-off frequency (approximately 80 MHz). It is also possible to choose impedance values for these elements a hundred times smaller to center the bandwidth around 10 GHz. The amplitude of the real part of the impedance as a function of the frequency obtained with this embodiment is illustrated in FIG. figure 9 .

Les trois modes de réalisation précédents démontrent à travers quatre exemples comment obtenir un circuit d'adaptation présentant les caractéristiques nécessaires à l'obtention d'un amplificateur à bas bruit. Il est donc possible, à partir d'un circuit d'adaptation selon un premier aspect de l'invention, de réaliser un amplificateur bas bruit. Un tel amplificateur est illustré à lafigure 10.The three preceding embodiments demonstrate through four examples how to obtain a matching circuit having the characteristics necessary for obtaining a low noise amplifier. It is therefore possible, from an adaptation circuit according to a first aspect of the invention, to provide a low noise amplifier. Such an amplifier is illustrated in figure 10 .

Cet amplificateur comporte une impédance non-linéaire sous la forme d'une jonction Josephson L. Le matériau supraconducteur de la jonction est choisi de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

avec Δ le gap supraconducteur du matériau supraconducteur. Afin de polariser l'impédance de la jonction en tension, l'amplificateur comporte également une source de polarisation, ici sous la forme d'une source de tension ST. Cette dernière est connectée par le biais de la connexion en T de sorte à appliquer une tension V aux bornes de la jonction Josephson L. La présence de cette connexion en T permet de s'assurer que les signaux haute fréquence proviennent ou sont envoyés sur le port d'entrée/sortie ES tandis que les signaux basses fréquences proviennent ou sont envoyés sur le terminal d'alimentation TA.This amplifier has a non-linear impedance in the form of a Josephson J junction. The superconducting material of the junction is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

with Δ the superconducting gap of the superconducting material. In order to bias the impedance of the junction voltage, the amplifier also has a bias source, here in the form of a voltage source ST. The latter is connected via the T-connection so as to apply a voltage V across the Josephson junction. The presence of this T-connection ensures that the high-frequency signals originate or are sent to the terminal. ES input / output port while the low frequency signals are coming from or being sent to the TA power terminal.

Dans un exemple de réalisation, on choisit un circuit d'adaptation selon le premier exemple de réalisation, autrement dit, on choisit f_p = 12GHz et f_s = f_i = 6GHz. La source de polarisation est configurée pour appliquer une tension$\mathrm{V}=\mathrm{12}\mathrm{GHz}\times \frac{\mathrm{h}}{\mathrm{2}\mathrm{e}}$

afin de fournir l'énergie nécessaire aux paires de Cooper de la jonction pour générer les photons à la fréquence signal f_s et à la fréquence idler f_i. Pour ces fréquences, le matériau peut être choisi parmi tous les supraconducteurs comme par exemple l'aluminium. Pour des fréquences plus élevées (quelques centaines de GHz), il sera avantageux de choisir par exemple le nitrure de niobium qui a un gap supraconducteur mieux adapté à ces hautes fréquences.In an exemplary embodiment, selecting a matching circuit according to the first exemplary embodiment, in other words, one chooses f = 12GHz_p and f_s = f_i = 6GHz. The bias source is configured to apply a voltage$\mathrm{V}=\mathrm{12}\mathrm{GHz}\times \frac{\mathrm{h}}{\mathrm{2}\mathrm{e}}$

in order to provide the energy required for the Cooper pairs of the junction to generate the photons at the signal frequency f_s and at the frequency idler f_i . For these frequencies, the material can be chosen from all superconductors such as aluminum. For higher frequencies (a few hundred GHz), it will be advantageous to choose, for example, niobium nitride which has a superconducting gap better adapted to these high frequencies.

