CN103313472A - 一种具有调光功能的led驱动电路及灯具 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有调光功能的LED驱动电路及灯具，包含三端双向可控硅（TRIAC）调光器，其接收交流输入电压，生成切相电压信号，再经整流模块整流后，耦合到调光信号发生器,功率因数校正控制器接收调光信号发生器的输出信号及反映LED亮度的反馈信号，输出开关控制信号控制开关管的闭合和关断，以实现对LED的驱动。通过调节TRIAC调光器的导通角，实现对LED的调光。

Description

一种具有调光功能的LED驱动电路及灯具

本申请是针对申请日为2010年5月19日，申请号为201010176247.0，发明名称为“一种具有调光功能的LED驱动电路及灯具”提出的分案申请。

技术领域

本发明的实施例涉及一种LED驱动电路，尤其涉及利用三端双向可控硅（TRIAC）对LED进行调光的驱动电路。本发明的实施例还涉及使用该驱动电路的灯具。

背景技术

三端双向可控硅（TRIAC）是电力电子领域的常用的整流器件，通过门极的控制信号可以实现其在两个方向上的导通。当TRIAC导通后，门极控制信号便失去控制作用，当通过TRIAC的电流低于维持电流，TRIAC由导通变为截止。

基于TRIAC的调光器目前广泛应用于对白炽灯和卤素灯等纯阻性负载的调光应用中，基本原理是通过控制TRIAC的触发时刻来控制TRIAC的导通角，进而实现对光源（负载）电压的调节，达到调光的目的。

发光二极管（Light Emitting Diode，简称LED）由于具有体积小、节能、使用寿命长等优点，成为传统光源（如白炽灯）最有潜力的替代光源之一。目前LED的常用调光技术有PWM调光和模拟调光，前者的调光原理是控制流经LED电流的导通时间，后者的调光原理是直接控制流经LED电流的大小。当采用TRIAC调光方案时，由于LED驱动器不是纯粹的阻性负载，会因电路中的LC谐振导致通过TRIAC的电流不可控，使得不能有效地进行调光。现有技术通过增加假负载（dummy load）的方法解决该问题，但由于假负载的功率消耗降低了效率。

因此需要改进现有LED的TRIAC调光方案，以降低功耗，提升效率。

发明内容

本发明的目的是提出一种能够对LED进行调光的驱动电路，以解决现有TRIAC调光器不能直接应用于LED驱动电路以实现对LED调光的问题。

在本发明的一个方面，提出了一种对LED进行调光的驱动电路，包括：三端双向可控硅调光器，接收交流输入电压生成切相电压；整流电路，将所述切相电压整流为直流信号；滤波电路，所述直流信号被耦合到滤波电路，滤波后的信号经能量传输元件耦合至LED；调光信号发生器，接收一反映所述直流信号的信号；功率因数校正控制器，接收调光信号发生器的输出信号及反映LED亮度的信号，输出开关控制信号以控制开关管。

优选地，所述功率因数校正控制器为有源功率因数校正电路。

优选地，所述功率因数校正控制器工作于临界导通模式。

优选地，所述功率因数校正控制器工作于连续导通模式。

优选地，所述功率因数校正控制器工作于断续导通模式。

优选地，所述能量传输元件为变压器。

优选地，所述能量传输元件为电感。

优选地，所述驱动电路基于正激拓扑、反激（FLYBACK）拓扑、半桥（HALF-BRIDGE）拓扑、推挽拓扑中的任一种。

优选地，所述驱动电路基于降压（BUCK）拓扑结构、升压（BOOST）拓扑结构、升降压（BUCK-BOOST）拓扑结构、单端初级电感转换器（SEPIC）拓扑结构中的任一种。

