背景技术
调制信号是用来改变载波信号某一参数的信号，正交相移键控QPSK信号是调制信号中的一种，用于将载波的相位按基带信号进行改变，其包括一对正交的二进制相移键控BPSK信号。QPSK信号的数据传输率是BPSK信号的2倍，可同时传输2位信息。若设BPSK调制方式的传输基带信号为a(t)，则QPSK调制方式的传输基带信号可设为a(t)和c(t)。发送端用基带信号a(t)及c(t)对正交的载波进行QPSK调制形成QPSK信号，将数字基带信号变成频带信号在空间传输，接收端把QPSK信号解调恢复基带信号a(t)和c(t)，QPSK调制方式常被应用于高速通信数传系统。
QPSK信号的常规解调通常采用自动频率控制AFC及“四相Costas环”，需要在接收端提取出与发送端信号相同频率和相同相位的本地载波，然后将本地载波与接收的信号相乘。发送端与接收端因相对运动，使得接收端接收到的信号与其本地载波存在多普勒频移和时延，两信号之间的频率偏差导致了相位偏差，最终体现在本地载波与接收的信号之间存在相位偏差φ，该相位偏差值可正可负。
在数据通信时，当φ≠0引起信噪比下降，从而加大误码率，因此需要本地载波与接收的信号达到同频同相，即载波同步。为减小甚至消除频差以达到同频目的，采用自动频率控制AFC调整本地载波的频率并进行频率捕获，使本地载波的频率对准接收信号的频率，若采用叉积AFC或扫频的方式，会使频率的捕获时间长达毫秒以上；为减小相差以达到同相目的，采用同向正交环即Costas环对本地载波进行相位跟踪，Costas环包含锁相环，属于负反馈环路，达到载波的同步需要一定的建立时间，建立时间越长则同步的保持时间越长，由于瞬时噪声容易造成锁相环失锁，在失锁后需要重新建立频率捕获，再锁定进行载波跟踪。
在数据通信时，先由AFC电路调整本地载波的频率进行载波捕获，接着采用Costas环调整本地载波的相位进行载波跟踪，当相位差φ＝0或φ处于很小范围内时，可达到载波的同步。在载波同步的情况下，将本地载波与接收信号相乘，经滤波等操作得到基带信号。该方法存在以下不足：
1.达到载波同步的时间长且易失锁。
由于该方法的自动频率控制AFC一般采用叉积AFC或扫频的方式，频率的捕获时间长达毫秒以上，相位跟踪采用Costas环，Costas环包含锁相环属于负反馈环路，达到载波的同步同样需要较长的建立时间，且瞬时噪声容易造成锁相环失锁，在失锁后需要重新进行频率捕获及相位跟踪才能再次达到载波的同步。
2.存在相位截断误差和幅度量化误差，影响应答机的接收灵敏度和动态范围。
该方法为达到较高的频率分辨率，需要在数控振荡器NCO内存储数目较多的波形点，波形点的幅度和相位的步阶分别存在幅度量化误差和相位截断误差，将引起NCO输出波形的频谱出现杂散分量、I支路与Q支路的正交性变差，影响接收端的接收灵敏度和动态范围。
3.相位裕度小。
设发送端发送的QPSK调制方式的频带信号
QPSKt(t)＝a(t)·cosω0t+c(t)·sinω0t＝cos(ω0t+θ)+sin(ω0t+θ)，式中，t是时间，ω0＝2πf0，其中f0是本地载波频率，发送端发送2位的二进制基带信号，a(t)为发送端2位二进制基带信号的高位信号，c(t)为发送端2位二进制基带信号的低位信号，θ表示代表四相调制，θ与a(t)及c(t)有如下对应关系：
θ＝0时，a(t)＝1，c(t)＝1；
时，a(t)＝-1，c(t)＝1；
θ＝π时，a(t)＝-1，c(t)＝-1；
时，a(t)＝1，c(t)＝-1；
接收端接收的QPSK调制方式的频带信号
