BLUMBACH·WESER· BERGENKRAMER.. - - -ZWIRNER.HIRSCH . BREHM 2712292BLUMBACH ·WESER · BERGENKRAMER .. - - -ZWIRNER. DEER . BREHM 2712292
Patentconsull Radedtestraße 43 8000 München 60 Telelon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme PatentconsuliPatentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186 237 Telegramme PatentconsullPatentconsull Radedtestraße 43 8000 Munich 60 Telelon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegrams PatentconsuliPatentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telephone (06121) 562943/561998 Telex 04-186 237 Telegrams Patentconsull
Beschreibung:Description:
Die Erfindung betrifft einen Regenerator für eine optische Impulsfolgegemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a regenerator for an optical pulse trainaccording to the preamble of claim 1.
Forschung und Entwicklung optischer Vorrichtungen und Komponenten sind während der letzten Jahre soweit fortgeschritten, daß nun einFasern benutzendes optisches digitales Übertragungssystem aufgebaut und betrieben werden kann. Multimoden- und Einzelmoden-Glasfasernkönnen optische Signale über weite Strecken übertragen. Bei neuen Glasfasern sind die Lichtverluste für Wellenlängen zwischen 800 Nanometerund 1100 Nanometer kleiner als 5 Dezibel pro Kilometer. Einige Einzelmoden-Borsilikat-Fasern haben einen Minimalverlust von 2,2 Dezibelpro Kilometer bei 850 und 1020 Nanometer und eine Dispersionvon etwa 0,4 Nanosekunden pro Kilometer. Fasern mit diesen Eigenschaften eignen sich für digitale Nachrichtenübertragungssysteme.Ein optisches System mit mittlerer Impulsfolgefrequenz kann wirtschaftlich für FerniBprechvermittlung3amtsverbindungen in dicht besiedeltenGroßstadtbereichen mit großem und zunehmendem Gesprächsdichtequerschnittverwendet werden.;Research and development of optical devices and components have advanced so far in recent years that an optical digital transmission system using fibers can now be constructed and operated. Multi-mode and single-mode optical fibers can transmit optical signals over long distances. With new glass fibers, the light losses for wavelengths between 800 nanometers and 1100 nanometers are less than 5 decibels per kilometer. Some single mode borosilicate fibers have a minimum loss of 2.2 decibels per kilometer at 850 and 1020 nanometers and a dispersion of about 0.4 nanoseconds per kilometer. Fibers with these properties are suitable for digital communication systems. An optical system with medium pulse repetition rate can be used economically for telephone exchange / trunk connections in densely populated metropolitan areas with large and increasing traffic density cross-sections.;
München: R. Kramer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Or. rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nal.Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. . P.Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · C. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.Munich: R. Kramer Dipl.-Ing. . W. Weser Dipl.-Phys. Or. Rer. nat. · P. Hirsch Dipl.-Ing. · H.P. Brehm Dipl.-Chem. Dr. phil. nal.Wiesbaden: P.G. Blumbach Dipl.-Ing. . P.Bergen Dipl.-Ing. Dr. jur. · C. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.
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In den Glasfasern werden optische Impulse beim Durchlaufen jeglicherFaser gedämpft. Es ist erforderlich, längs irgendeiner recht langen Nachrichtenübertragungsstrecke die optische Impulsfolge zu regenerieren, um eine genaue Nachrichtenübertragung von einem Ende desSystems zu dessen anderem Ende sicherzustellen.In the glass fibers, optical impulses are generated as they pass through anyFiber attenuated. It is necessary to regenerate the optical pulse train along some fairly long communication link in order to ensure accurate communication from one end of theSystem to ensure its other end.
Bei bekannten Anlagen ist der größte Teil der grundsätzlichen optischen Regeneratorschaltungsanordnung derjenigen Schaltungsanordnungähnlich, die bei kommerziellen Pulscodemodulationsanlagen verwendet wird, bei denen elektrische Impulse über Kupferdrahtpaare oder Koaxialkabel übertragen werden. In die optischen Regeneratoren sindoptische Elemente wie Avalanche-(Lawinendurchbruch-)Fhotodioden und Laser eingesetzt worden, um optische Energie in elektrische Signaleumzuwandeln und umgekehrt.In known systems, most of the basic optical regenerator circuitry is that circuitrysimilar to that used in commercial pulse code modulation systems where electrical pulses are transmitted over copper wire pairs or coaxial cables. In the optical regenerators areOptical elements such as avalanche (avalanche breakdown) photodiodes and lasers have been used to convert optical energy into electrical signalsconvert and vice versa.
Bei bekannten Anlagen sind auch Phasensynchronisationsschaltungen(PLL-Schaltungen) verwendet worden, um Zeitsteuerungsinformation auseiner Eingangsimpulsfolge zu entnehmen; diese PLL-Schaltungen benutzen jedoch einen schmalen Annahmebereich, was eine teuere Kristallsteuerung erfordert.In known systems there are also phase synchronization circuits(PLL circuits) have been used to obtain timing informationto be taken from an input pulse train; however, these PLL circuits use a narrow acceptance range, which requires expensive crystal control.
Zusätzlich wird bei bekannten Anlagen ein Injektionslaser in Abhängigkeit von einer Rückkopplungssteuerschaltung betrieben, die die optische Ausgangsenergie des Lasers abtastet und eine konstante mittlereoptische Ausgangsenergie aufrecht zu erhalten versucht. Gelegentlich gehen viele Zeitlagen vorüber, in denen keine Impulse auf den Eingangeines solchen Lasers gegeben werden. Der Vorspannstrom steigt an, umIn addition, in known systems, an injection laser is operated as a function of a feedback control circuit which samples the optical output energy of the laser and a constant meantries to maintain optical output energy. Occasionally, many time slots go by in which there are no impulses on the inputof such a laser. The bias current increases by
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eine konstante Ausgangsenergie aufrecht zu erhalten. Danach kann der Laser irreversibel beschädigt werden, wenn wieder Impulse zugeführtwerden.to maintain a constant output energy. After that, the laser can be irreversibly damaged if pulses are applied againwill.
Dasgeschilderte Problem wird bei dem vorausgesetzten Regeneratordurchdie kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.Thedescribed problem is solved by the characterizing features of claim 1 in the case of the presupposed regenerator.
Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchengekennzeichnet.Advantageous further developments and refinements are set out in the subclaimsmarked.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen nähererläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:In the following, the invention is explained in more detail on the basis of embodimentsexplained. In the accompanying drawing show:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Regeneratorsfür eine optische Impulsfolge;1 shows a block diagram of an embodiment of a regeneratorfor an optical pulse train;
Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Empfängerabschnittsfürden in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator;Figure 2 is a circuit diagram of one embodiment of a receiver sectionfor the optical regenerator shown in Figure 1;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer EntscheidungsundZeitsteuerungsschaltung für den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator; undFig. 3 is a block diagram of an embodiment of a decision andTiming circuitry for the optical regenerator shown in Figure 1; and
Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Senderabschnittsfür den in Fig. 1 gezeigten optischen Regenerator.4 is a circuit diagram of an embodiment of a transmitter sectionfor the optical regenerator shown in FIG.
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Die Zeichnung zeigt einen optischen Regenerator» der einen optischenEmpfänger, eine Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung und einenoptischen Sender umfaßt. In Abhängigkeit von einem ankommenden optischen Datenimpulsstrom erzeugt ein variable Verstärkung aufweisenderEmpfängerabschnitt einen konstante Amplitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Der Empfängerabschnitt ist stabilisiert, da einVerstärker die Verstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung ändert und eineAvalanche-Photodiode die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweitenBereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert. In Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstrom des Empfängers gewinnt eine phasen- und frequenzsynchronisierte Schaltung in der Zeitsteuerungsschaltung eine Taktimpulsfolge wieder, und die Entscheidungsschaltung regeneriert einen elektrischen Datenimpulsstrom, derden ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Im Senderabschnitt wird ein Injektionslaser vom regenerierten elektrischenDatenimpulsstrom gesteuert und von einem Vorspannstrom, der in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einem die regenerierteelektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt wird. Ein resultierender regenerierter optischer Ausgangsdatenimpulsstrom repräsentiert den ankommenden optischen Datenimpulsstrom.The drawing shows an optical regenerator »the one opticalReceiver, an arbitration and timing circuit, and aoptical transmitter includes. Depending on an incoming optical data pulse stream, a variable-gain one generatesReceiver section has a constant amplitude electrical data pulse stream which represents the incoming optical data pulse stream. The receiver section is stabilized as aAmplifier changes the gain in response to a first range of an automatic gain control signal and aAvalanche photodiode the gain depending on a secondAutomatic gain control signal range varies. Depending on the electrical data pulse stream of the receiver, a phase and frequency synchronized circuit in the timing circuit recovers a clock pulse train, and the decision circuit regenerates an electrical data pulse stream thatrepresents the incoming optical data pulse stream. In the transmitter section, an injection laser from the regenerated electricalControlled data pulse stream and by a bias current which is regenerated as a function of the difference between a signal representing the optical output energy of the laser and a signalelectrical data pulse train representative signal is generated. A resulting regenerated output optical data pulse stream represents the incoming optical data pulse stream.
Ein optischer Empfängerabschnitt umfaBt einen Verstärker, der dieVerstärkung in Abhängigkeit von einem ersten Bereich eines Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung verändert, und eine Avalanche-An optical receiver section includes an amplifier that has theGain changed as a function of a first range of a signal for automatic gain control, and an avalanche
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Photodiode, welche die Verstärkung in Abhängigkeit von einem zweitenBereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung variiert.Photodiode, which increases the gain as a function of a secondAutomatic gain control signal range varies.