优选地，所述反映LED亮度的信号来自于变压器的原边。

优选地，所述驱动电路还包括：等效负载平均电流计算模块，基于反映变压器原边电流的信号和体现开关管状态的信号生成所述反映LED亮度的信号。

优选地，所述体现开关管状态的信号来自于开关管驱动信号或辅助绕组的输出信号。

优选地，所述等效负载平均电流计算模块包含：第一开关，一端耦接至反映原边电流的信号；电容，耦接在第一开关的另一端和地之间；第二开关，一端耦接至第一开关与电容的连接点；第三开关，耦接于第二开关的另一端和地之间；第二开关和第三开关之间的连接点输出反映LED亮度的信号；体现开关管状态的信号控制第一开关、第二开关和第三开关。

优选地，所述滤波电路包含电容元件或电感元件中的任意一种或电容元件和电感元件的组合。

优选地，所述调光信号发生器根据整流后的切相电压输出参数受控的信号。

优选地，所述输出参数受控的信号为脉冲宽度调制信号或幅值受控的信号。

优选地，功率因数校正控制器包括：误差放大器，同相端与调光信号发生器的输出耦接，反相端与反映LED亮度的信号相耦合；乘法器，将误差放大器的输出信号和所述反映直流信号的信号相乘，输出参考信号；比较器，反相端接收所述参考信号，同相端与反映流过能量传输元件的电流大小的电压信号耦接；电流过零检测器，对所述能量传输元件的能量传输情况进行检测；触发器，所述比较器的输出信号耦接到触发器的复位端，触发器的置位端接收电流过零检测器的输出信号，触发器的输出端与开关管耦接，其输出信号控制开关管的闭合和关断。

优选地，功率因数校正控制器包括：误差放大器，同相端与调光信号发生器的输出耦接，反相端与反映LED亮度的信号相耦合；电流过零检测器，对所述能量传输元件的能量传输情况进行检测；导通时长控制器，接收所述误差放大器的输出信号和所述电流过零检测器的输出信号，触发器，所述导通时长控制器的输出信号耦接接到触发器的复位端，触发器的置位端接收电流过零检测器的输出信号，触发器的输出端与开关管耦接，其输出信号控制开关管的闭合和关断。

在本发明的另一方面，提出了一种灯具，该灯具具备如上所述的驱动电路。

上述驱动电路及使用该电路的灯具，解决了现有技术中存在的TRIAC调光器不能直接对LED进行调光的问题，兼容了现有的传统光源（如白炽灯）的调光方案。

附图说明

图1为现有的利用TRIAC调光器对LED调光的技术方案。

图2为根据本发明实施例的一个副边采样并基于带乘法器PFC的具体实施例。

图3为图2所示实施例中相关信号在交流输入电压AC的一个半周期内的波形。

图4为根据本发明实施例的一个副边采样并基于带导通时长控制电路PFC的具体实施例。

图5为根据本发明实施例的一个原边采样并基于带乘法器PFC的具体实施例。

图6为图5所示等效负载平均电流计算模块570的一个具体框图。

图7为根据本发明实施例的一个原边采样并基于带导通时长控制电路PFC的具体实施例。

具体实施方式

以下各具体实施例及附图中，除非另外强调，相同的标记代表相同的部分。

图1为现有的LED三端双向可控硅(TRIAC)调光方案示意图。下面说明其调光原理。交流输入电压Vin经过TRIAC调光器作用后，输出导通时刻受控的电压信号101，再经过整流模块得到单向电压102，电压102分压后得到电压103输送给调光信号发生器，得到宽度被调节的脉冲信号（PWM信号）104。通过调节TRIAC调光器的导通时刻，调光信号发生器的输入电压103波形被改变，相应地调光信号发生器的输出信号104的脉冲宽度被调节，再经不具有功率因数校正功能（non power factor correction，简称Non-PFC）控制器的作用后，使得经变压器TR传送到负载LED的能量被调节，最终实现对LED亮度的控制。

图1中假负载（dummy load）Rd的存在，可以解决因电路中LC谐振导致流经TRIAC调光器的电流Itr不可控，进而引起TRIAC调光器关断时刻不可控而不能调光的问题。但另一方面，假负载Rd的引入产生了额外功耗，这一问题对于日益注重LED驱动电路效率的今天变得更加突出。