QPSKr(t)＝a(t)·cos(ω0t+φ)+c(t)·sin(ω0t+φ)＝cos(ω0t+φ+θ)+sin(ω0t+φ+θ)，式中，接收端与发送端的信号相位差φ＝ωdt+β，该φ值可正可负，其中的ωd＝2πfd，fd是多普勒频移，β是初始加延时相位差。接收端的数控振荡器NCO产生正交的本地载波即cosω0t、sinω0t，QPSKr(t)信号与cosω0t、sinω0t分别相乘，分别经低通滤波后生成I支路信号Q支路信号/>对I支路、Q支路信号分别加减运算得到U＝I+Q＝cos(φ+θ)及W＝I-Q＝sin(φ+θ)。在0°≤φ＜90°区间，cosφ的值始终为正值，U可代表基带信号a(t)，sinφ的值始终为正值，W可代表基带信号c(t)，若φ超出90°范围，cosφ、sinφ的值有了负值，导致U、W反相而误判基带信号a(t)及c(t)，因此要采用载波同步把φ始终控制在90°以内，这时的相位裕度为0°≤φ＜90°。
4.占用电路硬件资源较多。
该方法解调时采用自动频率控制AFC和Costas环方式进行载波同步，其中包括鉴频器、鉴相器、环路滤波器等功能电路，均需要占用大量电路硬件资源。
发明内容
本发明的目的在于针对上述已有技术的不足，提出一种正交相移键控调制信号的解调方法，以提高对QPSK信号解调的实时性，改善接收端的接收灵敏度和动态范围，提高相位裕度且减少电路硬件资源占用。
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
(1)对接收到的频带信号QPSKr(t)进行A/D模数转换，得到频带信号的数字信号QPSK(n)；
(2)数控振荡器NCO生成一对初始正交信号cosω0n、sinω0n，并根据该初始正交信号生成第一组的第一中间信号I”、第二中间信号Q”；
(3)分别对第一组中间信号I”、Q”进行低通滤波，滤除高频分量，得到第二组的第一中间信号I、第二中间信号Q；
(4)对第二组的中间信号I、Q进行变换，得到第三组的四对中间信号，即第一对中间信号IA、QA，第二对中间信号IB、QB，第三对中间信号IC、QC，第四对中间信号ID、QD；
(5)对第三组的四对中间信号分别进行两两求和、求差，得到四对结果正交信号，即第一对结果正交信号UA、WA，第二对结果正交信号UB、WB，第三对结果正交信号UC、WC，第四对结果正交信号UD、WD；
(6)分别取四对结果正交信号的符号位，得到四对结果正交信号的符号位，即第一对结果正交信号符号位UAF、WAF，第二对结果正信号符号位UBF、WBF，第三对结果正交信号符号位UCF、WCF，第四对结果正交信号符号位UDF、WDF，对这四对符号位分别求反，得到四对反向符号位，即第一对反向符号位-UAF、-WAF，第二对反向符号位-UBF、-WBF，第三对反向符号位-UCF、-WCF，第四对反向符号位-UDF、-WDF；
(7)根据(5)中四对结果正交信号的值，判断接收端与发送端的信号相位差φ所处的象限及盲相点：
如果(5)中四对结果正交信号的值均不为0时，判断四对结果正交信号的符号位及其反向符号位的相对关系：
若UAF＝UBF＝-UCF＝-UDF且WAF＝-WBF＝-WCF＝WDF时，则φ处于第一象限；
若-UAF＝UBF＝UCF＝-UDF且WAF＝WBF＝-WCF＝-WDF时，则φ处于第二象限；
若-UAF＝-UBF＝UCF＝UDF且-WAF＝WBF＝WCF＝-WDF时，则φ处于第三象限；
若UAF＝-UBF＝-UCF＝UDF且-WAF＝-WBF＝WCF＝WDF时，则φ处于第四象限；
如果(5)中四对结果正交信号的值出现0值时，判断四对结果正交信号的符号位及其反向符号位的相对关系：
若WA＝UB＝WC＝UD＝0且UAF＝WBF＝-UCF＝-WDF时，则φ处于盲相点0；
若UA＝WB＝UC＝WD＝0且-WAF＝UBF＝WCF＝-UDF时，则φ处于盲相点
若WA＝UB＝WC＝UD＝0且-UAF＝-WBF＝UCF＝WDF时，则φ处于盲相点π；
若UA＝WB＝UC＝WD＝0且WAF＝-UBF＝-WCF＝UDF时，则φ处于盲相点