Dans cet exemple de réalisation, l'impédance non-linéaire est constituée par une jonction Josephson. L'utilisation d'une jonction Josephson apporte un avantage en termes de fabrication, une telle jonction étant facile à obtenir. En revanche, lorsque l'on fabrique un grand nombre de dispositifs, il peut être difficile d'avoir une bonne homogénéité dans les propriétés des différentes jonctions Josephson notamment en termes de courant critique. Or, dans l'amplificateur selon l'invention, le gain est directement dépendant du courant critique. Autrement dit, lorsque l'on utilise une jonction Josephson comme impédance non-linéaire, le gain d'amplification peut varier d'un amplificateur à un autre.In this embodiment, the nonlinear impedance is constituted by a Josephson junction. The use of a Josephson junction provides an advantage in terms of manufacturing, such a junction being easy to obtain. On the other hand, when a large number of devices are manufactured, it may be difficult to have good homogeneity in the properties of the various Josephson junctions, particularly in terms of critical current. However, in the amplifier according to the invention, the gain is directly dependent on the critical current. In other words, when using a Josephson junction as a non-linear impedance, the gain of amplification can vary from one amplifier to another.

Afin de palier à cet inconvénient, dans un deuxième mode de réalisation d'un deuxième aspect de l'invention, il est donc fait avantageusement usage d'un SQUID (de l'anglais Superconducting Quantum Interference Device). Pour mémoire, un SQUID se présente sous la forme d'une boucle supraconductrice comprenant deux jonctions Josephson. Le courant critique d'une telle structure peut être modulé en faisant varier le flux magnétique traversant la boucle au moyen d'un champ magnétique. Il est donc possible d'ajuster in-situ le courant critique du SQUID et donc le gain de l'amplificateur utilisant un tel SQUID. Un champ magnétique peut par exemple être appliqué au moyen d'une ligne électrique proche du SQUID et dans laquelle circule un courant.To overcome this drawback, in a second embodiment of a second aspect of the invention, it is therefore advantageously used a SQUID (English Superconducting Quantum Interference Device). For the record, a SQUID is in the form of a superconducting loop comprising two Josephson junctions. The critical current of such a structure can be modulated by varying the magnetic flux passing through the loop by means of a magnetic field. It is therefore possible to adjust in situ the critical current of the SQUID and thus the gain of the amplifier using such a SQUID. For example, a magnetic field may be applied by means of a power line close to the SQUID and in which a current flows.

Claims (15)

Translated fromFrench

Circuit d'adaptation d'impédance destiné à être connecté à une impédance non-linéaire (L) comprenant un supraconducteur, ledit circuit comportant un premier terminal dit premier port de connexion (J1) destiné à être connecté à une première borne (B1) de l'impédance non-linéaire (L), un deuxième terminal dit deuxième port de connexion (J2) destiné à être connecté à une deuxième borne (B2) de l'impédance non-linéaire (L), un troisième terminal dit terminal d'entrée/sortie (ES) destiné à recevoir le signal à amplifier avec un gain en puissance G et une bande passante BW et un quatrième terminal dit terminal d'alimentation (TA) destiné à être connecté à une source de polarisation (ST) et configuré pour qu'une tension V soit appliquée entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2), ledit circuit étantcaractérisé en ce qu'il comporte une pluralité de composants électriques passifs configurés de sorte que l'impédance Z(f) entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2) pour un signal de fréquence f a une partie réelle Re(Z(f)) telle que :- Re(Z(f_s)) > 0 avec f_s une première fréquence dite fréquence du signal ;- Re(Z(f_i)) > 0 avec f_i une deuxième fréquence dite fréquence idler ;-$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{G}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$

avec f_p une troisième fréquence dite fréquence pompe ;-$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right);$

la fréquence de pompe étant choisie de sorte que nf_p = f_s + f_i avec n un entier appartenant à [1, +∞] et la fréquence idler étant choisies de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