Ein optischer Regenerator mit einer phasen- und frequenzsynchronisiertenSchaltung vermag in Abhängigkeit vom elektrischen Datenimpulsstroinvom Empfängerabschnitt einen mit dem ankommenden optischen Datenimpulsstromsynchronisierten Taktimpulsstrom wiederzugewinnen.An optical regenerator with a phase and frequency synchronizedSwitching is capable of depending on the electrical data pulse flowfrom the receiver section with the incoming optical data pulse streamrecover synchronized clock pulse stream.
Eine Taktwiedergewinnungsschaltung mit einem Prequenzdifferenzdetektorspricht auf ein Baud-Komponentensignal vom Datenimpulsstrom an, das eine Reihe von Impulsen erzeugt, die eine Polarität aufweisen,welche die Differenz zwischen der Frequenz eines gesteuerten Taktimpulsoszillatorsund dem Baud des Datenimpulsstroms reduziert, und das eine zur Frequenzdifferenz proportionale Folgefrequenz aufweist,um die Frequenz des gesteuerten Oszillators in den Einfangbereich einer auf das Baud-Komponentensignal ansprechenden phasensynchronisiertenSchaltung zu zwingen, um die Frequenz und die Phase des gesteuerten Taktimpulsgenerators in Synchronisation mit dem empfangenenoptischen Datenimpulsstrom zu zwingen.A clock recovery circuit with a frequency difference detectorresponds to a component baud signal from the data pulse stream that produces a series of pulses that have a polarity,which is the difference between the frequency of a controlled clock pulse oscillatorand the baud of the data pulse stream is reduced, and which has a repetition frequency proportional to the frequency difference,by the frequency of the controlled oscillator in the capture range of a responsive to the baud component signal phase-lockedCircuit to force the frequency and phase of the controlled clock pulse generator in synchronization with the received oneto force optical data pulse stream.
Eine Injektionslasersteuerschaltung liefert dem Laser ein Vorspannsignal,das in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem die optische Ausgangsenergie des Lasers darstellenden Signal und einemdie regenerierte elektrische Datenimpulsfolge darstellenden Signal erzeugt wird. .An injection laser control circuit provides a bias signal to the laser,that as a function of the difference between a signal representing the optical output energy of the laser and a signalgenerating the signal representing the regenerated electrical data pulse train. .
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In Fig. 1 ist ein optischer Regenerator für eine optische Faser-Digitalübertragungsanlage gezeigt. Optische Signale in der Anlagesind inhärent von unipolarer Art. Lichtquellen senden volle optische Energie für eine "1" und sind ausgeschaltet für eine "0". Beieiner typischen Laserquelle werden für eine11O" 5 bis 10 $ der Energie einer "1" übertragen.Referring to Figure 1, there is shown an optical regenerator for an optical fiber digital transmission system. Optical signals in the system are inherently of a unipolar nature. Light sources send full optical energy for a "1" and are switched off for a "0". In a typical laser source, for an11 O ", 5 to 10 $ of the energy of a" 1 "is transmitted.
Der Regenerator umfaßt einen hochverstärkenden optischen Empfängerabschnitt 200 mit einem variable Verstärkung aufweisenden Avalanche-The regenerator includes a high-gain optical receiver section 200 with a variable gain avalanche
einem (Lawinen-)Photodiodendetektor und/Vorverstärker 202 für den Empfangone(Avalanche) photodiode detector and / preamplifier 202 for receptiondes unipolaren optischen Eingangsdatenimpulsstroms 201 und zum Umwandeln dieses optischen Datenimpulsstroms in eine Folge elektrischerSignale. Die elektrischen Signale werden über einen variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203, einen feste Verstärkung aufweisenden Verstärker 205 und einen Filter/Entzerrer 206 gegeben, um einenkonstante Amplitude aufweisenden elektrischen Datenimpulsstrom zuerzeugen, der auf einer Leitung 207 erscheint.of the unipolar optical input data pulse stream 201 and for converting this optical data pulse stream into a sequence of electricalSignals. The electrical signals are passed through a variable gain amplifier 203, a fixed gain amplifier 205 and a filter / equalizer 206 to provide aconstant amplitude having electrical data pulse currentappearing on line 207.
ist 207 ähnlich ist ,/über eine Leitung 208 und eine Gleichstrompegelis207 is similar / via line 208 and a DC levelwiedergewinnungs-, Spitzendetektor- und Steuerschaltung 210 rückgekoppelt. Signale von Schaltung 210 zur automatischen Verstärkungssteuerung werden auf einer Leitung 213 abgegeben·recovery, peak detector and control circuit 210 fed back. Signals from circuit 210 for automatic gain control are output on a line 213
Im Empfängerabschnitt 200 sprechen verschiedene variable Verstärkungaufweisende Vorrichtungen auf getrennte Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung an. Sowohl der variable VerstärkungIn the receiver section 200, various variable gains speakhaving devices on separate areas of the signal for automatic gain control. Both the variable gain
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aufweisende Verstärker 203 als auch der Ävalanche-Photodiodendetektor202 sind variable Verstärkung aufweisende Vorrichtungen, die bei optischenEingangsimpulsen mit hohem Wert für minimale Verstärkung vorgespannt werden.having amplifier 203 as well as the Ävalanche photodiode detector202 are variable gain devices used in opticalHigh value input pulses are biased for minimum gain.
Wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt, was dazu führt,daß-das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung innerhalb einesersten Bereichs erhöht wird, wird das Steuersignal über die Leitung 213auf den variable Verstärkung aufweisenden Verstärker 203 und aufeine variable Spannungsversorgung 215 gegeben. In diesem ersten Bereich spricht lediglich der variable Verstärkung aufweisende Verstärker203 auf das Steuersignal an, indem er seine Verstärkung erhöht, wenn die Größe der optischen Eingangsimpulse abnimmt.If the size of the optical input pulses decreases, with the result that-the signal is increased for the automatic gain control within a first range, the control signal on the line 213 is given uf the variable gain amplifier 203 and to a variable power supply 215a. In this first region, only the variable gain amplifier 203 responds to the control signal by increasing its gain when the size of the optical input pulses decreases.
Nachdem die Verstärkung des variablen Verstärkers 203 auf ihren vollenWert erhöht ist, steigt das Steuersignal weiter an und wird weiterhin dem Verstärker 203 und der Spannungsversorgung 215 zugeführt. In diesemBereich spricht lediglich die variable Spannungsversorgung 215 auf das Steuersignal an, was zur Folge hat, daß die Verstärkung derAvalanche-Photodiode zunimmt, wenn die Amplitude der optischen Impulse weiterhin abnimmt.After the gain of the variable amplifier 203 is at its fullValue is increased, the control signal continues to rise and continues to be supplied to amplifier 203 and voltage supply 215. In thisArea responds only the variable voltage supply 215 to the control signal, which has the consequence that the gain of theAvalanche photodiode increases as the amplitude of the optical pulses continues to decrease.
Der elektrische Datenimpulsstrom auf Leitung 207 wird einer Entscheidungs-und Zeitsteuerungsschaltung 300 zugeführt, die auf einer Leitung302 einen elektrischen Datenimpulsstrom regeneriert, der den ankommenden optischen Datenimpulsstrom repräsentiert. Eine phasen- undfrequenzsynchronisierte Schaltung 303 erzeugt auf einer Leitung 304The electrical data pulse current on line 207 is a decisionand timing circuit 300 which is on a line302 regenerates an electrical data pulse stream representing the incoming optical data pulse stream. A phase andfrequency synchronized circuit 303 generated on line 304
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einen Taktimpulsstrom, der aus der Information wiedergewonnen wordenist, die im elektrischen Batenimpulsstrom vom Empfänger auf der Leitung 207 enthalten ist. Eine Entseheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf der Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom in Abhängigkeit von dem Taktimpuls stromauf der Leitung 304 und dem elektrischen Batenimpulsstrom auf derLeitung 207.a clock pulse stream recovered from the informationcontained in the electrical data pulse stream from the receiver on line 207. A decision and timing circuit 306 generates on line 302 a regenerated electrical data pulse stream in response to the clock pulse streamon line 304 and the electrical batenimpulsstrom on theLine 207.
Ein optischer Senderabschnitt 400 regeneriert einen optischen Batenimpulsstrom 402 in Abhängigkeit vom regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf der Leitung 302. Ber Senderabschnitt 400 umfaßt einenInjektionslaser 404» der gesteuert wird durch den regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf Leitung 302 und durch ein Vorspannsignal,das von einer Vorspann-, Überwachungs- und Steuerschaltung 406 aufeiner Leitung 4O3 erzeugt wird. Bas Vorspannsignal wird erzeugt in Abhängigkeit von der Bifferenz zwischen einem Signal, das einen Momentwert 407 der optischen Ausgangsenergie des Lasers darstellt, und einemSignal, das den regenerierten elektrischen Batenimpulsstrom auf Leitung 302 darstellt. Der optische Ausgangsdatenimpulsstrom 402 repräsentiert den ankommenden optischen Batenimpulsstrom.An optical transmitter section 400 regenerates an optical data pulse stream 402 as a function of the regenerated electrical data pulse stream on the line 302. The transmitter section 400 includes aInjection laser 404 »which is controlled by the regenerated electrical batenimpulsstrom on line 302 and by a bias signal,that from a biasing, monitoring and control circuit 406a line 4O3 is generated. The bias signal is generated in response to the difference between a signal representing a momentary value 407 of the optical output power of the laser and oneSignal representing the regenerated electrical data pulse stream on line 302. The output optical data pulse stream 402 represents the incoming optical data pulse stream.
Fig. 2 zeigt ein ausführliches Schaltbild des hochverstärkenden optischen Empfängerabschnitt8 200, der optische Eingangsimpulse eines übereine optische Faser 201 empfangenen Batenimpulsstroms feststellt, indemer diese Impulse in einen Strom elektrischer Batenimpulse auf Leitung 207 umwandelt.FIG. 2 shows a detailed circuit diagram of the high gain optical receiver section 8 200 which receives optical input pulses from aan optical fiber 201 detects the received data pulse stream byit converts these pulses into a stream of electrical data pulses on line 207.