(8)根据接收端与发送端的信号相位差φ所处的象限及盲相点，输出相应的符号位得到接收端的2位二进制基带信号的高位信号b、低位信号e：
如果φ处于不包括0、π、/>位置的四个象限时，输出符号位得到相应的基带信号：
若φ在第一象限，输出第一对结果正交信号的第一符号位UAF得到b，输出第一对结果正交信号的第二符号位WAF得到e；
若φ在第二象限，输出第二对结果正交信号的第一符号位UBF得到b，输出第二对结果正交信号的第二符号位WBF得到e；
若φ在第三象限，输出第三对结果正交信号的第一符号位UCF得到b，输出第三对结果正交信号的第二符号位WCF得到e；
若φ在第四象限，输出第四对结果正交信号的第一符号位UDF得到b，输出第四对结果正交信号的第二符号位WDF得到e；
如果φ处于四个盲相点0、π、/>之一的位置，输出符号位得到相应的基带信号：
若φ＝0，输出第二对结果正交信号的第一符号位UBF得到b，输出第二对结果正交信号的第二符号位WBF得到e；
若输出第三对结果正交信号的第一符号位UCF得到b，输出第三对结果正交信号的第二符号位WCF得到e；
若φ＝π，输出第四对结果正交信号的第一符号位UDF得到b，输出第四对结果正交信号的第二符号位WDF得到e；
若输出第一对结果正交信号的第一符号位UAF得到b，输出第一对结果正交信号的第二符号位WAF得到e；
由此得到的接收端的2位二进制基带信号b、e与发送端的2位二进制基带信号对应一致，完成解调。
本发明具有如下优点：
1)减小了处理时延，提高了解调信号的实时性。
现有方法采用自动频率控制AFC和Costas环达到载波同步，该过程需要较长的建立时间且瞬时噪声容易造成失锁；
本发明不需要自动频率控制AFC和Costas环，通过判断相位偏差所属象限，输出对应的基带信号，对信号解调的处理只涉及乘法、加减法运算及判断，其处理延时不超过微秒，且不存在失锁的问题，提高了处理实时性。
2)改善了接收端的接收灵敏度和动态范围。
现有方法为达到较高的频率分辨率，需要存储较多的波形点值，将引入幅度量化误差和相位截断误差，导致本地载波的波形频谱出现杂散分量以及I支路Q支路的正交性变差，影响引导应答机的接收灵敏度和动态范围；
本发明只需存储一对正交信号cosω0n、sinω0n共8个点值，其中cosω0n有4个点值分别是cos0＝1、cosπ＝-1、/>信号sinω0n有4个点值分别是sin0＝0、sinπ＝0、/>每个点值的量化位数为2bit，顺序循环输出4个点值，减小了幅度量化误差和相位截断误差，同时能确保I支路Q支路的相位正交性优良，改善了接收端的接收灵敏度和动态范围。
3)将相位裕度提高到0°～360°。
现有方法的相位裕度为0°≤φ＜90°；
本发明中通过对I支路信号和Q支路信号取反、求和、求差、判断、选择这些操作后，相位差可覆盖四个象限，将相位裕度提高到0°≤φ≤360°。
4)硬件资源占用少。
现有方法采用自动频率控制AFC和Costas环方式进行载波同步，其中包括鉴频器、鉴相器、环路滤波器等功能电路，均需要占用大量电路硬件资源；
本发明不使用这些功能电路，占用硬件资源少。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的实施例进行详细描述。
参照图1，本发明的正交相移键控调制信号的解调方法，实现步骤包括如下：
步骤1，获取四对中间信号。
参照图2，本步骤的具体实现如下：
1.1)接收端对频带信号进行AD模数转换：
1.1.1)发送端发送QPSK调制的频带信号QPSKt(t)：
QPSKt(t)＝a(t)·cosω0t+c(t)·sinω0t＝cos(ω0t+θ)+sin(ω0t+θ)，