图2为根据本发明一个具体实施例的驱动电路的示意图，该实施例的驱动电路基于反激（FLYBACK）拓扑，反馈信号采样自变压器副边，被采样信号为体现LED亮度的信号，如电压信号或电流信号。该实施例相对于图1所示现有技术的改进在于采用了具有功率因数校正（power factor correction，简称PFC）功能的控制器，并省却了假负载Rd。在该实施例中，PFC控制器250可工作于临界导通模式（critical conduction mode）。

图3为图2所示实施例的驱动电路中相关信号在交流输入电压Vin的一个半工作周期内的波形。图3中的3a所示为图2中交流输入电压Vin波形，该电压经过TRIAC调光器后得到切相电压201，再经整流模块整流后，得到直流电压202，波形如图3中的3b所示。β1表示该直流电压波形对应的TRIAC调光器导通角，控制TRIAC调光器可以实现对导通角的控制。

直流电压202一方面经滤波电路220耦合到变压器，另一方面经分压得到电压203，波形如图3中的3c所示。在该实施例中，该滤波电路包含电容C1。电压203耦接至调光信号发生器230，调光信号发生器230的作用是根据输入电压203输出参数受控的信号，例如占空比受控或者幅值受控的信号。经过滤波电路220滤波后的信号经变压器耦合至LED。

在本实施例中，调光信号发生器230包含比较器231，其同相端与电压203耦接，反相端与信号204耦接，调光信号发生器230输出信号205与PFC控制器模块250耦接。在本实施例中，信号204为0V，当电压203高于0V，输出信号205为高电平，当电压203值低于0V，输出信号205为低电平。信号205波形如图3中的3d所示。

PFC控制器250包含误差放大器251、乘法器252、比较器253、电流过零检测器254、RS触发器255。误差放大器251的同相端与调光信号发生器的输出205耦接，反相端与反映灯亮度的反馈信号206相耦合，误差放大器251的输出信号207输送给乘法器252。乘法器252的另一路输入为电压203，乘法器的输出208如图3中的3e所示。输出信号208作为参考信号输送给比较器253的反相端，比较器253的同相端与反映变压器TR原边电流Ip大小的电压信号209耦接。电流过零检测器254对变压器的能量传输情况进行检测，输出信号211。比较器输出信号210到RS触发器255的复位端，RS触发器的置位端接收电流过零检测器254的输出信号211。RS触发器的输出端与开关管Sw耦接，其输出信号212控制开关管Sw的闭合和关断。如上所述，乘法器252将信号203和207相乘，得到参考信号208，使得208的波形与203相似，最终使得原边电流Ip峰值包络线与信号203相似。

当开关Sw闭合，变压器TR原边电流Ip持续增大，当电流增大到电压信号209达到比较器253反相端的参考电平值时，比较器253的输出信号210变为高电平，触发器255被复位，输出信号212变为低电平，关断开关管Sw，之后能量通过变压器副边绕组Ls输出给负载LED，副边电流Id逐渐减小，当其降低为0，这一信息通过电流过零检测器254检测变压器第三绕组Lt的输出信号213得到。电流过零检测器254输出信号211使触发器255被置位，触发器输出信号212变为高电平，再次闭合开关管Sw。

图3中的3e示出了当Rp=1Ω时相关信号的波形，电流Ip峰值包络线的波形即为信号208的波形。需要说明的是，图3中的3e只是示意性地给出了电流Ip的几个波形。本实施例中控制器250工作于临界导通模式，副边电流降为0后原边电流Ip即又马上增大，直到信号209升至参考电平。出于清楚说明的目的，存在于图中两个电流波形之间的电流信号未示出。

由于作为参考信号的乘法器输出信号208与乘法器输入信号203波形相似，因此电流Ip的峰值包络线也与电压203波形相似。电流Ip经电容C1滤波，得到的输入电流Itr波形如图3中的3e所示。输入电流Itr波形与交流输入电压AC经过TRIAC调光器后的切相电压201波形同相且相似，故在不需要加入假负载的情况下，即可以防止TRIAC调光器的被误关断，另外也提高了系统的功率因数。