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Der ankommende optische Datenimpulsstrom, der über die optischeFaser 201 zugeführt wird, trifft auf eine variable Verstärkung aufweisendeAvalanche-(Lawinendurchbruch-)Photodiode 220 auf. Eine Silizium-Avalanche-Photodiodeist ein Halbleiterbauelement, das normalerweise mit einer Sperrspannung betrieben wird, die innerhalbdes Bauelementes eine Zone hohen elektrischen Feldes erzeugt. Eine Veränderung der Stärke des auftreffenden Lichtes ändert den von derAvalanche-Photodiode geleiteten Strom und deshalb das einer nachfolgendenVorverstärkerstufe zugeführte Signal.The incoming optical data pulse stream passing through the opticalFiber 201 is fed meets a variable gainAvalanche (avalanche breakdown) photodiode 220. A silicon avalanche photodiodeis a semiconductor device that is normally operated with a reverse voltage that is withinof the component generates a zone of high electric field. A change in the strength of the incident light changes that of theAvalanche photodiode conducted current and therefore that of a subsequent oneSignal fed to the preamplifier stage.
Als Folge des auftreffenden optischen Datenimpulsstroms werden innerhalbder Avalanche-Photodiode Löcher und Elektronen erzeugt. Diese Löcher und Elektronen driften in dem Bauelement unter dem Einflußdes elektrischen Feldes in entgegengesetzten Richtungen. Wenn die Löcher und Elektronen in der Photodiode 220 in entgegengesetztenRichtungen fließen, bilden sie Stromimpulse, die von der Photodiodedurch die mit ihr verbundene Vorverstärkerschaltungsanordnung abgenommen werden.As a result of the incident optical data pulse stream, withinthe avalanche photodiode generates holes and electrons. These holes and electrons drift in the component under the influenceof the electric field in opposite directions. When the holes and electrons in the photodiode 220 are in opposite directionsAs directions flow, they form pulses of current generated by the photodiodecan be removed by the preamplifier circuitry connected to it.
Bei der Avalanche-Photodiode handelt es sich um einen einer quadratischenFunktion unterliegenden Detektor, der einen Strom erzeugt, der linear in Abhängigkeit von Änderungen der ankommenden Lichtenergievariiert. Die Photodiode 220 erzeugt für die optischen Eingangssignaleeine variable Verstärkung in Abhängigkeit von Änderungen der hohen Sperrvorspannung, die von der Spannungsversorgung 215 in Abhängigkeitvom Steuersignal auf Leitung 213 erzeugt werden, wie es beschrieben ist von P. K. Runge in IEEE 1974 International Conference on Communications,The avalanche photodiode is a square oneFunction underlying detector that generates a current that is linear as a function of changes in the incoming light energyvaries. The photodiode 220 generates for the optical input signalsa variable gain as a function of changes in the high reverse bias voltage produced by the voltage supply 215 as a function ofgenerated by the control signal on line 213 as described by P. K. Runge in IEEE 1974 International Conference on Communications,
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Eingangslichtimpulse niedrigerer Energie erzeugen eine größere Vorspannungund eine resultierende maximale Verstärkung von etwa 40 dB.Eingangslichtimpulse höherer Energie bewirken eine niedrigere Vorspannung und eine resultierende minimale Verstärkung von etwa 12 dB,wasdurch die Eigenschaften der Avalanche-Photodiode bestimmt ist.Sie Anordnung zur Veränderung der Vorspannung durch das Steuersignalauf der Leitung 213 wird nachfolgend erläutert.Lower energy input light pulses produce a greater bias and a resulting maximum gain of about 40 dB. Higher energy input light pulses cause a lower bias voltage and a resulting minimal gain of about 12 dB,which is determined by the properties of the avalanche photodiode. The arrangement for changing the bias voltage by the control signal on line 213 is explained below.
Die von der Photodiode kommenden Impulse werden über einen Kondensator221 auf den Basiseingang eines in Emitterschaltung befindlichen Transistors 222 im Vorverstärker 202 gekoppelt. Das Ausgangssignalam Kollektor des Transistors 222 wird über einen als Emitterfolger nachgeschalteten Transistor 223 geführt und auf den Eingang einesAusgangstreibertransistors 224 des Vorverstärkers 202 gegeben. Eine über einen Widerstand 226 führende Rückkopplungsschleife koppelt dasAusgangssignal des Transistors 223 auf den Transistor 222, um dieArbeitsweise des Vorverstärkers 202 zu stabilisieren. Am Kollektor des Transistors 224 erzeugte Vorverstärkerausgangssignale werden übereinen Kondensator 227 auf den Eingang des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 gegeben, und zwar auf eine erste Gate-Elektrode23O einer Doppelgate-MOS-Vorrichtung 231.The impulses coming from the photodiode are transmitted via a capacitor221 is coupled to the base input of a transistor 222 in the preamplifier 202 which is in the emitter circuit. The output signalat the collector of transistor 222 is passed through a transistor 223 connected downstream as an emitter follower and to the input of aOutput driver transistor 224 of preamplifier 202 is given. A feedback loop across resistor 226 couples thatOutput of transistor 223 to transistor 222 to theStabilize the operation of the preamplifier 202. Pre-amplifier output signals generated at the collector of transistor 224 are viaa capacitor 227 is applied to the input of the variable gain amplifier 203, namely to a first gate electrode23O of a double gate MOS device 231.
Bei der MOS-Vorrichtung 231 handelt es sich um eine n-Kanal-Anreicherungsvorrichtung,die eine hohe Eingangsimpedanz bildet und in Abhängigkeit von einem Steuersignal, das über eine zweite Gate-Elektrode232 zugeführt wird, eine variable Verstärkung erzeugt. Die Source- und die Drainelektrode sind über Widerstände mit einer Quelle nega-The MOS device 231 is an n-channel enhancement device,which forms a high input impedance and is dependent on a control signal that is transmitted via a second gate electrode232 is applied, a variable gain is generated. The source and drain electrodes are negatively connected to a source via resistors.
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tiven bzw. positiven Potentials verbunden. Eine Diode 233 begrenztden Steuersignalbereich, der die Verstärkung der MOS-Vorrichtung beeinflußt. Die Verstärkung kann sich über einen Bereich von minimal-14 dB bis maximal etwa 6 dB ändern. Dadurch, daß anstelle eines bipolarenTransistors die IGFET-Vorrichtung verwendet wird, wird einebeträchtliche Reduzierung des thermischen Rauschens erreicht. Das Ausgangssignal an der Drainelektrode der MOS-Vorrichtung 231 wirdüber einen Kondensator 234 auf eine Kaskadenschaltung zweier variableVerstärkung aufweisender emittergekoppelter Paare gegeben, die an ihren Ausgängen Emitterfolger aufweisen.tive or positive potential connected. A diode 233 is limitedthe control signal range which affects the gain of the MOS device. The gain can be over a range of minimalChange -14 dB to a maximum of about 6 dB. By the fact that instead of a bipolarTransistor using the IGFET device becomes asignificant reduction in thermal noise achieved. The output from the drain electrode of the MOS device 231 becomesthrough a capacitor 234 to a cascade connection of two variableGiven amplification having emitter-coupled pairs which have emitter followers at their outputs.
Beim ersten emittergekoppelten Paar werden Signale von der MOS-Vorrichtung231 auf die Basiselektrode eines Transistors 235 gegeben.An einer Kollektorelektrode eines weiteren Transistors 236 erzeugteAusgangssignaIe werden über einen als Emitterfolger angeschlossenenTransistor 237 und einen Kondensator 238 auf das zweite emittergekoppeltePaar geführt. Die Verstärkung des ersten emittergekoppelten Paares ist variabel und wird von einem Signal gesteuert, das derBasiselektrode eines Emitterstromquellentransistors 239 zugeführt wird. Eine maximale Verstärkung von etwa 13 dB tritt auf, wenn genügendEmitterstrom geleitet wird, um ein minimales r in den Transistören235 und 236 zu erreichen. Eine minimale Verstärkung von etwa3 dB wird dadurch erreicht, daß der Emitterstrom reduziert und dadurch das r der Transistoren 235 und 236 erhöht wird.The first emitter-coupled pair receives signals from the MOS device231 applied to the base electrode of a transistor 235.Generated at a collector electrode of a further transistor 236Output signals are connected via an emitter followerTransistor 237 and a capacitor 238 on the second emitter-coupledCouple led. The gain of the first emitter-coupled pair is variable and is controlled by a signal that theBase electrode of an emitter current source transistor 239 is supplied. A maximum gain of around 13 dB occurs when enoughEmitter current is conducted to a minimum r in the transistors235 and 236 to reach. A minimum gain of around3 dB is achieved by reducing the emitter current and thereby increasing the r of transistors 235 and 236.
Beim zweiten emittergekoppelten Paar werden die über den Kondensator238 gekoppelten Signale auf die Basiseingangselektrode eines Transi-In the case of the second emitter-coupled pair, the are connected via the capacitor238 coupled signals to the base input electrode of a transit
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stora 24O gegeben. An der Kollektorelektrode eines Transistors 241erzeugte Ausgangssignale werden über einen Emitterfolgertransistor 242 und einen Kondensator 243au? den Eingang der feste Verstärkungaufweisenden Stufe 205 gegeben. Die Verstärkung des zweiten emittergekoppelten Paares wird von einem Signal gesteuert, das der Basiselektrode des Transistors 244 zugeführt wird. Die Verstärkung deszweiten emittergekoppelten Paares variiert ebenfalls von einem Maximum von etwa 13 dB bis zu einem Minimum von etwa 3 dB, und zwar inAbhängigkeit von Änderungen des Emitterstroms, der über einen Emitterstromquellentransistor 244 geliefert wird.stora 24O given. At the collector electrode of a transistor 241 output signals generated are an emitter follower transistor 242 and a capacitor 243au? the input of the fixed gain stage 205 is given. The gain of the second emitter-coupled pair is controlled by a signal applied to the base of transistor 244. The gain of the second emitter-coupled pair also varies from a maximum of about 13 dB to a minimum of about 3 dB, depending on changes in the emitter current provided through an emitter current source transistor 244.