其中：t为时间，a(t)、c(t)分别代表了发送端2位二进制的基带信号的高、低位信号，ω0＝2πf0为载波角频率，f0是本地载波频率；
1.1.2)接收端接收到频带信号QPSKr(t)，对其进行AD模数转换，得到数字信号QPSK(n)：
QPSKr(t)＝a(t)·cos(ω0t+φ)+c(t)·sin(ω0t+φ)＝cos(ω0t+φ+θ)+sin(ω0t+φ+θ)，
QPSK(n)＝b·cos(ω0n+φ)+e·sin(ω0n+φ)＝cos(ω0n+φ+θ)+sin(ω0n+φ+θ)，
其中：接收端与发送端的信号相位差φ＝ωdt+β，该φ值可正可负，ωd＝2πfd，fd是多普勒频移，β是初始加延时相位差，n为采样点数目，A/D模数转换的采样频率是4倍的f0，b为接收端2位二进制基带信号的高位信号，e为接收端2位二进制基带信号的低位信号，θ表示相位调制，θ与b及e有如下对应关系：
当b＝1，e＝1时，则θ＝0；
当b＝-1，e＝1时，则
当b＝-1，e＝-1时，则θ＝π；
当b＝1，e＝-1时，则
1.2)把数字信号QPSK(n)与一对初始正交信号相乘，得到第一组中间信号：
1.2.1)将第一个初始正交信号cosω0n的4个点值cos0＝1、cosπ＝-1、第二个初始正交信号sinω0n的4个点值sin0＝0、/>sinπ＝0、/>共8个点值存入数控振荡器NCO的查找表，该8个点值的量化位数均为2bit；
1.2.2)数控振荡器NCO循环输出cosω0n的4个点值、sinω0n的4个点值，生成一对初始正交信号cosω0n、sinω0n；
1.2.3)把数字信号QPSK(n)分别与初始正交信号cosω0n、sinω0n相乘，生成第一组中间信号I”、Q”，其中：
I”＝QPSK(n)·cosω0n＝[cos(ω0n+φ+θ)+sin(ω0n+φ+θ)]·cosω0n，
Q”＝QPSK(n)·sinω0n＝[cos(ω0n+φ+θ)+sin(ω0n+φ+θ)]·sinω0n；
1.2.4)分别把信号I”、Q”通过低通滤波器，滤除高频分量，得到滤波后的第二组中间信号I、Q，其中：
1.3)将I、Q信号进行如下变换得到第三组的四对中间信号：
第一对中间信号IA、QA：
即把I信号直通得到IA信号；
即把Q信号直通得到QA信号；
第二对中间信号IB、QB：
即把Q信号求反得到IB信号，
即把I信号直通得到QB信号，
第三对中间信号IC、QC：
即把I信号求反得到IC信号，
即把Q信号求反得到QC信号，
第四对中间信号ID、QD：
即把Q信号直通得到ID信号，
即把I信号求反得到QD信号。
步骤2，对第三组的四对中间信号进行求和、求差获取四对结果正交信号，并取其符号位和反向符号位。
参照图3，本步骤的具体实现如下：
2.1)对第三组的四对中间信号分别进行两两求和、求差，得到四对结果正交信号，分别表示如下：
第一对结果正交信号UA、WA：
求IA及QA之和得到UA，即UA＝IA+QA＝cos((φ-0)+θ)，
求IA及QA之差得到WA，即WA＝IA-QA＝sin((φ-0)+θ)，
第二对结果正交信号UB、WB：
求IB及QB之和得到UB，即
求IB及QB之差得到WB，即
第三对结果正交信号UC、WC：
求IC及QC之和得到UC，即UC＝IC+QC＝cos((φ-π)+θ)；
求IC及QC之差得到WC，即WC＝IC-QC＝sin((φ-π)+θ)；
第四对结果正交信号UD、WD：
求ID及QD之和得到UD，即
求ID及QD之差得到WD，即
2.2)取四对结果正交信号的符号位和反向符号位：
分别取四对结果正交信号的符号位，得到四对结果正交信号的符号位，即第一对结果正交信号符号位UAF、WAF，第二对结果正信号符号位UBF、WBF，第三对结果正交信号符号位UCF、WCF，第四对结果正交信号符号位UDF、WDF；