结合图3来说明TRIAC调光器对LED实现调光的原理。

以输入交流电压Vin的半个周期为例，调节TRIAC调光器，使调光器导通时刻从T1调节为T2，相应地，TRIAC调光器导通角从β1调节为β2。这样，电压203的导通时长对应的导通角由β1调节为β2，调光信号发生器的输出信号205高电平时长对应的导通角由β1调节为β2。两种情况下输出信号208的波形如图3中的3e所示。与导通角β1时相比，导通角为β2时传递给负载的能量降低，达到调光的目的。

反馈信号206采样自体现负载LED亮度相关的电压或电流信号，并经反馈网络270作用后生成。反馈信号206耦接至PFC控制器250，起到稳定LED亮度的效果。在本实施例中，如当LED亮度突然增大，体现亮度的反馈信号206变大，运算放大器251的输出207变小，乘法器的输出208变小，电流Ip峰值变小，传递到LED的能量变小，LED亮度降低。

图4是根据本发明另一个具体实施例的驱动电路的示意图。该实施例的驱动电路相对于图2所示实施例的不同在于PFC控制器450没有采用乘法器，而是采用导通时长控制器（on time controller）。

在交流输入电压Vin波形、TRIAC调光器导通角以及反馈信号206幅值均一定的情况下，运算放大器251输出信号207为一固定值。当电流过零检测器254检测到副边电流Id降为零，输出信号211使RS触发器255置位，控制开关管Sw闭合。在信号211及运算放大器251输出信号207的作用下，导通时长控制器453经过一对应的时长后，输出复位信号410给RS触发器，输出信号412关断开关管。

参考图3中的3b，以50Hz市电交流输入电压Vin的半周期波形为例。电压202的频率为100HZ，而开关管工作频率为高频（数十KHZ到数MHZ），在开关管工作频率远远高于电压202频率的情况下，假设开关管在T3时刻导通，原边电流Ip的峰值Ipk表达式为：

$I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{T3}\×T_{\mathrm{ON}}}{L}$   等式（1）

其中，V_T3为T3时刻电压202的值，Ton为导通时长控制器453对应的开关管导通时长。在输出信号207为一固定值的情况下，Ton时长为一常数，电流Ip的峰值与V_T3成比例，因此在整个半周期波形内，电流Ip峰值的包络线与电压202波形相似。经过电容C1滤波，输入电流Itr波形与电压201波形相似，达到了对输入电流Itr波形的控制。

通过控制TRIAC调光器的调光角度，调光信号发生器230输出信号205的占空比被改变，运放251输出信号207控制导通时长控制器453的导通时长，该导通时长即为开关管Sw在一个开关周期内的导通时长，使得变压器原边电流Ip的峰值大小得到了控制，即通过变压器传递给负载LED的能量得到了控制，实现了LED的调光。

图5是根据本发明另一个具体实施例的驱动电路。该实施例的驱动电路相对于图2所示实施例的不同在于采用了原边控制。体现变压器TR原边电流信息的电压信号209除了被输送给PFC控制器250，还被输送给等效负载平均电流计算模块570，模块570的另一路输入来自于PFC控制器250的输出信号212，输出信号506被耦合到PFC控制器250。

图6为图5所示等效负载平均电流计算模块570的一个示意性框图，其包含：第一开关S1，其一端经LEB（前沿消隐电路）耦接至电压信号209，另一端耦接至第二开关S2和电容C2的连接点；电容C2，耦接在第一开关S1的一端和地之间；第二开关S2，一端耦接至第一开关S1与电容C2的连接点，另一端与第三开关S3耦接；第三开关S3，耦接于第二开关S2的一端和地之间。信号212同时控制第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3，第二开关S2和第三开关S3之间的连接点输出信号506。