Ein Paar Dioden 246 und 247 verschiebt die Steuerspannung, um denSignalbereich zu begrenzen, der die Verstärkung des ersten und des zweiten emittergekoppelten Paares beeinflußt. Die Verstärkung ändertsich, wenn sich das Steuersignal von einem maximalen negativen Wertzu etwa Erdpotential ändert.A pair of diodes 246 and 247 shift the control voltage by theTo limit signal range that affects the gain of the first and second emitter-coupled pairs. The gain changeswhen the control signal is from a maximum negative valuechanges to about earth potential.
Die volle Verstärkung des variable Verstärkung aufweisenden Verstärkers 203 ist ein Konstruktionsparameter, der gewählt wird, um einensekundären Bezug für die Bestimmung der Verstärkung der Avalanche-Photodiode 220 zu bilden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203wird so gewählt, daß die Avalanche-Photodiode in der Nähe ihrer optimalen Verstärkung arbeitet, wenn die kleinsten brauchbaren optischenSignale empfangen werden. Die volle Verstärkung des Verstärkers 203 wird für den Betrieb dadurch eingestellt, daß anfangs ein Widerstand249 in der Drainschaltung der MOS-Vorrichtung 231 eingestellt wird.The full gain of the variable gain amplifier 203 is a design parameter chosen to be oneto form a secondary reference for determining the gain of the avalanche photodiode 220. The full gain of amplifier 203is chosen so that the avalanche photodiode operates near its optimal gain when the smallest usable opticalSignals are received. The full gain of amplifier 203 is set for operation by initially adding a resistor249 is set in the drain circuit of the MOS device 231.
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Die feststehende Verstärkung aufweisende Stufe 205 umfaßt ein Paardirekt gekoppelter, in Emitterschaltung befindlicher Transistoren 25O und 251» die einen Signalrückkopplungsweg von der Kollektorelektrodedes Transistors 251 über einen Kondensator 252 und einen Widerstand 253 zur Emitterelektrode des Transistors 250 aufweisen.Der Signalrückkopplungsweg stabilisiert die Verstärkung der Stufe 205 über dem ausnutzbaren Band des Verstärkers und erzeugt eineniedrige Ausgangsimpedanz. Ein Gleichstromrückkopplungsweg von derEmitterelektrode des Transistors 251 über einen Widerstand 254 zur Basiselektrode des Transistors 25O stabilisiert die Vorspannung derfeststehende Verstärkung aufweisenden Stufe 205· Die Verstärkung derVerstärkerstufe 205 beträgt etwa 26 dB. Ausgangssignale der feste Verstärkung aufweisenden Stufe 205 werden am Kollektor des Transistors251 erzeugt und über einen Kondensator 256 und einen Widerstand257 auf ein Tiefpassfilter 206 gekoppelt. Der Widerstand 257 und die niedrige Ausgangsimpedanz der Stufe 205 sind gewählt, umeine optimale Treibquellenimpedanz für das Tiefpassfilter 206 zu erzeugen. Aufgrund des Widerstandes 257 entsteht ein Verlust vonetwa 6 dB.The fixed reinforcement step 205 comprises a pairdirectly coupled, emitter-connected transistors 25O and 251 »which provide a signal feedback path from the collector electrodeof the transistor 251 via a capacitor 252 and a resistor 253 to the emitter electrode of the transistor 250.The signal feedback path stabilizes the gain of stage 205 over the usable band of the amplifier and creates onelow output impedance. A DC feedback path from theThe emitter electrode of the transistor 251 via a resistor 254 to the base electrode of the transistor 25O stabilizes the bias of thefixed gain level 205 · The gain of theAmplifier stage 205 is about 26 dB. Output signals of the fixed gain stage 205 are at the collector of the transistor251 generated and through a capacitor 256 and a resistor257 coupled to a low-pass filter 206. Resistor 257 and the low output impedance of stage 205 are chosen togenerate an optimal drive source impedance for the low pass filter 206. Due to the resistor 257 there is a loss ofabout 6 dB.
Der Vorverstärker 202, die variable Verstärkung aufweisenden Stufen203 und der feste Verstärkung aufweisende Verstärker 205 umfassen einige Kondensatoren, die zur Unterdrückung von Energieversorgungsrauschen eingefügt sind. Irgendeine ausgewählte Energieversorgungkann ausreichend rauschfrei sein, so daß diese Kondensatoren für die Arbeitsweise des Empfängerabschnitts 200 überflüssig werden.The preamplifier 202, the variable gain stages203 and the fixed gain amplifier 205 include some capacitors inserted for suppressing power supply noise. Any selected power supplymay be sufficiently noise-free that these capacitors are unnecessary for the operation of the receiver section 200.
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Das Tiefpassfilter 206 ist angeordnet, um ein Augenmuster für einenidealen Eingangsrechteckimpulsstrom zu optimieren. Das Filter 206 ist ausgelegt, um die Impulse so zu formen, daß für jeglichen brauchbarenoptischen Eingangsimpulsstrom und die tatsächliche Frequenzkennlinie der Verstärker 202 und 203 die Impulse die Form eines angehobenenCosinus oder irgendeine andere erwünschte Form für ein gutes Regeneratorverhalten haben. Der gefilterte Impulsstrom wird übereinen Kondensator 262, einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 263 und eine Leitung 208 auf die GIeichstrompegelwiedergewinnungs- undSpitzendetektorschaltung 210 gegeben. Ein weiteres Ausgangssignal desFilters 206 wird auf Leitung 207 erzeugt, um den Ausgangsimpulsstrom vom Empfänger auf die in Fig. 1 gezeigte Entscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung3OO zu koppeln. Das Leitungsende des Filtersbefindet sich in der Entscheidungs- und ZeitsteuerungsschaltungThe low pass filter 206 is arranged to provide an eye pattern for ato optimize the ideal input square wave pulse current. The filter 206 is designed to shape the pulses so that they are useful for any purposeoptical input pulse stream and the actual frequency characteristic of amplifiers 202 and 203 make the pulses take the form of a raisedCosine or any other desired shape for good regenerator behavior. The filtered pulse current is overa capacitor 262, a transistor 263 connected as an emitter follower and a line 208 to the DC level recovery andPeak detector circuit 210 given. Another output signal of theFilter 206 is generated on line 207 to feed the output pulse stream from the receiver to the arbitration and timing circuit shown in FIG3OO to pair. The end of the line of the filterresides in the arbitration and timing circuit
In der Schaltung 210 wird eine Gleichstromkomponente für das Signaldurch den einen Kondensator 270 und eine Diode 271 umfassenden Teilder Schaltung wiedergewonnen. Die Diode klemmt das Signal so, daß Impulse negativer Polarität weiterbefördert werden. Ein Paar Dioden272 und 273 überlagert den geklemmten Signalen eine feste Vorspannung, um einen Spannungsabfall über der Diode 271 zu überwinden und dasGleichstrompotential auf einen Wert etwas unterhalb Erdpotential zubringen.In circuit 210, a DC component is used for the signalby the part comprising a capacitor 270 and a diode 271recovered from the circuit. The diode clamps the signal so that pulses of negative polarity are passed on. A pair of diodes272 and 273 superimposed a fixed bias voltage on the clamped signals to overcome a voltage drop across diode 271 and thatDC potential to a value slightly below ground potentialbring.
Die Spitze der resultierenden Wellenform wird danach durch eine Spitzenwertdetektoranordnungbestimmt, die eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 276, ein Paar Widerstände 277 und 278 und einen Kondensator279 umfaßt. Durch die Diode 276 fließender Strom läßt auf demThe peak of the resulting waveform is then detected by a peak detector arrangementwhich is a forward biased diode 276, a pair of resistors 277 and 278, and a capacitor279 includes. Current flowing through diode 276 allows the
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Kondensator 279 eine Ladung zurück, die gegenüber Erde negativ ist.Das Ausgangssignal der Spitzenwertdetektorschaltung wird mit einerBezugsspannung verglichen, die durch die Quelle negativen Potentials281 und eine Widerstände 282, 283 und 284 umfassende Spannungsteilerschaltungbestimmt ist. Der Vergleich wird von einem Operationsverstärker 285 roit einem Rückkopplungswiderstand 290 und einem Widerstand284, welche die Verstärkung auf 40 dB einstellen, und einem Kondensator 291 zur Erzeugung von Stabilität durchgeführt. Der Operationsverstärkererzeugt auf seiner Ausgangsleitung 213 das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung, das als Punktion der Differenz-zwischen den festgestellten Signalspitzenwerten und der Bezugsspannung variiert. Das Signal automatischer Verstärkungssteuerungfällt auf ein negatives Potential von etwa 3 Volt ab, wenn die Intensitätdes einfallenden Lichtes auf einem Maximum ist, und steigt auf ein positives Potential von etwa 4 Volt an, wenn die Intensitätdes einfallenden Lichtes auf einem Minimum ist.Capacitor 279 returns a charge that is negative to ground.The output of the peak detector circuit is with aReference voltage compared to that by the source negative potential281 and a voltage divider circuit comprising resistors 282, 283 and 284is determined. The comparison is made by an operational amplifier 285 with a feedback resistor 290 and a resistor284, which set the gain to 40 dB, and a capacitor 291 to create stability. The operational amplifiergenerates the signal for automatic gain control on its output line 213, which is the puncture of the difference- varies between the detected signal peaks and the reference voltage. The automatic gain control signaldrops to a negative potential of about 3 volts when the intensityof incident light is at a maximum, and rises to a positive potential of about 4 volts when the intensityof incident light is at a minimum.