对这四对符号位分别求反，得到四对反向符号位，即第一对反向符号位-UAF、-WAF，第二对反向符号位-UBF、-WBF，第三对反向符号位-UCF、-WCF，第四对反向符号位-UDF、-WDF。
步骤3，根据四对结果正交信号的值，判断接收端与发送端的信号相位差φ所处的象限及盲相点，并选择通道。
参照图4，本步骤的具体实现如下：
3.1)判断四对结果正交信号的值均不为0时φ所处的象限，将四对结果正交信号的符号位及其反向符号位的有效对应关系作为判断依据，来判断φ的象限，此象限不包括0、π、/>这四个位置，并选择四个通道CH1～CH4：
当UA≠0且WA≠0时，存在UAF＝UBF＝-UCF＝-UDF且WAF＝-WBF＝-WCF＝WDF的有效对应关系，则φ处于第一象限，故选第一通道CH1作为相位差φ的输出；
当UB≠0且WB≠0时，存在-UAF＝UBF＝UCF＝-UDF且WAF＝WBF＝-WCF＝-WDF的有效对应关系，则φ处于第二象限，故选第二通道CH2作为相位差φ的输出；
当UC≠0且WC≠0时，存在-UAF＝-UBF＝UCF＝UDF且-WAF＝WBF＝WCF＝-WDF的有效对应关系，则φ处于第三象限，故选第三通道CH3作为相位差φ的输出；
当UD≠0且WD≠0时，存在UAF＝-UBF＝-UCF＝UDF且-WAF＝-WBF＝WCF＝WDF的有效对应关系，则φ处于第四象限，故选第四通道CH4作为相位差φ的输出；
3.2)判断四对结果正交信号的值出现0值时φ所处的盲相点，将四对结果正交信号的符号位及其反向符号位的有效对应关系作为判断依据，判断相位差φ处于0、π、/>四个盲相点的具体位置，并选择四个通道CH5～CH8：
当UA＝0或WA＝0时，则存在WA＝UB＝WC＝UD＝0且UAF＝WBF＝-UCF＝-WDF的有效对应关系，得出φ处于盲相点0的位置，故选第五通道CH5作为相位差φ的输出；
当UB＝0或WB＝0时，则存在UA＝WB＝UC＝WD＝0且-WAF＝UBF＝WCF＝-UDF的有效对应关系，得出φ处于盲相点故选第六通道CH6作为相位差φ的输出；
当UC＝0或WC＝0时，则存在WA＝UB＝WC＝UD＝0且-UAF＝-WBF＝UCF＝WDF的有效对应关系，得出φ处于盲相点π，故选第七通道CH7作为相位差φ的输出；
当UD＝0或WD＝0时，则存在UA＝WB＝UC＝WD＝0且WAF＝-UB F＝-WCF＝UDF的有效对应关系，得出φ处于盲相点故选第八通道CH8作为相位差φ的输出。
步骤4，在执行步骤3同时根据四对结果正交信号的值，选择输出其符号位。
参照图5，本步骤的具体实现如下：
4.1)采用八个二选一选择器，将步骤2中的符号位UAF、UBF、UCF、UDF分别与第一、第三、第五、第七个二选一选择器的第一输入通道Chan0连接，将将步骤2中的符号位UBF、UCF、UDF、UAF分别第一、第三、第五、第七个二选一选择器的第二输入通道Chan1连接；将WAF、WBF、WCF、WDF分别与第二、第四、第六、第八个二选一选择器的第一输入通道Chan0连接，将WBF、WCF、WDF、WAF分别与第二、第四、第六、第八个二选一选择器的第二输入通道Chan1连接，这8个二选一选择器的输出端依次由UAFF、WAFF、UBFF、WBFF、UCFF、WCFF、UDFF、WDFF表示；
4.2)在四对正交信号的值均不为0时，选通不同二选一选择器的第一输入通道Chan0，得到其输出端对应的值：
当UA≠0且WA≠0时，选通第一、第二个二选一选择器的第一输入通道Chan0，其输出端UAFF、WAFF的值分别为UAF、WAF；
当UB≠0且WB≠0时，选通第三、第四个二选一选择器的第一输入通道Chan0，其输出端UBFF、WBFF的值分别为UBF、WBF；