avec T la température du circuit, k_B la constante de Boltzmann et h la constante de Planck.An impedance matching circuit for connection to a non-linear impedance (L) comprising a superconductor, said circuit having a first terminal, said first connection port (J1) for connection to a first terminal (B1) of the non-linear impedance (L), a second terminal called second connection port (J2) intended to be connected to a second terminal (B2) of the non-linear impedance (L), a third terminal called terminal of input / output (ES) for receiving the signal to be amplified with a power gain G and a bandwidth BW and a fourth terminal said power supply terminal (TA) to be connected to a polarization source (ST) and configured for a voltage V to be applied between the first connection port (J1) and the second connection port (J2), said circuit beingcharacterized in that it comprises a plurality of passive electrical components configured so that the impedance nce Z (f) between the first connection port (J1) and the second connection port (J2) for a frequency signal fa a real part Re (Z (f)) such that: - Re (Z (f_s ))> 0 with f_s a first frequency called frequency of the signal; - Re (Z (f_i ))> 0 with f_i a second frequency called idler frequency; -$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{\mathrm{BOY\; WUT}\mathrm{.}\mathrm{BW}}$

with f_p a third frequency, referred to as the pump frequency; -$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right);$

the pump frequency being chosen so that nf_p = f_s + f_i with n an integer belonging to [1, + ∞] and the frequency idler being chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}>\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}$

with T the temperature of the circuit, k_B the Boltzmann constant and h the Planck constant.Circuit selon la revendication précédentecaractérisé en ce que${\mathrm{Re}(\mathrm{Z}(\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+$

${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}))<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

Circuit according to the preceding claimcharacterized in that${\mathrm{Re}(\mathrm{Z}(\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+$

${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}))<\frac{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)}{\mathrm{10}}\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendications précédentecaractérisé en ce que$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{\mathrm{1}}{\mathrm{10}\mathrm{G}}\mathrm{.}$

Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left(\mathrm{0}\right)\right)<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\frac{\mathrm{1}}{\mathrm{10}\mathrm{BOY\; WUT}}\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}{\mathrm{h}}\mathrm{BW}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$

Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}{\mathrm{h}}\mathrm{BW}\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\mathrm{.}{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que le terminal d'entrée/sortie (ES) est destiné à être connecté à une impédance de valeur Z₀ et$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|{\mathrm{Z}}_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}}$

avec Z_trans(f_s) la tension au niveau du terminal d'entrée/sortie (ES) lorsqu'un courant unitaire de fréquence f_s est appliqué entre le premier port de connexion (J1) et le deuxième port de connexion (J2).Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that the input / output terminal (ES) is intended to be connected to an impedance of value Z₀ and$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)<\mathrm{2}\frac{{\left|{\mathrm{Z}}_{\mathrm{trans}}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right|}^{\mathrm{2}}}{{\mathrm{Z}}_{\mathrm{0}}}$

with Z_trans (f_s ) the voltage at the input / output terminal (ES) when a unit frequency current f_s is applied between the first connection port (J1) and the second connection port (J2) .Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}$

Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that$\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)<\frac{{\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}+{\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}}{{\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}}\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right)\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que f_i >$\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\mathrm{.}$

Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that f_i >$\mathrm{4}\frac{{\mathrm{k}}_{\mathrm{B}}\mathrm{T}}{\mathrm{h}}\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendication précédentescaractérisé en ce que n = 1.Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that n = 1.Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que$\max \left\{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right),\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\right\}<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\mathrm{.}$

Circuit according to one of the preceding claims,characterized in that$\max \left\{\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}\right)\right),\mathrm{Re}\left(\mathrm{Z}\left({\mathrm{f}}_{\mathrm{i}}\right)\right)\right\}<\frac{\mathrm{h}}{{\mathrm{4}\mathrm{e}}^{\mathrm{2}}}\mathrm{.}$