Ein Widerstand 294 und ein Kondensator 295 bestimmen die Grenzfrequenzder Rückkopplungsschleife. Vorzugsweise wird diese Grenzfrequenz auf etwa 0,25 Hz eingestellt.A resistor 294 and a capacitor 295 determine the cutoff frequencythe feedback loop. This cut-off frequency is preferably set to approximately 0.25 Hz.
Rauschen stellt einen begrenzenden Faktor beim Betrieb des vorliegendenRegenerators dar. Es gibt drei bedeutsame Arten von Rauschen, die beim Betrieb des Regenerators beteiligt sind. Thermisches Rauschenentsteht in der MOS-Verstärkerstufe. Schrotrauschen stammt vonder Poisson-Verteilung des Primärelektronenstroms in der Avalanche-Photodiode220. In der Photodiode tritt auch ein Übermaßmultipli-Noise is a limiting factor in the operation of the presentThere are three significant types of noise involved in the operation of the regenerator. Thermal noisearises in the MOS amplifier stage. Shot noise comes fromthe Poisson distribution of the primary electron current in the avalanche photodiode220. An excess multipli-
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kations- oder Übennaßverstärkungsrau3chen als Folge des Verstärkungsvorgangs auf. Der Betrag des Übermaßverstärkungsrauschens istbeträchtlich größer als das Schrotrauschen, ist eine zunehmende Funktion der Avalanche- (Lawinendurchbruch-)Verstärkung und hatkeine Gauss'sehe Amplitudenverteilung. Da das Übermaßverstärkungsrauschen verstärkungsabhängig ist, existiert ein optimaler Wert fürdie Avalanche-Verstärkung. Da das Rauschen keine Gauss'sehe Verteilung aufweist, wird eine neue Lösung für den Aufbau des Verstärkerabschnitts verwendet.cation or over-wet reinforcement noise as a result of the reinforcement process. The amount of excess gain noise isconsiderably larger than the shot noise, is an increasing function of avalanche (avalanche breakdown) gain and hasno Gaussian amplitude distribution. Since the excess gain noise is gain dependent, there is an optimal value forthe avalanche reinforcement. Since the noise does not have a Gaussian distribution, a new solution is used for the construction of the amplifier section.
Daβ vom Operationsverstärker 285a"f Leitung 213 abgegebene Signalzur automatischen Verstärkungssteuerung wird auf die variable Spannungsversorgung 213 gekoppelt, um die Größe der der Avalanche-Photodiode 220 zugeführten Vorspannung zu steuern. Diese sich änderndeVorspannung steuert die Verstärkung der Avalanche-Photodiode. Das Verstärkungssteuerungssignal vom Operationsverstärker 285 wird auchder variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 zur Steuerung derenVerstärkung zugeführt. Dieses Verstärkungssteuerungssignal bewirkt Änderungen der Verstärkung, um irgendwelche Schwankungen in der Amplitude der Ausgangsimpulse zu kompensieren, die auf Veränderungen deroptischen Eingangsimpulse, auf Altern der Vorrichtungen oder einer Änderung der Umgebungsbedingungen beruhen.Get noticed from the operational amplifier 285a "f line 213 output signal for the automatic gain control is coupled to the variable power supply 213 to the size of the avalanche photodiode to control 220 bias voltage applied. This changing bias voltage controls the gain of the avalanche photodiode. The gain control signal from operational amplifier 285 is also fed to the variable gain stage 203 for controlling its gain Environmental conditions.
Wie zuvor erwähnt, kann die Größe des Signals zur automatischen Ve.rstärkungssteuerung weitläufig variieren. Verschiedene Bereiche desVerstärkungssteuerungssignals beeinflussen verschiedene der erwähnten Stufen mit variabler Verstärkung.As mentioned earlier, the size of the automatic gain control signal can vary widely. Different areas of theGain control signals affect several of the mentioned variable gain stages.
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Wenn sich die optischen Eingangsimpulse auf einem hohen '.7ert befinden,wird die von der variablen Spannungsversorgung 215 erfolgte Vorspannung auf einem Minimalwert von etwa 15O Volt gehalten, so daß die Avalanche-Photodiode220 in der Nähe ihrer minimalen Verstärkung von etwa 12 dB arbeitet. Gleichzeitig wird die Feldeffekttransistorstufe bei ihrerminimalen Verstärkung von etwa -I4 dB betrieben. Die emittergekoppeltenStufen in der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 werden je mit minimaler Verstärkung von etwa 3 dB betrieben.When the input optical pulses are at a high '.7ert,the bias applied by the variable voltage supply 215 is maintained at a minimum value of about 150 volts, so that the avalanche photodiode220 operates near its minimum gain of around 12 dB. At the same time, the field effect transistor stage is at theirminimum gain of about -I4 dB. The emitter-coupledStages in the variable gain stage 203 are each operated with a minimum gain of about 3 dB.
In der variable Verstärkung aufweisenden Stufe 203 sind die emittergekoppeltenPaare die ersten Stufen, die auf irgendeine Verringerung des Pegels der optischen Eingangsimpulse reagieren. Eine solche Verringerungdes Pegels der optischen Eingangsimpulse bewirkt, daß das Verstärkungsteuerungssignal auf Leitung 213 das Potential an denBasiselektroden der Transistoren 239 und 244 vom Minimum von -3 Voltanhebt. Auf diese Änderung des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 hin liefern die Transistoren 239 und 244mehr Strom an die emittergekoppelten Paare. Infolgedessen wird dasr der Transistoren 235» 236, 240 und 24I reduziert, und deren Ver-Stärkungwird in einem ersten Bereich des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung erhöht, bis ein minimales r auftritt. Das Sig-In the variable gain stage 203, the emitter-coupledPairs the first stages which are responsive to any decrease in the level of the input optical pulses. Such a reductionof the level of the input optical pulses causes the gain control signal on line 213 to raise the potential to theBase electrodes of transistors 239 and 244 from the minimum of -3 voltsraises. In response to this change in the automatic gain control signal on line 213, transistors 239 and 244 delivermore current to the emitter-coupled pairs. As a result, that willr of transistors 235 »236, 240 and 24I reduced, and their gainis increased in a first region of the automatic gain control signal until a minimum r occurs. The Sig-
nal zur automatischen Verstärkungssteuerung hat keine Wirkung mehrauf die emittergekoppelten Paare, wenn das Steuersignal ausreichend ansteigt, um die Dioden 246 und 247 in Sperrrichtung vorzuspannen.nal for automatic gain control no longer has any effecton the emitter-coupled pairs when the control signal rises enough to reverse bias diodes 246 and 247.
Wenn das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung mehr und mehrin positive Richtung ausschlägt, erhöht es auch die Verstärkung derWhen the signal to automatic gain control more and moreIf it swings in a positive direction, it also increases the amplification of the
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MOS-Vorrichtung 231· Der positive Ausschlag des der Vorrichtung 231zugeführten Verstärkungssteuerungssignals wird durch die Begrenzungsdiode 233auf einen Diodenabfall oberhalb Erdpotential begrenzt. Aufgrundder Anordnung der zweiten Gate-Elektrode der MOS-Vorrichtung 231 und der Begrenzungsdiode 233 erhöht sich die Verstärkung der liOS-Vorrichtung,wenn das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 beim Durchlaufen eines zweiten Bereichs erhöht wird.MOS device 231 · The positive swing of the device 231 is supplied to the gain control signal by limitingau diode 233 f one diode drop above ground potential limited. Due to the arrangement of the second gate electrode of the MOS device 231 and the limiting diode 233, the gain of the IOS device increases when the signal for automatic gain control on line 213 is increased when it passes through a second region.
Zusätzlich beeinflußt das Signal zur automatischen Verstärkungssteuerungdie variable Spannungsversorgung 215· ^enn sich das Steuersignalauf einem niedrigen negativen Potential befindet, leitet ein pnp-Transistor 296, der in Emitterschaltung angeordnet ist, einen stark überbrückendenStrom von einem Paar Zenerdioden 297 und 298 in der Spannungsversorgung215 weg. Zu einer solchen Zeit wird die Ausgangsspannungder Versorgung 215 auf einer Kinimalspannung von etwa 150 Voltgehalten, die durch eine weitere Zenerdiode 299 bestimmt ist. Nachdem das Verstärkungssteuersignal auf etwa 1,5 Volt positiv gegenüber Erdeangestiegen ist, leitet der Transistor 296 weniger und weniger. Wennder Transistor ausgeschaltet wird, leiten die Zenerdioden 297 und 298mehr und mehr Strom. Die Hochspannung wird graduell vom Minimalwert von etwa 15O Volt bis zu einem Maximalwert von etwa 425 Volt erhöht,was bewirkt, daß die Verstärkung der Avalanche-Photodiode 220 von 12 dB auf 40 dB ansteigt. Die Zenerdioden 297, 298 und 299 stellensicher, daß die Sperrvorspannung niemals die maximal zulässige Vorspannung der Photodiode 220 übersteigt. Die dritte Zenerdiode 299 inder Hochspannungsversorgung ist vorgesehen, um sicherzustellen, daß die Ausgangshochspannung niemals unter das gewünschte Minimum vonIn addition, the signal affects the automatic gain controlthe variable voltage supply 215 if the control signalis at a low negative potential, conducts a pnp transistor 296, which is arranged in the emitter circuit, a strongly bridgingCurrent from a pair of zener diodes 297 and 298 in the power supply215 away. At such a time, the output voltage becomesof the supply 215 at a minimum voltage of about 150 voltsheld, which is determined by a further Zener diode 299. After the gain control signal is about 1.5 volts positive to groundhas risen, transistor 296 conducts less and less. ifthe transistor is turned off, the Zener diodes 297 and 298 conductmore and more electricity. The high voltage is gradually increased from the minimum value of about 150 volts to a maximum value of about 425 volts,which causes the gain of the avalanche photodiode 220 to increase from 12 dB to 40 dB. Set the Zener diodes 297, 298 and 299ensure that the reverse bias never exceeds the maximum allowable bias of the photodiode 220. The third zener diode 299 inThe high voltage supply is provided to ensure that the high voltage output is never below the desired minimum of
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150 Volt abfällt, die minimale Vorspannung, um die Photodiode 220 zubetreiben.150 volts drops, the minimum bias voltage to set the photodiode 220 tooperate.