当UC≠0且WC≠0时，选通第五、第六个二选一选择器的第一输入通道Chan0，其输出端UCFF、WCFF的值分别为UCF、WCF；
当UD≠0且WD≠0时，选通第七、第八个二选一选择器的第一输入通道Chan0，其输出端UDFF、WDFF的值分别为UDF、WDF；
4.3)在四对正交信号的值出现0值，选通不同二选一选择器的第二输入通道Chan1，得到其输出端对应的值：
当UA＝0或WA＝0时，选通第一、第二个二选一选择器的第二输入通道Chan1，其输出端UAFF、WAFF的值分别为UBF、WBF；
当UB＝0或WB＝0时，选通第三、第四个二选一选择器的第二输入通道Chan1，其输出端UBFF、WBFF值分别为UCF、WCF；
当UC＝0或WC＝0时，选通第五、第六个二选一选择器的第二输入通道Chan1，其输出端UCFF、WCFF的值分别为UDF、WDF；
当UD＝0或WD＝0时，选通第七、第八个二选一选择器的第二输入通道Chan1，其输出端UDFF、WDFF的值分别为UAF、WAF。
步骤5，用步骤3中相位差φ所对应的的8个不同通道，对步骤4中8个二选一选择器的输出进行选择，输出其中2个二选一选择器的输出值，得到基带信号b、e。
参照图6，本步骤的具体实现如下：
5.1)采用四个二选一选择器，将步骤3中的前四个通道CH1、CH2、CH3、CH4分别与第九、第十、第十一、第十二个二选一选择器的第一输入通道Chan0连接，将步骤3中的后四个通道CH5、CH6、CH7、CH8分别与第九、第十、第十一、第十二个二选一选择器的第二输入通道Chan1连接，根据四对结果正交信号的值，来选择这四个二选一选择器的输出端CH1S～CH4S的信息：
当UA≠0且WA≠0时，选通第九个二选一选择器的第一输入通道Chan0，即将通道CH1中所对应的信息由第九个二选一选择器的输出端CH1S输出；
当UB≠0且WB≠0时，选通第十个二选一选择器的第一输入通道Chan0，即将通道CH2中所对应的信息由第十个二选一选择器的输出端CH2S输出；
当UC≠0且WC≠0时，选通第十一个二选一选择器的第一输入通道Chan0，即将通道CH3中所对应的信息由第十一个二选一选择器的输出端CH3S输出；
当UD≠0且WD≠0时，选通第十二个二选一选择器的第一输入通道Chan0，即将通道CH4中所对应的信息由第十二个二选一选择器的输出端CH4S输出；
当UA＝0或WA＝0时，选通第九个二选一选择器的第二输入通道Chan1，即将通道CH5中所对应的信息由第九个二选一选择器的输出端CH1S输出；
当UB＝0或WB＝0时，选通第十个二选一选择器的第二输入通道Chan1，即将通道CH6中所对应的信息由第十个二选一选择器的输出端CH2S输出；
当UB＝0或WB＝0时，选通第十一个二选一选择器的第二输入通道Chan1，即将通道CH7中所对应的信息由第十一个二选一选择器的输出端CH3S输出；
当UD＝0或WD＝0时，选通第十二个二选一选择器的第二输入通道Chan1，即将通道CH8中所对应的信息由第十二个二选一选择器的输出端CH4S输出；
5.2)采用两个四选一选择器，将步骤4中的输出端UAFF、UBFF、UCFF、UDFF分别与第一个四选一选择器的四个输入通道Ch1～Ch4连接，用5.1)中的四个二选一选择器的输出端CH1S～CH4S来控制其输出，得到基带信号b；将步骤4中的输出端WAFF、WBFF、WCFF、WDFF分别连接第二个四选一选择器的四个输入通道Ch1～Ch4，用5.1)中四个二选一选择器的输出端CH1S～CH4S来控制其输出，得到基带信号e。
由此得到的接收端的2位二进制基带信号b、e与发送端的2位二进制基带信号对应一致，完成解调。
以上描述仅是本发明的一个具体实例，不构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。