当信号212为高，即开关管SW导通期间，第二开关S2关断；第一开关S1闭合，电容C2被充电；第三开关S3闭合接地，信号506值保持为零。当原边电流达到峰值Ipk，电容C2两端电压相应达到最大值Ipk×Rp。之后，信号212变为低，开关管SW被关断，第一开关S1和第三开关S3关断，第二开关S2闭合，使得电容C2两端的电压被耦合输出。这一状态保持到下一周期开关管SW被再次导通。

设开关管SW导通时长为Ton，关断时长为Toff，变压器原副边线圈匝比为N，信号506的平均值Ieq和负载电流的平均值Io分别可以表示为：

$\mathrm{Ieq}=\frac{I_{\mathrm{PK}}\×R_p\×T_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}}}$   等式（2）

$I_o=\stackrel{\‾}{I_d}=\frac{I_{\mathrm{PK}}\×N\×T_{\mathrm{off}}}{2\×(T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}})}$   等式（3）

其中，

为副边电流Id的平均值。由上述两式，得到

$\mathrm{Ieq}=\frac{{2R}_P\×I_o}{N}$   等式（4）

等式（3）说明信号506的平均值Ieq正比于负载电流平均值Io，即信号506能够反映负载状态，实现了通过采样原边信息达到了对负载状态的监测。

在另一个实施例中，控制第一开关S1、第二开关S2和第三开关S3的信号亦可来自于其他体现开关管SW状态的信号，如第三绕组Lt的输出信号213。

图7是根据本发明另一个具体实施例的驱动电路。该实施例的驱动电路相对于图4所示实施例的驱动电路不同在于采用了原边控制，PFC控制器450的实现原理与图4所示实施例相同，在此不在重复；相对于图5所示实施例的驱动电路不同在于PFC控制器450没有采用乘法器，而是采用导通时长控制器（on time controller），原边控制的实现原理与图5所示实施例相同，在此不再重复。

需要注意的是，所述实施例应被理解为用于解释而非限制本发明。在不脱离本发明范围的前提下，本领域的技术人员可以设计出许多替代方案。例如，虽然所述实施例均基于反激拓扑，但本发明同样适用于开关电源中的其他拓扑结构，如降压型（BUCK）、升压型（BOOST）、升降压型（BUCK-BOOST）、单端初级电感转换器（SEPIC）型、正激型、全桥型、半桥型、推挽型等。再如，虽然所述实施例中的PFC控制器均为临界导通模式，但本发明同样适用于不连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode）或连续导通模式（Continuous Conduction Mode）。所述实施例中给出的信号类型或信号具体数值在其他实施例中可以以其他类型或其他具体数值的形式出现。又如，在根据本发明的其他实施例中，滤波电路220也可以包含电感元件或电容元件和电感元件的组合。而调光信号发生器也可以进一步包含RC电路模块，以得到输出幅值受控的参数。另外，如上所述的LED驱动电路可以作为独立的器件来实现，也可以实现在灯具中。

以上内容仅涉及优选实施例或实施例，可产生许多修改方案而不脱离所附权利要求提出的本发明的精神和范围，不应解释为对本发明保护范围的限定。本说明书所描述的特定实施例仅用于说明目的，本领域技术人员在本发明的精神和原理内，可得出多种修改、等同方案。本发明涵盖的保护范围以所附权利要求书为准。因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (14)