Ee ist vorteilhaft, sowohl die Avalanche-Verstärkung als auch dieelektrische Verstärkung in einer Mehrfachbereich-Steuerschleife zu steuern. Durch diese Mehrfachbereich-Verstärkungssteuerschleife wirddie Avalanche-Verstärkung auf ihrer vergleichsweise rauschfreien Niederverstärkung gehalten, wenn optische Eingangsimpulse mit mittlererbis hoher Intensität empfangen werden. Die Verstärkung der MOS-Vorrichtung wird ebenfalls auf ihrer relativ rauschfreien Niederverstärkunggehalten, wenn optische Eingangsimpulse hoher Intensität empfangen werden. Nur die emittergekoppelten Paare, die eine unzureichendeVerstärkung haben, um am Ausgang Rauschen zu erzeugen, werden in ihrer Verstärkung eingestellt, um Intensitätsänderungen deroptischen Eingangssignale im hohen Bereich zu kompensieren. Durch Aufteilen der Verstärkungssteuerung auf verschiedene variable Verstärkungaufweisende Vorrichtungen, zu dem Zweck, Bereiche des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung auf Leitung 213 zu unterteilen,wird die Schleifenstabilität aufrecht erhalten, während ein besseres Rauschverhalten erzielt wird.Ee is beneficial to both the avalanche enhancement and thecontrol electrical gain in a multi-range control loop. Through this multi-range gain control loop,the avalanche gain is kept at its comparatively noise-free low gain when optical input pulses with mediumuntil high intensity can be received. The gain of the MOS device is also based on its relatively noise-free low gainheld when high intensity optical input pulses are received. Only the emitter-coupled pairs that have an inadequateGain to generate noise at the output, are adjusted in their gain in order to change the intensity of theto compensate for optical input signals in the high range. By dividing the gain control into different variable gainhaving devices for the purpose of dividing areas of the signal for automatic gain control on line 213,loop stability is maintained while better noise performance is achieved.
In Fig. 3 ist die Sntscheidungs- und Zeitsteuerungsschaltung 300 gezeigt,die eine phasen- und frequenzsynchronisierte Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung303 und eine Entscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung3O6 umfaßt. Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung3^3 empfängt den auf Leitung 207 auftretenden Datenimpulsstromund erzeugt auf ihrer Ausgangsleitung 3<H ein geringes ZitternIn Fig. 3 the decision and timing circuit 300 is shown,the one phase and frequency synchronized timing recovery circuit303 and an arbitration and timing rescheduling circuit3O6 includes. The timing recovery circuit3 ^ 3 receives the data pulse stream appearing on line 207and produces a slight tremor on its output line 3 <H
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aufweisendes periodisches Zeitsteuerungssignal. Dieses Zeitsteuerungssignal bildet eine Taktimpulsfolge, die mit dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert ist. Sie Entscheidungs- undZeitneusteuerungsschaltung 306 erzeugt auf Leitung 302 einen regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom, der mit dem eintreffenden optischen Impulsstrom synchronisiert ist. Die Impulse weisen gut definierte Hoch- und Niedrig-Zustände auf, niedriges Zeitsteuerungszittern und eine geringe Fehlerrate.having periodic timing signal. This timing signal forms a clock pulse train which is synchronized with the incoming optical data pulse stream. You decision making andTiming circuit 306 generates a regenerated electrical data pulse stream on line 302 that is synchronized with the incoming optical pulse stream. The pulses have well-defined high and low states, low timing jitter, and a low error rate.
Sie Basisbanddatensignale auf Leitung 207 enthalten Information, welche die Bitfolgefrequenz und die Phase des optischen Impulsstromskennzeichnet. Die Kennzeichnungsmerkmale der Bitfolgefrequenz und der Phase sind zusammen mit ihrer statistischen Änderung beschrieben vonW. R. Bennett in Bell System Technical Journal, Vol. 37» No. 6, November 1958 (Seiten 15OI bis 1542). Eine Baud-Extrahiervorrichtung310 umfaßt ein Hochpassfilter mit nicht linearer Kennlinie, mit demaus dem Datenimpulsstrom auf Leitung 207 sowohl Frequenz- als auch Phaseninformation des Datenimpulsstroms extrahiert wird.The baseband data signals on line 207 contain information indicating the bit rate and phase of the optical pulse streamindicates. The characteristics of the bit rate and the phase are described together with their statistical change byW. R. Bennett in Bell System Technical Journal, Vol. 37 »No. Nov. 6, 1958 (pp.15OI-1542). A baud extractor310 comprises a high-pass filter with a non-linear characteristic with whichfrom the data pulse stream on line 207, both frequency and phase information of the data pulse stream is extracted.
Die Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung 303 umfaßt in einer frequenzsynchronisierten Schleife eine Frequenzdifferenzdetektoranordnung 311 für die Erzeugung von Fehlersignalen, um jegliche Differenzzwischen dem Baud des Datenimpulsstroms auf Leitung 207 und der Frequenz eines gesteuerten Oszillators 316 zu reduzieren, ausgenommen,wenn die Amplitude des Baud-Komponentensignals auf Leitung 314 untereinen vorbestimmten Wert fällt. In der Frequenzdifferenzdetektoranordnung 311 befindet sich ein erster und ein zweiter Zweig, die je einenThe timing recovery circuit 303 comprises in a frequency locked loop a frequency difference detector arrangement 311 for generating error signals to detect any differencebetween the baud of the data pulse stream on line 207 and the frequency of a controlled oscillator 316, except,when the amplitude of the component baud signal on line 314 drops belowfalls a predetermined value. In the frequency difference detector arrangement 311 there is a first and a second branch, each one
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von einem Paar Multipliziervorrichtungen 312 und 313 umfassen, dieangeordnet sind, um das extrahierte Baud-Komponentensignal auf denLeitungen 314 mit periodischen Signalen zu multiplizieren, die vomgesteuerten Oszillator 316 erzeugt werden.of a pair of multipliers 312 and 313 whichare arranged to transfer the extracted baud component signal to theTo multiply lines 314 by periodic signals from thecontrolled oscillator 316 are generated.
Beim gesteuerten Oszillator 316 handelt es sich um eine einstellbareFrequenzquelle, welche die Frequenz ihrer Ausgangssignale auf LeitungThe controlled oscillator 316 is an adjustable oneFrequency source showing the frequency of your output signals on line
317 in Abhängigkeit von Steuersignalen ändert, die über eine Leitung317 changes depending on control signals transmitted via a line
318 zugeführt werden. Ein Phasenschieber 320 empfängt die Ausgangssignalevon gesteuerten Oszillator 316 und erzeugt auf Leitungen 521und 322 Ausgangssignale mit derselben Frequenz, wie sie der gesteuerteOszillator aufweist, jedoch mit Phasen, die sich voneinander unterscheiden. Durch Multiplizieren der beiden unterschiedliche Phase aufweisendenKomponenten der periodischen Signale vom gesteuerten Oszillator 316 n>it dem extrahierten Baud-Komponentensignal auf den Leitungen314 werden auf den Leitungen 323 und 324 in den beiden Zweigen periodischeWellen erzeugt, die sowohl Frequenzsummen- als auch Frequenzdifferenzkomponentensignaleumfassen.318 are supplied. A phase shifter 320 receives the output signalsfrom controlled oscillator 316 and generated on lines 521and 322 output signals at the same frequency as the controlled oneHas oscillator, but with phases that are different from each other. By multiplying the two having different phasesComponents of the periodic signals from controlled oscillator 316 n> it the extracted component baud signal on the lines314 become periodic on lines 323 and 324 in the two branchesGenerates waves that have both frequency sum and frequency difference component signalsinclude.
Die Summenfrequenzkomponenten werden durch Tiefpass-Serienfilter 327und 328 ausgefiltert. Die Frequenzdifferenzkomponenten werden von denFiltern 327 und 328 zu Komparatoren 330, 331 durchgelassen. Jeder derKomparatoren quantisiert die Frequenzdifferenzsignale.The sum frequency components are filtered through low pass series filters 327and 328 filtered out. The frequency difference components are from theFilters 327 and 328 passed to comparators 330, 331. Everyone whoComparators quantize the frequency difference signals.
Ein nicht idealer Differentiator 332 erzeugt für jeden Übergang inder Wellenform vom Komparator 330 einen Ausgangsimpuls. Die Ausgangsimpulsfolgefrequenzdes Differentiators ist direkt proportional zurA non-ideal differentiator 332 generates in for each transitionthe waveform from the comparator 330 has an output pulse. The output pulse repetition rateof the differentiator is directly proportional to
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Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf denLeitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuerten Oszillatorsauf Leitung 321, ausgenommen die Amplitude der Baud-Komponentefällt unter den Wert, der erforderlich ist zur Erzeugung eines Schwebungssignals,das genügend groß ist, um den Ausgangswert des Komparators zu ändern.Frequency difference between the baud component of the signal on theLines 314 and the frequency of the controlled oscillator signalon line 321, excluding the amplitude of the baud componentfalls below the value required to generate a beat signal,which is large enough to change the output value of the comparator.