Circuit selon l'une des revendications précédentescaractérisé en ce que la pluralité de composants électriques passifs comporte :- un premier segment de guide d'onde (T₁) dont une première extrémité est connectée au terminal d'alimentation (TA) par l'intermédiaire d'une inductance (L₁) et au terminal d'entrée/sortie (ES) par l'intermédiaire d'une première capacité (C₁) et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ;- un deuxième segment de guide d'onde (T₂) dont une première extrémité est connectée à la masse par l'intermédiaire d'une deuxième capacité (C₂) et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ;- un troisième segment de guide d'onde (T₃) dont une première extrémité est connectée à une impédance infinie et une deuxième extrémité est connectée au premier port de connexion (J1) ;eten ce que le deuxième port de connexion (J2) est connecté à la masseCircuit according to one of the preceding claims,characterized in that the plurality of passive electrical components comprises: a first waveguide segment (T₁ ) whose first end is connected to the power supply terminal (TA) via an inductor (L₁ ) and to the input / output terminal (ES) through a first capacitance (C₁ ) and a second end is connected to the first connection port (J1); a second waveguide segment (T₂ ) whose first end is connected to ground via a second capacitor (C₂ ) and a second end is connected to the first connection port (J1); a third waveguide segment (T₃ ) whose first end is connected to an infinite impedance and a second end is connected to the first connection port (J1); andin that the second connection port (J2) is connected to groundAmplificateur à réflexion comportant un circuit d'adaptation d'impédance selon l'une des revendications précédentes, une source de polarisation (ST) connectée au terminal d'alimentation (TA), une impédance non linéaire (L) comprenant un supraconducteur ladite impédance non-linéaire (L) comportant une premier borne (B1) et une deuxième borne (B2), la première borne (B1) de l'impédance (L) étant connectée au premier port (J1) de connexion du circuit d'adaptation, la deuxième borne (B2) de l'impédance (L) étant connectée au deuxième port (J2) de connexion du circuit d'adaptation, ledit amplificateur étantcaractérisé en ce que la tension appliquée entre le premier terminal de connexion (J1) et le deuxième terminal de connexion (J2) au moyen de la source de tension (ST) est choisie de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}$

avec 2e la charge électrique d'une paire de Cooper et h la constante de Planck.A reflection amplifier comprising an impedance matching circuit according to one of the preceding claims, a bias source (ST) connected to the power supply terminal (TA), a nonlinear impedance (L) comprising a superconductor, said non-linear impedance -linear (L) having a first terminal (B1) and a second terminal (B2), the first terminal (B1) of the impedance (L) being connected to the first connection port (J1) of the adaptation circuit, the second terminal (B2) of the impedance (L) being connected to the second connection port (J2) of the matching circuit, said amplifier beingcharacterized in that the voltage applied between the first connection terminal (J1) and the second connection terminal (J2) by means of the voltage source (ST) is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{p}}=\frac{\mathrm{2}\mathrm{eV}}{\mathrm{h}}$

with 2nd the electric charge of a pair of Cooper and h the constant of Planck.Amplificateur selon la revendication précédentecaractérisé en ce que la matériau supraconducteur de l'impédance non-linéaire (L) est choisi de sorte que${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

avec Δ le gap supraconducteur du supraconducteur.Amplifier according to the preceding claim,characterized in that the superconducting material of the non-linear impedance (L) is chosen so that${\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}<\frac{\mathrm{2}\mathrm{\Delta }}{\mathrm{h}}$

with Δ the superconducting gap of the superconductor.Amplificateur selon l'une des deux revendications précédentescaractérisé en ce que l'impédance non-linéaire (L) comprend une jonction Josephson.Amplifier according to one of the two preceding claims,characterized in that the nonlinear impedance (L) comprises a Josephson junction.Amplificateur selon la revendication précédentecaractérisé en ce que la jonction Josephson est de type Supraconducteur/Isolant/Supraconducteur.Amplifier according to the preceding claimcharacterized in that the Josephson junction is of the Superconductor / Insulator / Superconductor type.Amplificateur selon l'une des quatre revendications précédentescaractérisé en ce que l'impédance non-linéaire (L) supraconductrice comprend un SQUID.Amplifier according to one of the four preceding claims,characterized in that the superconducting non-linear impedance (L) comprises a SQUID.

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