1. 一种具有调光功能的LED驱动电路，包括：

三端双向可控硅调光器，接收交流输入电压生成切相电压；

整流电路，将所述切相电压整流为直流信号；

滤波电路，所述直流信号被耦合到滤波电路，滤波后的信号经能量传输元件耦合至LED；

调光信号发生器，接收一反映所述直流信号的信号；

功率因数校正控制器，接收调光信号发生器的输出信号及反映LED亮度的信号，输出开关控制信号以控制开关管，其中所述功率因数校正控制器包括：

误差放大器，同相端与调光信号发生器的输出耦接，反相端与反映LED亮度的信号相耦合；

乘法器，将误差放大器的输出信号和所述反映直流信号的信号相乘，输出参考信号；

比较器，反相端接收所述参考信号，同相端与反映流过能量传输元件的电流大小的电压信号耦接；

电流过零检测器，对所述能量传输元件的能量传输情况进行检测；

触发器，所述比较器的输出信号耦接到触发器的复位端，触发器的置位端接收电流过零检测器的输出信号，触发器的输出端与开关管耦接，其输出信号控制开关管的闭合和关断。

2. 如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于所述反映LED亮度的信号来自于变压器的原边。

3. 如权利要求2所述的驱动电路，其特征在于还包括：等效负载平均电流计算模块，基于反映变压器原边电流的信号和体现开关管状态的信号生成所述反映LED亮度的信号。

4. 如权利要求3所述的驱动电路，其特征在于所述体现开关管状态的信号来自于开关管驱动信号或辅助绕组的输出信号。

5.如权利要求3所述的驱动电路，其特征在于所述等效负载平均电流计算模块包含：

第一开关（S1），一端耦接至反映原边电流的信号；

电容（C2），耦接在第一开关（S1）的另一端和地之间；

第二开关（S2），一端耦接至第一开关（S1）与电容（C2）的连接点；

第三开关（S3），耦接于第二开关（S2）的另一端和地之间；

第二开关（S2）和第三开关（S3）之间的连接点输出反映LED亮度的信号（506）；

体现开关管状态的信号控制第一开关（S1）、第二开关（S2）和第三开关（S3）。

6.如权利要求1所述的驱动电路，其特征在于所述调光信号发生器根据整流后的切相电压输出参数受控的信号。

7.如权利要求6所述的驱动电路，其特征在于所述输出参数受控的信号为脉冲宽度调制信号或幅值受控的信号。

8. 一种具有调光功能的LED驱动电路，包括：

三端双向可控硅调光器，接收交流输入电压生成切相电压；

整流电路，将所述切相电压整流为直流信号；

滤波电路，所述直流信号被耦合到滤波电路，滤波后的信号经能量传输元件耦合至LED；

调光信号发生器，接收一反映所述直流信号的信号；

功率因数校正控制器，接收调光信号发生器的输出信号及反映LED亮度的信号，输出开关控制信号以控制开关管，其中所述功率因数校正控制器包括：

误差放大器，同相端与调光信号发生器的输出耦接，反相端与反映LED亮度的信号相耦合；

电流过零检测器，对所述能量传输元件的能量传输情况进行检测；

导通时长控制器，接收所述误差放大器的输出信号和所述电流过零检测器的输出信号，

触发器，所述导通时长控制器的输出信号耦接到触发器的复位端，触发器的置位端接收电流过零检测器的输出信号，触发器的输出端与开关管耦接，其输出信号控制开关管的闭合和关断。

9. 如权利要求8所述的驱动电路，其特征在于还包括：等效负载平均电流计算模块，基于反映变压器原边电流的信号和体现开关管状态的信号生成所述反映LED亮度的信号。

10. 如权利要求9所述的驱动电路，其特征在于所述体现开关管状态的信号来自于开关管驱动信号或辅助绕组的输出信号。

11.如权利要求9所述的驱动电路，其特征在于所述等效负载平均电流计算模块包含：

第一开关（S1），一端耦接至反映原边电流的信号；

电容（C2），耦接在第一开关（S1）的另一端和地之间；

第二开关（S2），一端耦接至第一开关（S1）与电容（C2）的连接点；

第三开关（S3），耦接于第二开关（S2）的另一端和地之间；

第二开关（S2）和第三开关（S3）之间的连接点输出反映LED亮度的信号（506）；

体现开关管状态的信号控制第一开关（S1）、第二开关（S2）和第三开关（S3）。

12.如权利要求8所述的驱动电路，其特征在于所述调光信号发生器根据整流后的切相电压输出参数受控的信号。

13.如权利要求12所述的驱动电路，其特征在于所述输出参数受控的信号为脉冲宽度调制信号或幅值受控的信号。

14.一种灯具，该灯具具备如权利要求1或者8所述的驱动电路。

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