Die Ausgangssignale von Differentiator 332 und Komparator 331 werdenmiteinander in einer Multipliziervorrichtung 533 multipliziert, diean einem Knoten F eine Reihe Impulse konstanter Polarität erzeugt. Diese Impulse treten mit einer Folgefrequenz auf, die direkt proportionalzur Frequenzdifferenz zwischen der Baud-Komponente des Signals auf den Leitungen 314 und der Frequenz des Signals des gesteuertenOszillators auf Leitung 317 ist. Die Polarität der Ausgangssteuersignalehängt vom Vorzeichen dieser Frequenzdifferenz ab.The output signals from differentiator 332 and comparator 331 becomemultiplied with each other in a multiplier 533, thegenerates a series of pulses of constant polarity at a node F. These pulses occur with a repetition rate that is directly proportionalthe frequency difference between the baud component of the signal on lines 314 and the frequency of the signal being controlledOscillator on line 317 is. The polarity of the output control signalsdepends on the sign of this frequency difference.
Die frequenzsynchronisierte Schleife umfaßt einen dritten Zweig, inwelchem das Ausgangssignal der Multipliziervorrichtung 333 über eine Serienschaltung mit einem Filter 334» einer Summierschaltung 336,einem Schleifenfilter 337 und der Leitung 318 zum gesteuerten Oszillator316 geführt wird. Die Polarität der Steuerimpulse am Knoten F istdermaßen, daß sie eine Verringerung der Frequenzdifferenz bewirken.The frequency-locked loop comprises a third branch, inwhich the output signal of the multiplier 333 via a series circuit with a filter 334 »a summing circuit 336,a loop filter 337 and line 318 to the controlled oscillator316 is performed. The polarity of the control pulses at node F isto such an extent that they cause a reduction in the frequency difference.
Die phasensynchronisierte Schleife ist eine Serienschaltung, die eineMultipliziervorrichtung 340 umfaßt, die über ein Tiefpassfilter 342mit einem zweiten Eingang der Summierschaltung 336 gekoppelt ist. Sieist ferner über das Schleifenfilter 337» den gesteuerten Oszillator 316,The phase locked loop is a series circuit, the oneMultiplier 340 comprises, which via a low-pass filter 342is coupled to a second input of summing circuit 336. sheis also via the loop filter 337 »the controlled oscillator 316,
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den Phasenschieber 320 und eine Leitung 345 mit einem zweiten Eingangder Multipliziervorrichtung 340 verbunden. In der Summierschaltung 33&wird eine Steuerkomponente, welche die von der Multipliziervorrichtung 340 und dem Filter 342 erzeugten Phasenfehlersignale umfaßt, mit derImpulsserie von der Multipliziervorrichtung 333 kombiniert.the phase shifter 320 and a line 345 with a second inputthe multiplier 340 connected. In the summing circuit 33 &a control component comprising the phase error signals generated by multiplier 340 and filter 342 is used with thePulse series from multiplier 333 combined.
Eine Phasensynchronisation wird durch die phasensynchronisierte Schleifeerreicht, wenn die Frequenzdifferenz in den Kitziehbereich der phasensynchronisiertenSchleife fällt. Wenn die Phase des Oszillators 316mit der Phase des optischen Eingangsimpulsstroms ausgerichtet ist, erlauben die Impulse am Knoten F dem Steuersignal auf der vom Tiefpassfilter337 kommenden Leitung 318 nicht mehr, eine Funktion lediglichder sich langsam ändernden Phasenfehlerspannung am Knoten G zu sein.Die Amplitude der Phasenfehlerspannung nimmt ab, bie sie ein kleinesRauschsignal in der Nähe von null erreicht, wenn die Phasen vollständig zueinander ausgerichtet sind.Phase synchronization is achieved by the phase-locked loopreached when the frequency difference is in the kinky range of the phase-lockedLoop falls. When the phase of the oscillator 316is aligned with the phase of the input optical pulse stream, the pulses at node F allow the control signal on that from the low pass filter337 coming line 318 no longer, just a functionthe slowly changing phase error voltage at node G.The amplitude of the phase error voltage decreases if it is a littleNoise signal reached near zero when the phases are fully aligned.
Die frequenzsynchronisierte Schleife etellt ohne Rücksicht auf dieBandbreite der phasensynchronisierten Schleife (PLL-Schaltung) einenweiten Mitziehbereich sicher, da die frequenzsynchronisierte Schleife den Steuerimpulsstrom am Knoten F in Abhängigkeit von der Frequenzdifferenzerzeugt, wenn immer die Phasen nicht synchron sind. In Abhängigkeit von dem vom Steuerimpulsstrom abgeleiteten Signal wird dieFrequenz des Oszillators3"\6in Richtung zum Baud des optischen Eingangsimpulsstromsgezogen.The frequency-synchronized loop ensures a wide pull-in range regardless of the bandwidth of the phase-synchronized loop (PLL circuit), since the frequency-synchronized loop generates the control pulse stream at node F as a function of the frequency difference, whenever the phases are always out of sync. Depending on the signal derived from the control pulse stream, the frequency of the oscillator3 "\ 6 is pulled in the direction of the baud of the optical input pulse stream.
Der Taktimpulsstrom auf der vom Oszillator 316 kommenden Leitung 3O4The clock pulse current on line 3O4 from oscillator 316
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und der Datenimpulsstrom auf Leitung 207 werden gleichlaufend auf dieEntscheidungs- und Zeitneusteuerungsschaltung 306 gegeben. In der Entseheidungs-und Zeitsteuerungsschaltung tastet ein Komparator 350 dieDatenimpulse dadurch ab» daß diese mit einer Bezugswertspannung V-and the data pulse stream on line 207 are concurrently on theArbitration and timing rescheduling circuit 306 is given. In the decision-makingand timing circuitry a comparator 350 samplesData pulses from the fact that they are connected to a reference value voltage V-
▼erglichen werden, um für jeden Eingangsdatenimpuls zu entscheiden,ob es sich bei ihm um eine "1" oder eine "0" handelt. Da die Übergängeder Datenimpulse auf Leitung 207 in ihrem zeitlichen Auftreten etwas unregelmäßig sind, handelt es sich bei dem Ausgangssignal desKomparators 350 um ein Signal, das bezüglich seines Pegels genaudefiniert ist, jedoch nicht bezüglich seiner Zeitsteuerung. Dieses Ausgangssignal wird erneut abgetastet, indem es einem Eingang D einesMaster-Slave-Flipflops 352 zur Zeitneusteuerung und Neuformung zugeführtwird.▼ be compared in order to decide for each input data pulsewhether it is a "1" or a "0". Because the transitionsof the data pulses on line 207 are somewhat irregular in their timing, it is the output signal of theComparator 350 to provide a signal that is accurate in terms of its levelis defined, but not with regard to its timing. This output signal is sampled again by adding an input D to aMaster-slave flip-flops 352 are supplied for timing and reshapingwill.
Die Taktimpulsfolge auf der von der Zeitsteuerungsschaltung 303 kommendenLeitung 304 treibt das Master-Slave-Flipflop 352, um auf Leitung302 den Datenimpulsstroo als einen Strom gut geformter elektrischerDatenimpulse mit nahezu konstanter Amplitude und feststehender Zeitsteuerung der Übergänge zu regenerieren. Dieser elektrische Ausgangsimpulsstromist mit dem eintreffenden optischen Datenimpulsstrom synchronisiert und er repräsentiert diesen.The clock pulse train on the coming from the timing circuit 303Line 304 drives the master-slave flip-flop 352 to be on line302 the data pulse stream as a stream of well-formed electricalRegenerate data pulses with almost constant amplitude and fixed timing of the transitions. This electrical output pulse currentis synchronized with the incoming optical data pulse stream and represents this.
In Fig. 4 ist eine schematische Darstellung des optischen Senderabschnitts400 gezeigt, der den regenerierten elektrischen Datenimpulsstromauf Leitung 302 empfängt und auf einer Glasfaser 402 einen regenerierten optischen Impulsstrom erzeugt, der den optischen Eingangsimpulsstromrepräsentiert. Der regenerierte elektrische Datenimpuls-4 is a schematic representation of the optical transmitter section400 showing the regenerated electrical data pulse streamon line 302 and generates a regenerated optical pulse stream on optical fiber 402 which is the input optical pulse streamrepresents. The regenerated electrical data pulse
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strom auf Leitung 302 wird zunächst auf einen Inverter 4OI gegeben,um für jeden elektrischen Eingangsimpuls einen Impuls negativer Polarität zu erzeugen. Der regenerierte optische Datenimpulsstrom wirdvon einer AlGaAs-Doppelheterostruktur-Injektionslaserdiode 410 mitStreifengeometrie erzeugt, die an den Kollektorausgang eines Treibtransistors 411 eines Transistoren 4II und 412 umfassenden emittergekoppeltenPaares angeschlossen ist. Die Kennlinie der Laserdiode 410, welche die Ausgangsenergie als Funktion des Treibstroms darstellt,umfaßt ein Knie, das einen Schwellenwert in der Kennlinie bewirkt. Dieser Schwellenwert ändert sich bei Änderungen der Temperatur desLasers und als Folge von Alterung.current on line 302 is first given to an inverter 4OI,to generate a negative polarity pulse for each electrical input pulse. The regenerated optical data pulse stream becomesfrom an AlGaAs double heterostructure injection laser diode 410 withStripe geometry generated, the emitter-coupled to the collector output of a drive transistor 411 of a transistor 4II and 412 comprisingPair is connected. The characteristic curve of the laser diode 410, which represents the output energy as a function of the driving current,includes a knee that causes a threshold value in the characteristic. This threshold value changes with changes in the temperature of theLasers and as a result of aging.
Der regenerierte elektrische Impulsstrom auf Leitung 302 wird auf denBasiseingang des Transistors 412 gegeben, während am Basiseingang desTransistors 4II eine Bezugs spannung V.. liegt. Die Laserdiode 410 wirdin Abhängigkeit vom Wert der Impulse, die dem Transistor 412 über dieLeitung 302 zugeführt werden, "EIN" und "AUS" geschaltet und erzeugt den optischen Ausgangsimpulsstrom 402, der den optischen Eingangsimpulsstromrepräsentiert.The regenerated pulsed electrical current on line 302 is applied to theBase input of transistor 412 given, while the base input of theTransistor 4II is a reference voltage V ... The laser diode 410 willdepending on the value of the pulses transmitted to transistor 412 via theLine 302 is switched "ON" and "OFF" and generates the optical output pulse stream 402, which is the optical input pulse streamrepresents.
Da die Laserdiode 410 eine eine Schwellenwertspannung umfassendeCharakteristik aufweist, ist es erwünscht, den Laser mit einem Vorspannstromzu betreiben, der über eine Leitung 403 zugeführt wird undeinen Wert aufweist, der etwas kleiner als der Wert des Schwellenwertstromsist. Jeder Impuls negativer Polarität vom Inverter 401 bewirkt,daß der durch den Transistor 4II und die Leitung 403 geleitete Gesamtstromden Schwellenwert des Lasers übersteigt, was bewirkt, daß derSince the laser diode 410 includes a threshold voltageHaving characteristic, it is desirable to bias the laser with a bias currentto operate, which is fed via a line 403 andhas a value slightly smaller than the value of the threshold currentis. Each negative polarity pulse from inverter 401 causesthat the total current conducted through transistor 4II and line 403exceeds the threshold of the laser causing the
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Laser einen wesentlichen optischen Impuls aussendet. Jedes Signal niedrigen Pegels vom Inverter 401 bewirkt, daß der Transistor 411sperrt und der Laser mit dem Vorspannstrom auf der Leitung 4O3 betriebenwird. Dieser Strom liegt unterhalb des Schwellenwertes, was ein sehr niedriges optisches Ausgangssignal vom Laser 410 bewirkt.Laser emits a substantial optical pulse. Any low level signal from inverter 401 causes transistor 411blocks and the laser is operated with the bias current on line 4O3will. This current is below the threshold, causing a very low optical output from laser 410.
Bas optische Ausgangssignal auf der Glasfaser 402 wird von einerStirnfläche der Laserdiode 410 erzeugt. Das Muster der optischenImpulse vom Laser kann gegen Temperaturschwankungen und Altern dadurch stabilisiert werden, daß der Vorspannstrom automatisch eingestelltwird, um eine konstante Lichtimpulsenergie aufrecht zu erhalten.The output optical signal on fiber 402 is from aEnd face of the laser diode 410 generated. The pattern of the opticalPulses from the laser can be stabilized against temperature fluctuations and aging by automatically adjusting the bias currentto maintain a constant light pulse energy.
Solche Einstellungen werden mit einer Rückkopplungsschaltungsanordnungdurchgeführt, die ein Steuersignal von der optischen Impulsenergie ableitet, die vom rückwärtigen Spiegel der Laserdiode 410 emittiert undTon einer langsamen Photodiode 413 festgestellt wird, welche die Ausgangsimpulsenicht auflösen können soll. Das Ausgangssignal der Photodiode413 ist proportional zum Laserspitzenwertausgangssignal, gemitteltüber die Zeitkonstante der Photodiode. In der Photodiode 413 erzeugterStrom wird auf einen Eingang eines hochverstärkenden Differenzverstärkers 414 gegeben. Ein zweites Eingangssignal für den Differenzverstärker414 wird voa regenerierten elektrischen Datenimpulsstrom auf derLeitung 302 abgeleitet.Such adjustments are made with feedback circuitrywhich derives a control signal from the optical pulse energy emitted from the rear mirror of the laser diode 410 andSound of a slow photodiode 413 is detected, which is the output pulseshould not be able to dissolve. The output of the photodiode413 is proportional to the laser peak output signal, averagedvia the time constant of the photodiode. Generated in the photodiode 413Current is applied to one input of a high gain differential amplifier 414. A second input signal for the differential amplifier414 is regenerated electrical data pulse stream on theLine 302 diverted.
Der Eingangsdatenimpulsstrom vom Inverter 401 wird auf einen Basiseingangeines Transistors 416 in einem emittergekoppelten Komparator mitden Transistoren 416 und 417 gegeben. Ein Bezugsspannungswert νγ wirdThe input data pulse stream from inverter 401 is applied to a base input of transistor 416 in an emitter-coupled comparator comprising transistors 416 and 417. A reference voltage value νγ becomes
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auf einen Basiseingang des Transistors 417 gegeben, und die vom Kollektordes Transistors 417 abgenommenen Ausgangssignale werden auf denzweiten Eingang des Differenzverstärkers 414 als Bezugsspannung gekoppelt.given to a base input of transistor 417, and from the collectorof the transistor 417 picked up output signals are applied to thesecond input of the differential amplifier 414 coupled as a reference voltage.
Die Eingänge des Differenzverstärkers 414 sind über identische Tiefpassfilter418 und 419 gekoppelt, um die Signalspitzenwerte übermehrere Impulse zu mitteln. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers414 ist ein Steuersignal, das sich als Punktion der Differenzzwischen dem vom optischen Ausgangssignal abgeleiteten Rückkopplungssignal und dem vom regenerierten elektrischen Impulsstrom auf Leitung502 abgeleiteten Signal ändert.The inputs of the differential amplifier 414 are through identical low pass filters418 and 419 are coupled to show the signal peaks aboveto average several impulses. The output signal of the differential amplifier414 is a control signal that appears as a puncture of the differencebetween the feedback signal derived from the optical output signal and the regenerated electrical pulse current on line502 derived signal changes.
Ausgangssignale vom Differenzverstärker 414 werden über einen Verstärker422 auf die Lasertreibleitung 425 gekoppelt. Das Rückkopplungssteuersignal bewirkt, daß der Differenzverstärker 414 und der Verstärker422 auf der Leitung 403 einen Vorspannstrom erzeugen, der durch dieLaserdiode 410 geleitet wird. Die Größe des Vorspannstroms wird mit Hilfe eines Potentiometers 430 und eines Widerstandes 431 so eingestellt,daß die Laserdiode 410 etwas unterhalb ihres Schwellenwertesbetrieben wird, wenn über die Leitung 302 keine Impulse zugeführt werden.Jegliche Schwankung des optischen Laserausgangssignals aufgrundeiner Temperaturänderung oder aufgrund Alterns des Bauelementes bewirkt eine entsprechende Änderung des durch die Photodiode 413 geleitetenStroms. Infolge dieser Stromänderung erzeugen der hochverstärkendeDifferenzverstärker 414 und der Verstärker 422 eine kompensierendeÄnderung des Vorspannstroms. Der Vorspannstrom wird folglichOutput signals from differential amplifier 414 are passed through an amplifier422 coupled to the laser drive line 425. The feedback control signal causes differential amplifier 414 and amplifier422 generate a bias current on line 403 which is passed through theLaser diode 410 is conducted. The magnitude of the bias current is set with the aid of a potentiometer 430 and a resistor 431 so thatthat the laser diode 410 is slightly below its threshold valueis operated when no pulses are supplied via line 302.Any variation in the laser optical output signal due toa change in temperature or due to aging of the component causes a corresponding change in the value conducted by the photodiode 413Current. As a result of this change in current, the high-gainDifferential amplifier 414 and amplifier 422 a compensatingChange in bias current. The bias current becomes consequently
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kompensiert, um einen konstanten optischen Äusgangsimpulswert von derLaserdiode 410 aufrecht zu halten.compensated to provide a constant output optical pulse value from theKeep laser diode 410 upright.
Der Eingangsimpulsstrom, welcher der Torspannsteuerschaltung mit Hilfeder Transistoren 416 und 417 zugeführt wird, erzeugt einen variablenBezugswert, welcher dem Differenzverstärker 414 zum Einstellen desTorspannstroms entsprechend den Änderungen des Eingangsimpulsstroms zugeführt wird. Dieser variable Bezugswert erhält den konstanten optischen Ausgangsimpulspegel ebenfalls aufrecht. Indem der Torspanndifferenzverstärker 414 auf das vom Eingangsimpulsstrom abgeleiteteSignal Bezug nimmt, wird die Betriebslebensdauer der Laserdiode verlängert über diejenige einer Anordnung, bei der dem Differenzverstärker 414 ein konstanter Bezugswert zugeführt wird. Sin solcherkonstanter Bezugswert hat zur Folge, daß der Torspannstrom ansteigt, wenn eine lange Serie von Nullen im Eingangsimpulsstrom auftritt.Eine nachfolgende "1n oder eine nachfolgende Reihe von "1en" kann ander Laserdiode eine irreparable Beschädigung verursachen.The input pulse current, which is supplied to the gate voltage control circuit by means of the transistors 416 and 417, generates a variable reference value which is supplied to the differential amplifier 414 for adjusting the gate voltage current in accordance with the changes in the input pulse current. This variable reference value also maintains the constant optical output pulse level. By referring to the signal derived from the input pulse stream, the gate differential amplifier 414 extends the service life of the laser diode beyond that of an arrangement in which the differential amplifier 414 is supplied with a constant reference value. Sin such a constant reference value has the consequence that the gate bias current increases when a long series of zeros occurs in the input pulse current. A subsequent "1n" or a subsequent series of "1's" can cause irreparable damage to the laser diode.
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